CN109155587B - Dc-dc转换器和控制电路 - Google Patents

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Abstract

在所描述实例中，DC‑DC转换器(100)和控制电路(101)提供高侧驱动器信号HSD和低侧驱动器信号LSD，且根据比较器信号CMP选择性地调整低侧切换装置(S2)断开与高侧切换装置(S1)接通之间的延迟时间。时控比较器电路(130)参考切换节点(104)以响应于所述高侧驱动器信号HSD的第一边缘而对所述高侧切换装置(S1)上的电压进行取样，且产生指示所述所取样高侧切换电压的极性的所述比较器信号CMP以促进所述高侧切换装置(S1)的零电压切换ZVS。

Description

DC-DC转换器和控制电路
背景技术
切换DC-DC转换器电路用以将输入DC电压转换为输出DC电压或电流以驱动负载。许多DC-DC转换器电路使用高侧开关和低侧开关，所述高侧开关与所述低侧开关通常以交替方式致动以将输入电压转换为输出电压。在高侧开关上的电压由于与所述高侧开关相关联的电容的放电而为非零时，可能发生切换损耗。为实现高效率，需要在开关上的电压处于或接近于零时接通高侧开关。可针对零电压切换(ZVS)测量高侧开关电压，但高侧开关电压可能非常高。举例来说，高侧开关可连接到电力转换器输入干线和切换节点，所述切换节点可谐振直到或超出谐振转换器的电力转换器输入干线电压。因此，测量高侧开关上的电压以实施零电压切换需要高电压比较器适应到比较器的高输入电压，且高电压比较器通常遭受慢响应时间。就此而言，ZVS检测比较器应为快速的以用于实时切换控制(低传播延迟)，因为必须在低侧装置断开之后切换节点朝向电力转换器输入干线谐振时的短时间间隔期间进行比较。此外，连续时间比较器对于高速操作具有高功率消耗。另一方法是使用减小所检测信号的分压器，但此方法可能需要大的分压器组件，且大小限制通常需要分压器电阻器在控制器集成电路(IC)外部。而且分压器电阻器消耗电力以实施ZVS检测。另一方法使用辅助二极管和参考切换节点的电流镜提供近ZVS检测，但此方法需要额外电路且在大小和功率消耗方面是昂贵的。
发明内容
在所描述实例中，DC-DC转换器和控制电路提供高侧驱动器信号和低侧驱动器信号以控制输出电压。比较器电路比较所述高侧切换装置上的电压，且参考所述切换节点以允许使用低电压组件。所述比较器电路根据信号的边缘进行时控，所述信号接通高侧驱动器以对高侧开关上的电压进行取样且产生指示所述高侧开关上的所述电压的极性的比较器信号。所述控制电路根据所述比较器信号选择性地调整低侧切换装置断开与高侧切换装置接通之间的延迟时间以促进零电压切换。在其它实例中，所述比较器电路包含电平移位电路以从所述时控比较器接收所述比较器信号且将经电平移位的比较器信号提供到所述控制电路。
附图说明
图1是具有控制器集成电路(IC)的DC-DC降压转换器的示意图，所述控制器集成电路包含参考切换节点电压以测量高侧切换装置上的电压的时控比较器和用以将经电平移位的比较器信号提供到控制电路以实施零电压切换的低功率电平移位器电路。
图2是展示来自图1中的控制电路的驱动器输出信号和用以操作DC-DC转换器中的高侧开关和低侧开关的切换控制信号的波形图。
图3是展示控制电路操作以通过根据比较器信号选择性地调整断开低侧开关与接通高侧开关之间的延迟时间来实施零电压切换的表。
图4是展示可用于图1的控制器IC中的实例时控比较器电路的其它细节的示意图。
图5是展示可用于图1的控制器IC中的实例低功率电平位移器电路的示意图。
图6是展示高侧和低侧切换控制信号以及使用图1中的时控比较器的对应切换电压曲线的波形图，所述时控比较器用以在低侧开关断开与高侧开关接通之间的失效时间期间对高侧开关上的电压进行取样。
图7是展示具有控制器集成电路(IC)的另一DC-DC降压转换器的示意图，所述控制器集成电路包含第一辅助开关和第二辅助开关以及辅助电感器和参考切换节点电压以测量高侧切换装置上的电压的时控比较器和用以将经电平移位的比较器信号提供到控制电路以实施零电压切换的低功率电平移位器电路。
图8是展示切换控制信号连同图7的DC-DC转换器中的切换操作期间的电压和电流信号曲线的波形图。
具体实施方式
在图式中，相同附图标号贯穿全文指代相同元件，且各种特征未必是按比例绘制。在此描述中，术语“包含(including、includes)”、“具有(having、has、with)”或其变化形式以类似于术语“包括”的方式是包含性的，且因此应被解释为意味着“包含但不限于…”。而且，术语“联接(couple或couples)”包含间接或直接的电或机械连接或其组合。举例来说，如果第一装置联接到第二装置或与第二装置联接，那么所述连接可经由直接电连接或经由一或多个介入装置及连接的间接电连接。
