TWI509964B - 電源轉換器的驅動器及其驅動控制方法 - Google Patents

電源轉換器的驅動器及其驅動控制方法 Download PDF

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Description

電源轉換器的驅動器及其驅動控制方法
本發明是有關於一種電源轉換器，尤指一種電源轉換器的驅動器及其驅動控制方法。
圖1為習知電源轉換器的部分電路示意圖。請參見圖1。二極體02具備電流方向性。在習知電源轉換器100中，驅動器10利用二極體02，以允許電流由單一方向通過，進而使工作電壓VCC對驅動器10外部的電容器Cb充電。
一般而言，二極體02的順向偏壓Vf為0.7伏特，因此電容器Cb的最高電壓值為工作電壓VCC減掉順向偏壓Vf(0.7伏特)，亦即只能充到「VCC-Vf」伏特。這最高電壓值為驅動電壓VB1的上限值。驅動電壓VB1主要用來作為驅動單元04的供應電源，而驅動單元04則可用來驅動上橋開關HS。
另外，工作電壓VCC可能是電池電壓。因此在電池電壓為滿電壓(full voltage)，工作電壓VCC的電壓值為最大。工作電壓VCC會隨著電池耗能而降低。又，驅動電壓VB1等於工作電壓 VCC減掉固定的順向偏壓Vf。於是，因工作電壓VCC的電壓值降低將使驅動電壓VB1的電壓值跟著降低。在最差情況，當驅動電壓VB1的電壓值下降時，將使得上橋開關HS的導通電阻(on-resistance)數值變大，並且會使得上橋開關HS的導通情況不明顯，這也會導致電源轉換器100的功率轉換效率下降。
有鑑於此，本發明提出一種電源轉換器的驅動器及其驅動控制方法，藉以解決先前技術所述及的問題。
本發明提出一種電源轉換器的驅動器。此驅動器包括位準偏移電路、負電壓產生器以及第一P型金氧半電晶體。位準偏移電路提供輸出信號，其中輸出信號具有第一工作電壓與第二工作電壓。負電壓產生器耦接位準偏移電路。當負電壓產生器所接收到的輸出信號為第一工作電壓時，負電壓產生器輸出第一工作電壓。當負電壓產生器所接收到的輸出信號為第二工作電壓時，負電壓產生器產生並輸出第三工作電壓，第三工作電壓低於第二工作電壓。第一P型金氧半電晶體具有控制端與輸出端。第一P型金氧半電晶體的控制端耦接負電壓產生器的輸出端。第一P型金氧半電晶體的輸出端提供驅動電壓。
在本發明的一實施例中，第一工作電壓大於第二工作電壓，第三工作電壓介於第二工作電壓與零電壓之間，驅動電壓相同於第一工作電壓。
在本發明的一實施例中，驅動器更包括上橋驅動單元。上橋驅動單元耦接第一P型金氧半電晶體的輸出端，以接收驅動 電壓，並用於驅動上橋開關。
在本發明的一實施例中，負電壓產生器包括電容器、二極體以及反相器。電容器的第一端耦接位準偏移電路的輸出端。二極體的第一端耦接電容器的第二端，其第二端接收第二工作電壓。反相器的輸入端耦接二極體的第二端，其輸出端作為負電壓產生器的輸出端，其第一電源輸入端耦接位準偏移電路的輸出端與電容器的第一端，其第二電源輸入端耦接二極體的第一端。
在本發明的一實施例中，當負電壓產生器接收到來自位準偏移電路的第二工作電壓時，第三工作電壓產生於共同節點，共同節點為二極體與電容器耦接處。
在本發明的一實施例中，第一N型金氧半電晶體經配置而成為二極體，將第一N型金氧半電晶體的控制端與第一端耦接以作為二極體的第一端，將第一N型金氧半電晶體的第二端作為二極體的第二端。
在本發明的一實施例中，第二P型金氧半電晶體與第二N型金氧半電晶體經配置而成為反相器，將第二P型金氧半電晶體的控制端與第二N型金氧半電晶體的控制端耦接以作為反相器的輸入端，將第二P型金氧半電晶體的第二端作為反相器的第一電源輸入端，將第二N型金氧半電晶體的第二端作為反相器的第二電源輸入端，第二P型金氧半電晶體的第一端與第二N型金氧半電晶體的第一端耦接以作為反相器的輸出端。