图1展示切换DC-DC转换器电路100，其包含在切换电路102中连接于具有输入电压VIN的输入电压节点103与具有参考电压GND的接地或其它参考电压节点105之间的第一切换装置或开关S1和第二切换装置或开关S2。上部或高侧第一切换装置S1联接于输入电压节点103与切换节点104之间，且下部或低侧第二切换装置S2联接于切换节点104与参考电压节点105之间。第一开关S1与第二开关S2的交替切换控制切换节点104处的切换节点电压VSW以便选择性地对连接于切换节点104与输出节点或端子106之间的输出电感器L进行充电和放电。来自电感器L的电流以受控输出电压VO驱动负载108，且输出电容器CO连接于输出节点106与参考电压节点105之间，如图所示。DC-DC转换器电路100还包含用以提供切换控制信号SC1和SC2以操作切换电路102的驱动器电路110以及在线126与128上将高侧驱动器信号HSD与低侧驱动器信号LSD提供到驱动器电路110的控制电路120。
为促进控制电路120的零电压切换操作，IC 101还包含参考切换节点104的比较器电路130，如下文中进一步描述。而且，IC 101包含电力电路或电源140，其从输入电压节点103接收电力且相对于参考电压节点105的参考电压GND在第一供电电压节点142处提供第一供电电压VBIAS。二极管D1具有连接到第一供电电压节点142的阳极和连接到第二供电电压节点144的阴极，以便在连接于节点144与切换节点104之间的电容器C1上提供第二供电电压VBOOT。在所说明的实例中，控制电路120由第一供电电压VBIAS供电，且参考参考节点电压GND。在低侧开关S2接通时，来自第一供应节点142的充电电流流过二极管D1以为电容器C1充电。在相对于切换节点电压VSW的经充电的电容器电压超过第二供电电压VBIAS时，D1反向偏压以阻断电流流出电容器C1。以此方式，第二供电电压VBOOT相对于浮动切换节点104提供低电压供应(例如，3到5伏特)以在适合于根据高侧驱动器信号HSD可靠地接通与断开高侧切换装置S1的电平下为驱动器电路112、114供电。此外，第二供电电压VBOOT独立于输入电压电平VIN。
在一个实例中，切换电路102在控制器IC 101外部。在其它实施例中，开关S1和S2可在控制器IC 101内部。在所说明的实例中，IC 101提供用以将第一切换控制信号SC1提供到第一切换装置S1的控制端子113且将第二切换控制信号SC2提供到第二切换装置S2的控制端子117的内部驱动器电路110。在其它实施例中，驱动器电路110可在控制器IC 101外部。在图1的实例中，驱动器电路110包含第一驱动器电路，其具有将信号SC1提供到第一开关S1的反相主级驱动器112和根据来自控制电路120的第一驱动器信号HSD将控制信号提供到驱动器112的反相器114。
驱动器电路112和114相对于节点104处的切换节点电压VSW将高侧第一开关S1的栅极控制电压控制在合适电平以接通或断开开关S1。驱动器电路112和114参考切换节点104，且由第二供电电压VBOOT供电以提供控制信号SC1来驱动第一开关S1。驱动器112根据来自控制电路120的第一驱动器信号HSD提供相对于切换节点104处于高电平(例如，处于或接近于VBOOT)的信号SC1以接通NMOS切换装置S1。驱动器电路112提供处于低电平(例如，接近于切换节点电压VSW)的SC1以断开S1。
第二驱动器电路包含根据来自第二反相器118的输入信号提供第二切换控制信号SC2的第二反相主级驱动器116。控制电路120提供第二(低侧)驱动器信号LSD以致使主级驱动器116相对于参考节点105以高电平(例如，处于或接近于VIN或VBIAS)提供SC2信号以接通S2，且以接近于GND的低电平提供SC2信号以断开S2。控制电路120可根据驱动器电路110的反相或非反相逻辑以及被驱动的切换装置的类型而根据所使用的特定切换装置S1和S2提供高态有效或低态有效驱动器信号HSD和LSD。举例来说，控制电路120可经由驱动器电路110提供高态有效驱动器信号以接通NMOS装置S1和S2，如图所示，或其它实施方案可提供低态有效驱动器信号以接通PMOS装置，等。在所说明的实例中，切换装置S1和S2为NMOS晶体管。在其它实施例中可使用其它类型的高侧开关和低侧开关，例如PMOS晶体管、NMOS晶体管、双极晶体管等或其组合。
控制电路120可为提供第一驱动器信号HSD和第二驱动器信号LSD以调节或以其它方式控制输出电压信号VO的任何合适电路。在一个实例中，控制电路120包含输出调节器电路122，其通过在输出线126与128上产生HSD与LSD信号来提供闭环输出电压调节以使输入线121上的设定点电压信号VSP与输入线123上的反馈电压信号VFB之间的差最小化。在图1的实例中，由电阻器RF1和RF2形成的电阻分压器电路依据输出电压信号VO提供反馈信号VFB。尽管结合高侧切换装置S1和低侧切换装置S2的降压类型DC-DC转换器配置进行说明，但其它实施例可用于具有高侧切换装置和低侧切换装置的任何形式的切换转换器，例如升压转换器、降压-升压转换器、丘克转换器(Cuk converter)、H桥转换器、半桥转换器、LLC转换器，等。