在本發明的一實施例中，當負電壓產生器接收到來自位準偏移電路的第二工作電壓時，第一P型金氧半電晶體的一輸入端至控制端之間跨壓與第二工作電壓之關係如下方程式： VSG=2×(VCC-VSW)-Vf，且VSG>VCC-VSW，其中VSG為跨壓，VCC為第一P型金氧半電晶體的輸入端所接收的第四工作電壓，VSW為第二工作電壓，Vf為二極體的順向偏壓。
本發明再提出一種電源轉換器的驅動控制方法，其包括以下步驟：提供位準偏移電路，位準偏移電路提供輸出信號，其中輸出信號具有第一工作電壓與第二工作電壓；提供負電壓產生器，當負電壓產生器所接收到的輸出信號為第一工作電壓時負電壓產生器輸出第一工作電壓，而當負電壓產生器所接收到的輸出信號為第二工作電壓時負電壓產生器輸出第三工作電壓，第三工作電壓低於第二工作電壓；以及提供第一P型金氧半電晶體，第一P型金氧半電晶體的控制端耦接負電壓產生器的輸出端，第一P型金氧半電晶體的輸出端提供驅動電壓。
在本發明的一實施例中，驅動控制方法更包括以下步驟：將驅動電壓供應給上橋驅動單元，上橋驅動單元接收驅動電壓並用於驅動上橋開關。
基於上述，本發明的電源轉換器的驅動器以及驅動控制方法可以透過負電壓產生器產生低於第二工作電壓的第三工作電壓，亦即，第三工作電壓比第二工作電壓為相對負的電壓，藉此使得第一PMOS電晶體的輸入端至控制端之間跨壓增大，以縮小第一PMOS電晶體的導通電阻。因此本發明相較於傳統方式，將可獲得較大的驅動電壓，從而提升用於驅動上橋驅動單元的供應電源。
應瞭解的是，上述一般描述及以下具體實施方式僅為例 示性及闡釋性的，其並不能限制本發明所欲主張的範圍。
02、30‧‧‧二極體
04‧‧‧驅動單元
10‧‧‧習知的驅動器
20‧‧‧位準偏移電路
22、22A‧‧‧負電壓產生器
24、32A‧‧‧P型金氧半電晶體
26‧‧‧上橋驅動單元
28‧‧‧下橋驅動單元
30A、32B‧‧‧N型金氧半電晶體
32‧‧‧反相器
34‧‧‧第一電源輸入端
36‧‧‧第二電源輸入端
100‧‧‧習知電源轉換器
200、200A‧‧‧電源轉換器
210‧‧‧控制電路
220‧‧‧驅動器
230‧‧‧輸出級
240‧‧‧回授電路
C、Cb、Cap、CBOOST ‧‧‧電容器
GND‧‧‧接地端
HS‧‧‧上橋開關
L‧‧‧電感器
LG‧‧‧下橋開關控制信號
LS‧‧‧下橋開關
Sfb‧‧‧回授信號
Spwm‧‧‧脈寬調變信號
UG‧‧‧上橋開關控制信號
VBS、VGP‧‧‧輸出信號
VBOOT‧‧‧第一工作電壓
VB1、Vd‧‧‧驅動電壓
Vcap、VSG‧‧‧跨壓
VCC‧‧‧工作電壓/第四工作電壓
Vf‧‧‧順向偏壓
Vfb‧‧‧電壓
Vin‧‧‧輸入電壓
Vout‧‧‧輸出電壓
VSW‧‧‧第二工作電壓
S701~S707‧‧‧電源轉換器的驅 動控制方法的各步驟
t‧‧‧時刻
t1‧‧‧第一時刻
t2‧‧‧第二時刻
下面的所附圖式是本發明的說明書的一部分，其繪示了本發明的示例實施例，所附圖式與說明書的描述一起用來說明本發明的原理。
圖1為習知電源轉換器的部分電路示意圖。
圖2是依照本發明一實施例的電源轉換器的架構示意圖。
圖3是依照本發明一實施例的電源轉換器的電路示意圖。
圖4及圖5是依照本發明一實施例的電源轉換器的電路示意圖。
圖6是依照本發明一實施例的電源轉換器的電路示意圖。
圖7繪示為本發明一實施例的電源轉換器的驅動控制方法的流程圖。
現在將詳細參考本發明的示範性實施例，並在附圖中說明所述示範性實施例的實例。另外，在圖式及實施方式中所使用相同或類似標號的元件/構件是用來代表相同或類似部分。