控制电路120还包含具有输入端125的零电压切换(ZVS)电路124，所述输入端从比较器电路130的输出端138接收经电平移位的比较器信号LSCMP。在此实例中，LSCMP信号为具有第一和第二可辨别状态的布林电压信号(Boolean voltage signal)，所述状态指示在第一切换装置S1于切换电路102的给定切换循环中接通时S1上的电压的极性。基于此比较器信号，ZVS电路124选择性地调整后续切换循环中S2断开与S1接通之间的延迟时间。这些事件之间的相对定时的调整或调适可为直接的或间接的。在一个实施方案中，在信号LSCMP指示切换电压在当前切换循环中为负(VIN<VSW)时，ZVS电路124针对下一循环减小延迟，且在LSCMP指示切换电压为正(VIN>VSW)时，针对下一循环增大延迟。在某些实施例中，时控比较器电路132比较切换节点电压VSW与阈值电压VTH(例如低于输入电压VIN的电压)以确定VTH<VSW还是VTH>VSW。在一个实例中，零电压切换控制电路124作为内部控制环路操作，其通过调整断开S2之后的S1的接通定时以将S1的漏极-源极电压调节为在接通时处于或接近于零。在此实例中，输出调节电路122作为外部控制环路操作以调节输出电压VO。
图2展示说明由控制电路120在DC-DC转换器100的切换循环的所说明部分中产生的驱动器输出信号HSD 202和LSD 204的波形图200。波形图200还展示用以分别操作高侧开关S1与低侧开关S2的对应切换控制信号SC1 206与SC2 208。LSD信号波形204的下降边缘致使第二驱动器电路118、116提供第二切换控制信号SC2中的略微延迟的下降边缘以断开S2。控制电路120根据LSCMP信号实施零电压切换电路或组件124以调整(例如，增大或减小)LSD信号波形204的下降边缘与HSD波形202的后续上升边缘之间的失效时间210。高侧驱动器信号波形204的上升边缘致使第一驱动器电路112、114提供第一切换控制信号SC1中的后续上升边缘以接通S1。如图2的实例中所示，驱动器信号波形202与切换控制信号波形206的上升边缘基于反相器114和输出驱动器112的电路响应时间而在时间上偏移大体固定的延迟时间212。类似时间滞后存在于低侧驱动器信号波形204与切换控制信号波形208之间。在第一驱动器电路与第二驱动器电路大体上类似且具有类似响应时间的情况下，驱动器信号失效时间210大致等于SC2 208的下降边缘与SC1 206的后续上升边缘之间的切换控制信号失效时间214。
图3说明展示这些ZVS电路124相对于高侧第一切换装置S1实施零电压切换的操作的表300。在操作中，在此实例中，ZVS电路124识别切换节点电压VSW与阈值电压VTH之间的电压差的极性。在一些实例中，阈值电压为输入电压VIN，且电路124根据比较器信号CMP的极性(或等效地，根据经电平移位的比较器信号LSCMP的极性)识别开关S1上在接通时或接近于接通时的电压VIN-VSW。由此，ZVS电路124确定阈值电压信号VTH大于还是小于切换节点电压信号VSW。在所说明的实例中，在CMP(且因此，LSCMP)为低时，比较器电路对S1漏极-源极电压进行取样时VTH<VSW，且电路124通过改变高侧驱动器信号202与低侧驱动器信号204之间的对应延迟210来减小切换控制信号SC1与SC2之间的延迟214。相反，在CMP和LSCMP为高(所取样比较器输入指示VTH>VSW)时，ZVS电路124增大驱动器信号延迟210以致使切换控制信号延迟时间214对应地增大。通过根据比较器信号CMP或LSCMP选择性地调整断开低侧开关与接通高侧开关之间的延迟时间214，ZVS电路124实施内部闭环，其在S1接通时将高侧开关S1的相关漏极-源极电压调节为处于或接近于0V。
比较器电路130参考切换节点104且由第二供电电压VBOOT供电。IC 101因此提供在切换期间评估高侧开关电压的能力而无需高电压比较器电路和/或分压器电路的成本。此外，比较器电路130包含时控比较器电路132，其接收时钟输入以起始对输入电压VIN(或从VIN导出的阈值电压VTH)和切换节点电压VSW的取样。在所说明的实例中，比较器电路130响应于第一驱动器信号HSD的第一边缘而对电压VTH和VSW进行取样。在其它实例中，不同时钟输入信号可提供到时控比较器电路132。电路130在输出节点134处产生比较器信号CMP。比较器信号CMP具有指示阈值电压VTH小于切换节点104的切换节点电压VSW的第一状态LO和指示阈值电压VTH大于切换节点电压VSW的第二状态HI。控制电路120根据比较器信号CMP选择性地调整第二切换装置S2断开与第一切换装置S1接通之间的延迟时间214，以促进第一切换装置S1的零电压切换ZVS。而且，所说明的比较器电路130进一步包含电平移位电路136以将经电平移位的比较器信号LSCMP提供到连接到控制电路120的输入端125的输出端138。因此，控制电路120接收参考参考电压节点105(GND)的信号LSCMP，其具有指示第一切换装置S1上在S1接通时或接近于接通时的取样电压的极性的第一状态和第二状态。
图4展示适合用于图1的控制器IC 101中的实例时控比较器电路132的其它细节。在所说明的实例中，时控比较器电路132包含连接到控制电路120的输出节点126的时钟输入端和用以接收第一驱动器信号HSD且产生反相器信号HSD'的反相器414。电路132进一步包含一对输出端134和410以提供参考切换节点104的电压VSW的互补比较器信号CMP和CMP'。时控比较器电路132包含包含PMOS晶体管M2和M3的差分对电路402。在此实例中，时控比较器电路132执行通过HSD'信号的下降边缘进行时控的取样操作。在HSD'信号为低时，PMOS晶体管M1连接差分对电路402中的M2和M3的源极与节点144处的第二供电电压VBOOT。
差分对电路402包含经由NMOS晶体管M0与由电压供应器412提供的阈值电压VTH(作为节点103处的处于或低于输入电压VIN的固定电压)联接的第一输入端。M0被加偏压(如果其栅极连接到VBOOT)，以使得M0将阈值电压VTH连接到M2的栅极。在某些实施方案中，可省略M0。在包含的情况下，晶体管M0保护M2的闸极氧化物不受可能存在于输入节点103处的高电压(VIN)或阈值电压VTH的影响。M3的栅极形成由M2和M3形成的差分对的第二输入端。此输入端连接到切换节点104以接收电压信号VSW。M2和M3的漏极端子连接到CMOS锁存电路404，所述CMOS锁存电路包含形成交叉联接的CMOS反相器对M4/M6和M5/M7的PMOS晶体管M4和M5以及NMOS晶体管M6和M7。第一CMOS反相器的输入端由接合M4与M6的栅极的锁存电路输出节点405形成，且连接到接合M5与M7的漏极的第二CMOS反相器的输出端。第二CMOS反相器的输入端连接到M5和M7的栅极，且此节点在M4和M6的漏极处连接到第一CMOS反相器的输出节点。NMOS晶体管M8和M9连接于个别CMOS反相器输入端与切换节点104之间，以在HSD'为高时(响应于HSD的上升边缘)使锁存状态复位。
高HSD'信号电平(例如，处于或接近于VBOOT)使锁存电路404复位且断开M1以移除来自差分对电路402的电力。在此状态下，因为M9接通，因此节点405处的锁存器输出电压信号LOUT为低。在时钟信号HSD'变低时，M1接通，且复位晶体管M8和M9断开。差分对电路402到第二供应节点144的连接为晶体管M2和M3供电，且两个电压VTH和VSW中的较高者控制施加到锁存电路404的差分信号的状态。如果在HSD'信号的下降边缘处VTH>VSW，则M3在M2之前接通，且第二CMOS反相器M5、M7迫使锁存器输出节点405为高(例如，LOUT处于或接近于VBOOT)。否则，如果在HSD'信号的下降边缘处VTH<VSW，则M2在M3之前接通，且第一CMOS反相器M4、M6迫使锁存器输出节点405为低(例如，LOUT处于或接近于VSW)。以此方式，锁存电路输出405响应于信号HSD'的下降边缘而提供表示差分对电路402的状态的锁存器输出电压信号LOUT。
时控比较器电路132还包含D触发器406以将互补输出信号CMP和CMP'提供到电平移位电路136且在HSD变高之后保存锁存器的状态。在所说明的实例中，输出线134上的CMP信号表示由锁存电路404响应于HSD'信号的下降边缘而建立的LOUT信号的状态。触发器406的D输入端接收锁存器输出电压信号LOUT。触发器406包含时钟输入端，所述时钟输入端经连接以经由反相器408接收时钟信号HSD'的互补信号，以在HSD信号的下降边缘之后对触发器406进行时控。触发器406的Q输出端提供由信号HSD的第二(下降)边缘时控的比较器信号CMP，且CMP信号参考切换节点104。在此实例中，对于当前切换循环，在VTH>VSW时CMP信号为高，且在VTH<VSW时CMP为低。由于在电路402和404中使用低电压MOS晶体管，因此时控比较器电路132在操作中汲取极少电力，且对于感测高侧开关S1上的电压提供快速响应以实现ZVS控制。
图5展示可用于图1的控制器IC 101中的实例低功率电平移位电路136。电平移位电路136参考参考电压节点105且由第二供电电压节点144供电。电平移位电路136包含输入端，所述输入端连接到时控比较器电路132以在线134上接收比较器信号CMP且在线410上接收其互补信号CMP'。电平移位电路输出138提供参考参考电压节点105的经电平移位的比较器信号LSCMP。第一PMOS晶体管M10经由第一电阻器R1连接到第二供电电压VBOOT和电阻器R3。M10的栅极从时控比较器电路输出节点134接收比较器信号CMP。互补比较器输出信号CMP'提供到连接到时控比较器132的线410的第二PMOS晶体管M11的栅极。第二电阻器R2将M11的源极连接到第二供电电压VBOOT，且第四电阻器R4将M11的漏极连接到节点105处的参考电压GND。PMOS晶体管M12与NMOS晶体管M14彼此串联地连接于M10的漏极与参考电压节点105之间，且M12的栅极连接到M11的漏极。PMOS晶体管M13与NMOS晶体管M15串联地连接于M11的漏极与参考电压节点105之间，且M13和M15的漏极连接到输出节点138以提供信号LSCMP。M14和M15的栅极连接在一起且连接到M14的漏极以形成电流镜电路。
在CMP为高且CMP'为低(VTH>VSW)时，M11接通，且电阻分压器电路R2/R4提供M13的源极处的电压信号，而M10断开且施加到M13的栅极的电压接近于参考电压GND。此接通M13，且经电平移位的比较器输出信号LSCMP(类似于CMP信号)为高。在CMP为低且CMP'为高(VTH<VSW)时，M10接通，且电阻分压器电路R1/R3提供M12的源极处的电压信号，而M11断开且施加到M12的栅极的电压为低。此接通M12，且经电平移位的比较器输出信号LSCMP为低。因此，以对应于CMP信号的状态的布林逻辑电平提供输出信号LSCMP。电阻分压器网络R1/R3和R2/R4提供电平移位比率，且输出级M13和M15提供参考参考电压GND的经电平移位的比较器输出信号LSCMP。
图6展示说明实例高侧切换控制信号601(SC1)和低侧切换控制信号602(SC2)随时间而变的曲线图600，其中在失效时间延迟214之后，S2断开且接着S1接通。图6还展示说明在S2断开与S1接通之间的失效时间214期间的对应切换电压曲线612、622和632的曲线图610、620和630。图1的时控比较器132响应于HSD信号的下降边缘而对在失效时间214期间与高侧开关S1相关联的电压VTH和VSW进行取样。在图6中，时间604指示零电压切换电路124评估输入端125处的LSCMP信号的状态的时刻。曲线图610说明理想失效时间利用，其中切换节点电压曲线612VSW平滑地在0与最终电压(例如，大致为VIN)之间转变而不具有过冲，且切换节点电压VSW在时钟比较器电路对电压VTH和VSW进行取样时的时间604处大致等于阈值电压VTH。
在操作中，零电压切换电路124的一个实例根据比较器信号LSCMP以闭环方式操作，以在S1接通时将S1上的电压调节为处于或接近于0V。曲线图620说明以下实例情境：失效时间214过长，从而致使在高侧开关S1接通时，切换节点电压曲线622高于输入电压(VIN<VSW)。在此情况下，控制电路120选择性地减小DC-DC转换器100的下一切换控制循环中的延迟时间214(图2)。曲线图630展示另一情境：在S1接通时，输入电压大于切换节点电压(VIN>VSW)。在此情况下，控制电路120基于前一控制循环中的比较器信号LSCMP选择性地增大给定控制循环中的延迟时间214。以此方式，使用时控比较器输出信号CMP或LSCMP来将下一切换循环中的电力转换器调适为接近于ZVS。在此控制方法中，一个循环的时延使得不再需要快速电平移位器，且允许使用自举式第二供电电压VBOOT来对高侧驱动器电路112、114的供应加偏压。较之于使用分压器和高电压级联装置的其它方法，从第二供电电压VBOOT为比较器电路130供电且使比较器电路130参考切换节点104改善比较器的响应时间且降低成本和电路复杂性。这些所描述实例提供极其快速的低功率时控比较器方法，其可内置有低电压组件且解决高电压高转换速率信号上的毫伏差。而且，所描述实例的时控比较器方法减小功率消耗，尽管仍维持低传播延迟以促进高侧装置S1的零电压切换。所描述电路和技术可用于多种不同应用，例如高效电力转换器(其中纳秒定时是重要的且任何额外供应电流减小总体系统效率)。
图7和8中说明另一实施例，其中降压类型DC-DC转换器电路700包含具有如上文大体描述的浮动时控比较器/电平位移器电路130的IC 101。而且，DC-DC转换器电路700包含辅助切换电路702，所述辅助切换电路具有第一辅助开关SA1和第二辅助开关SA2以及与切换电路102连接以进一步促进高侧开关S1的近零电压切换的辅助电感器LA。在图7中，主开关和辅助开关为增强模式n通道MOSFET，但可使用其它类型和形式的开关。而且，图7中说明所说明开关S1、S2、SA1和SA2的体二极管。第一辅助开关SA1具有连接到输入电压节点103的漏极端子和连接到辅助电感器LA的上部端子和第二辅助开关SA2的漏极端子的源极端子。辅助电感器LA的第二端子连接到切换节点104。第二辅助开关SA2的源极端子连接到参考电压节点105。在此实例中，IC包含控制电路720，所述控制电路在节点126与128上提供高侧驱动器信号与低侧驱动器信号，如上文所描述。而且，图7中的控制电路720包含输出节点704与710以提供辅助控制信号以分别操作辅助开关SA1与SA2。第一辅助驱动器电路706从节点704接收第一辅助控制信号，且在连接到第一辅助开关SA1的栅极控制端子的输出端708处提供第一辅助切换控制信号SCA1。第二辅助驱动器电路712从节点710接收第二辅助控制信号。第二驱动器电路712具有输出节点714，所述输出节点将第二辅助切换控制信号SCA2提供到第二辅助开关SA2的栅极控制端子。
图8提供说明图7的DC-DC转换器电路700中的各种信号波形和控制信号的曲线图800、810、820、830、840、850和860。曲线图800包含展示第一切换控制信号SC1的曲线801和展示第二切换控制信号SC2(高态有效)的曲线802，所述第一切换控制信号与所述第二切换控制信号分别用以操作第一降压转换器开关S1与第二降压转换器开关S2。曲线图810包含说明第一辅助切换控制信号SCA1的曲线811和展示第二辅助切换控制信号SCA2的曲线812。电路以第一主级切换状态和第二主级切换状态操作。在第一切换状态中，S1接通或闭合，且S2断开或关断。在第二主级切换状态中，S2接通，且S1断开。零电压切换控制有利地驱动从第二主级切换状态到第一主级切换状态的转变期间的切换，使得在S1接通时，S1上的电压处于或接近于零，如在上文结合图1所描述的实例中那样。
图8中的曲线图820包含展示主要电感器电流IL的曲线821和展示流过图7中的辅助电感器LA的辅助电感器电流ILA的曲线822。曲线图830展示说明S1上的漏极-源极电压的曲线831和表示流过高侧开关S1的电流IS1的曲线832。曲线图840展示表示切换节点电压VSW(即，低侧开关S2上的电压)的曲线841和说明流过低侧开关S2的电流IS2的曲线842。曲线图850包含说明第一辅助开关SA1上的电压VDSA1的第一曲线851和展示流过第一辅助开关SA1的电流ISA1的曲线852。曲线图860提供说明第二辅助开关SA2上的电压VDSA2的曲线861和展示流过第二辅助开关SA2的电流ISA2的曲线862。
图8中说明在从S2断开与S1接通以将能量从主要电感器L传递到图7中的输出负载108的转变期间，随时间而变的波形和信号。在图8中的时间T0之前，S2已接通，且开关S1、SA1和SA2已断开达DC-DC转换器切换循环的大部分。在时间T0，SA1通过控制电路720接通(曲线811从VOFF电平转变到VON电平)，且在时间T1，曲线图820的曲线822中所示的电流ILA斜升到输出电感器电流IL的电平。在T1处，控制电路720接通S2(曲线802从VON电平转变到VOFF电平)。从T1到T2，辅助电感器电流ILA持续增大(曲线822)，且辅助电感器LA与相关联于低侧开关S2和高侧开关S1的切换节点电容谐振。此谐振增大切换节点电压VSW(VDS2)，其示出为曲线841中的增大。
在时间T2，控制电路720断开第一辅助开关SA1，且切换节点电压(曲线841)在T2与时间T3之间持续谐振直到输入电压电平VIN。控制电路720在T2还接通开关SA2，从而致使负电流ISA2流过SA2，如所述曲线中所示。在T2与T3之间，负ISA2朝向零斜变，且辅助电感器电流ILA开始朝向输出电感器电流电平IL减小。
在时间T3，控制电路720接通高侧开关S1。控制电路720直接或间接地控制T1与T3之间的定时，以优选地在T3处在S1上的电压(曲线831VDS1)到达或越过零的时刻或在所述时刻附近接通开关S1。在一个实例中，此可通过控制电路720直接控制T0与T1之间的时间来间接地控制。如上文所描述，浮动开关比较器和电平移位电路130有利地提供比较器信号CMP和LSCMP，以供输出调节器122的ZVS电路124使用以便致使控制电路720基于电流转换器切换循环中阈值电压VTH与切换节点电压VSW之间测得的电压的极性(例如，电压VSW高于还是低于阈值电平VTH)来针对后续DC-DC转换器切换控制循环调整图8中的时间T3。如图8的曲线862中所示，辅助开关电流ISA2在T3与T4之间持续朝向零斜变，且高侧开关电流IS1从T3到T4斜升，而辅助电感器电流ILA持续朝向零下降。在辅助电流ILA(曲线822)到达零之后，控制电路720断开第二辅助开关SA2(例如，曲线812返回到VOFF电平)。如上文实施例中所描述，使用经反相高侧切换信号HSD'来对比较器电路132进行时控，且控制电路720从电平移位电路136接收经电平移位的比较器电路LSCMP。基于LSCMP信号的状态，控制电路720选择性地调整S2断开与S1接通之间的延迟时间(例如，图8中的T1与T3之间、图6中的时间214，或T0与T1之间)。在图7的实例中，辅助开关SA1和SA2以及辅助电感器LA的操作通过软切换主要切换节点104而减少或消除了DC-DC转换器700的大部分切换损失。而且，经由电路130受控地调整T1与T3之间(例如，或T0与T1之间)的延迟时间促进零电压切换或近零电压切换以用于接通S1。
在所描述的实施例中可能进行修改，且其它实施例在权利要求的范围内是可能的。

Claims (26)

1.一种用以控制输出电压信号的DC-DC转换器电路，其包括：
第一切换装置，其联接于输入电压节点与切换节点之间，所述第一切换装置根据第一切换控制信号而操作；
第二切换装置，其联接于所述切换节点与参考电压节点之间，所述第二切换装置根据第二切换控制信号而操作；
第一供电电压节点，其相对于所述参考电压节点的参考电压提供第一供电电压；
第二供电电压节点，其经由二极管连接到所述第一供电电压节点以相对于所述切换节点提供第二供电电压；
第一驱动器电路，其参考所述切换节点且由所述第二供电电压供电，所述第一驱动器电路经配置以根据第一驱动器信号提供所述第一切换控制信号；
第二驱动器电路，其由所述第一供电电压供电且经配置以根据第二驱动器信号提供所述第二切换控制信号；
控制电路，其经配置以提供所述第一驱动器信号和所述第二驱动器信号以根据反馈信号调节输出电压信号且根据比较器信号调整所述第二切换装置断开与所述第一切换装置接通之间的延迟时间；以及
比较器电路，其参考所述切换节点且由所述第二供电电压供电，所述比较器电路经配置以响应于所述第一驱动器信号的上升边缘而对所述切换节点的切换节点电压进行取样且产生所述比较器信号，所述比较器信号具有指示阈值电压小于所述切换节点电压的第一状态和指示所述阈值电压大于所述切换节点电压的第二状态。
2.根据权利要求1所述的DC-DC转换器电路：
其中所述比较器电路包含：时控比较器电路，其包含连接到所述控制电路以接收所述第一驱动器信号的时钟输入端和用以提供参考所述切换节点的所述比较器信号的输出端；以及电平移位电路，其包含连接到所述时控比较器电路以接收所述比较器信号的输入端和用以提供参考所述参考电压节点的经电平移位的比较器信号的输出端；且
其中所述控制电路参考所述参考电压节点且由所述第一供电电压供电，且其中所述控制电路经配置以根据所述经电平移位的比较器信号调整所述延迟时间。
3.根据权利要求2所述的DC-DC转换器电路，其中所述时控比较器电路包含：
差分对电路，其包含经联接以接收所述阈值电压的第一输入端和与所述切换节点联接的第二输入端；
第一晶体管，其经配置以响应于所述第一驱动器信号的所述上升边缘而选择性地联接所述差分对电路与所述第二供电电压节点；以及
CMOS锁存电路，其联接到所述差分对电路，所述CMOS锁存电路包含用以响应于所述第一驱动器信号的所述上升边缘而提供表示所述差分对电路的状态的锁存器输出电压信号的输出端。
4.根据权利要求3所述的DC-DC转换器电路，其中所述时控比较器电路进一步包含触发器，所述触发器包含用以接收所述锁存器输出电压信号的输入端和用以提供由所述第一驱动器信号的下降边缘时控且参考所述切换节点的所述比较器信号的输出端。
5.根据权利要求3所述的DC-DC转换器电路，其中所述电平移位电路参考所述参考电压节点且由所述第二供电电压节点供电。
6.根据权利要求2所述的DC-DC转换器电路，其中所述控制电路经配置以响应于前一控制循环中的所述比较器信号指示所述第一状态而减小给定控制循环中的所述延迟时间，且响应于所述前一控制循环中的所述比较器信号指示所述第二状态而增大所述给定控制循环中的所述延迟时间。
7.根据权利要求1所述的DC-DC转换器电路，其中所述控制电路经配置以响应于前一控制循环中的所述比较器信号指示所述第一状态而选择性地减小给定控制循环中的所述延迟时间，且响应于所述前一控制循环中的所述比较器信号指示所述第二状态而选择性地增大所述给定控制循环中的所述延迟时间。
8.根据权利要求1所述的DC-DC转换器电路，其中所述控制电路与所述比较器电路是在单个集成电路中制造。
9.根据权利要求8所述的DC-DC转换器电路，其中所述第一驱动器电路与所述第二驱动器电路是在所述集成电路中制造。
10.根据权利要求9所述的DC-DC转换器电路，其中所述第一切换装置与所述第二切换装置是在所述集成电路中制造。
11.根据权利要求9所述的DC-DC转换器电路，其进一步包括电感器，所述电感器连接于所述切换节点与负载之间以形成降压转换器来控制所述负载处的所述输出电压信号。
12.一种用以操作联接于输入电压节点与参考电压节点之间的第一切换装置和第二切换装置以控制DC-DC转换器的输出电压信号的DC-DC控制器，所述控制器包括：
第一供电电压节点，其相对于所述参考电压节点的参考电压提供第一供电电压；
二极管，其包含连接到所述第一供电电压节点的阳极和连接到第二供电电压节点的阴极以相对于所述DC-DC转换器的切换节点提供第二供电电压；
控制电路，其经配置以提供第一驱动器信号与第二驱动器信号以分别操作所述第一切换装置与所述第二切换装置以控制所述输出电压信号，且根据比较器信号调整所述第二切换装置断开与所述第一切换装置接通之间的延迟时间；以及
比较器电路，其参考所述切换节点且由所述第二供电电压供电，所述比较器电路经配置以响应于所述第一驱动器信号的上升边缘而对连接到所述第一切换装置的所述切换节点的切换节点电压进行取样，且产生所述比较器信号，所述比较器信号具有指示阈值电压小于所述切换节点的切换节点电压的第一状态和指示所述阈值电压大于所述切换节点电压的第二状态。
13.根据权利要求12所述的DC-DC控制器：
其中所述比较器电路包含：时控比较器电路，其包含连接到所述控制电路以接收所述第一驱动器信号的时钟输入端和用以提供参考所述切换节点的所述比较器信号的输出端；以及电平移位电路，其包含用以接收所述比较器信号的输入端和用以提供参考所述参考电压节点的经电平移位的比较器信号的输出端；且
其中所述控制电路参考所述参考电压节点且由所述第一供电电压供电，且其中所述控制电路经配置以根据所述经电平移位的比较器信号调整所述延迟时间。
14.根据权利要求13所述的DC-DC控制器，其中所述时控比较器电路包含：
差分对电路，其包含经联接以接收所述阈值电压的第一输入端和与所述切换节点联接的第二输入端；
第一晶体管，其经配置以响应于所述第一驱动器信号的所述上升边缘而选择性地联接所述差分对电路与所述第二供电电压节点；以及
CMOS锁存电路，其联接到所述差分对电路，所述CMOS锁存电路包含用以响应于所述第一驱动器信号的所述上升边缘而提供表示所述差分对电路的状态的锁存器输出电压信号的输出端。
15.根据权利要求14所述的DC-DC控制器，其进一步包括触发器，所述触发器包含用以接收所述锁存器输出电压信号的输入端和用以提供由所述第一驱动器信号的下降边缘时控且参考所述切换节点的所述比较器信号的输出端。
16.根据权利要求14所述的DC-DC控制器，其中所述电平移位电路参考所述参考电压节点且由所述第二供电电压节点供电。
17.根据权利要求13所述的DC-DC控制器，其中所述控制电路经配置以响应于前一控制循环中的所述比较器信号指示所述第一状态而减小给定控制循环中的所述延迟时间，且响应于所述前一控制循环中的所述比较器信号指示所述第二状态而增大所述给定控制循环中的所述延迟时间。
18.根据权利要求12所述的DC-DC控制器，其中所述控制电路经配置以响应于前一控制循环中的所述比较器信号指示所述第一状态而减小给定控制循环中的所述延迟时间，且响应于所述前一控制循环中的所述比较器信号指示所述第二状态而增大所述给定控制循环中的所述延迟时间。
19.一种集成电路IC，其包括：
电力供应器，其用以相对于参考电压节点的参考电压在第一供电电压节点处提供第一供电电压；
二极管，其包含连接到所述第一供电电压节点的阳极和连接到第二供电电压节点的阴极以相对于DC-DC转换器的切换节点提供第二供电电压；
控制电路，其经配置以提供第一驱动器信号与第二驱动器信号以分别操作高侧切换装置与低侧切换装置以控制所述DC-DC转换器的输出电压信号，所述控制电路根据比较器信号而操作以调整所述低侧切换装置断开与所述高侧切换装置接通之间的延迟时间；以及
比较器电路，其参考切换节点且由所述第二供电电压供电，所述比较器电路经配置以响应于所述第一驱动器信号的上升边缘而对所述切换节点的切换节点电压进行取样且产生所述比较器信号，所述比较器信号具有指示阈值电压小于所述切换节点电压的第一状态和指示所述阈值电压大于所述切换节点电压的第二状态。
20.根据权利要求19所述的IC，其进一步包括：
第一驱动器电路，其参考所述切换节点且由所述第二供电电压供电，所述第一驱动器电路经配置以提供第一切换控制信号以根据所述第一驱动器信号操作所述高侧切换装置；以及
第二驱动器电路，其参考所述参考电压节点且由所述第一供电电压供电，所述第二驱动器电路经配置以提供第二切换控制信号以根据所述第二驱动器信号操作所述低侧切换装置。
21.根据权利要求20所述的IC，其中所述高侧切换装置和所述低侧切换装置是在所述IC中制造。
22.根据权利要求19所述的IC：
其中所述比较器电路包含：时控比较器电路，其包含连接到所述控制电路以接收所述第一驱动器信号的时钟输入端和用以提供参考所述切换节点的所述比较器信号的输出端；以及电平移位电路，其包含用以接收所述比较器信号的输入端和用以提供参考所述参考电压节点的经电平移位的比较器信号的输出端；且
其中所述控制电路参考所述参考电压节点且由所述第一供电电压供电，且其中所述控制电路经配置以根据所述经电平移位的比较器信号调整所述延迟时间。
23.根据权利要求22所述的IC，其中所述时控比较器电路包含：
差分对电路，其包含经联接以接收所述阈值电压的第一输入端和与所述切换节点联接的第二输入端；
第一晶体管，其经配置以响应于所述第一驱动器信号的所述上升边缘而选择性地联接所述差分对电路与所述第二供电电压节点；以及
CMOS锁存电路，其联接到所述差分对电路，所述CMOS锁存电路包含用以响应于所述第一驱动器信号的所述上升边缘而提供表示所述差分对电路的状态的锁存器输出电压信号的输出端。
24.根据权利要求22所述的IC，其中所述电平移位电路参考所述参考电压节点且由所述第二供电电压节点供电。
25.根据权利要求22所述的IC，其中所述控制电路经配置以响应于前一控制循环中的所述比较器信号指示所述第一状态而减小给定控制循环中的所述延迟时间，且响应于所述前一控制循环中的所述比较器信号指示所述第二状态而增大所述给定控制循环中的所述延迟时间。
26.根据权利要求19所述的IC，其中所述控制电路经配置以响应于前一控制循环中的所述比较器信号指示所述第一状态而减小给定控制循环中的所述延迟时间，且响应于所述前一控制循环中的所述比较器信号指示所述第二状态而增大所述给定控制循环中的所述延迟时间。
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