在下述諸實施例中，當元件被指為「連接」或「耦接」至另一元件時，其可為直接連接或耦接至另一元件，或可能存在介於其間的元件。術語「電路」可表示為至少一元件或多個元件，或者主動的且/或被動的而耦接在一起的元件以提供合適功能。術語「信號」可表示為至少一電流、電壓、負載、溫度、資料或其 他信號。
圖2是依照本發明一實施例的電源轉換器的架構示意圖。請參閱圖2。電源轉換器200包括控制電路210、驅動器220、輸出級230以及電容器CBOOST 。輸出級230內的上橋開關(high side switch)HS的第一端接收輸入電壓Vin。下橋開關(low side switch)LS耦接於上橋開關HS的第二端與接地端GND之間。電源轉換器200的外接元件包括電感器L、電容器C以及回授電路240。
驅動器220接收第一工作電壓VBOOT與第二工作電壓VSW。在本發明之一實施例中，第一工作電壓VBOOT與第二工作電壓VSW可以為電源軌(power rail)。
控制電路210接收來自回授電路240的回授信號Sfb，並輸出脈寬調變信號Spwm。驅動器220根據脈寬調變信號Spwm產生上橋開關控制信號UG與下橋開關控制信號LG，據以分別控制上橋開關HS和下橋開關LS。輸出級230用以對輸入電壓Vin進行直流對直流的轉換，從而電源轉換器200可以產生並輸出一輸出電壓Vout。
圖3是依照本發明一實施例的電源轉換器的電路示意圖。請參閱圖3。由於圖3採用相同於圖2的架構，因此在圖3中省略對控制電路210以及回授電路240的描繪。驅動器220包括位準偏移電路20、負電壓產生器22以及P型金氧半(PMOS)電晶體24。
位準偏移電路20提供輸出信號VBS，其中輸出信號VBS具有第一工作電壓VBOOT與第二工作電壓VSW。負電壓產生器22耦接位準偏移電路20。P型金氧半電晶體24的控制端耦接負電 壓產生器22的輸出端。
當負電壓產生器22所接收到的輸出信號VBS為第一工作電壓VBOOT時，負電壓產生器22的輸出信號VGP為第一工作電壓VBOOT。當負電壓產生器22所接收到的輸出信號VBS為第二工作電壓VSW時，負電壓產生器22產生第三工作電壓(未繪示)，從而負電壓產生器22的輸出信號VGP為第三工作電壓。並且，第三工作電壓需低於第二工作電壓VSW。也就是負電壓產生器22可以產生了比起第二工作電壓VSW更低的電壓。
此外，驅動器220還包括上橋驅動單元26以及下橋驅動單元28。P型金氧半電晶體24的控制端接收來自負電壓產生器22的輸出信號VGP，P型金氧半電晶體24的輸入端接收第四工作電壓VCC，以及P型金氧半電晶體24的輸出端將產生並輸出用於驅動的驅動電壓Vd。驅動電壓Vd可用來作為上橋驅動單元26的供應電源，以使上橋驅動單元26驅動上橋開關HS。
值得一提的是，P型金氧半電晶體24導通時，驅動電壓Vd大約等於第四工作電壓VCC。因此相較於圖1的習知方式，驅動電壓Vd不用將第四工作電壓VCC減掉固定的順向偏壓Vf，所以驅動電壓Vd的電壓值較高。另外，第一工作電壓VBOOT與第二工作電壓VSW不為零值。第一工作電壓VBOOT大於第二工作電壓VSW，第三工作電壓介於第二工作電壓VSW與零電壓(zero voltage)之間。驅動電壓Vd相同於第一工作電壓VBOOT。
圖4及圖5是依照本發明一實施例的電源轉換器的電路示意圖。圖4及圖5用以進一步說明圖3的負電壓產生器22的配置方式。請合併參閱圖3、圖4及圖5。負電壓產生器22包括電 容器Cap、二極體30以及反相器32。電容器Cap的第一端耦接位準偏移電路20的輸出端。二極體30的第一端耦接電容器Cap的第二端，其第二端接收第二工作電壓VSW。反相器32的輸入端耦接二極體30的第二端。反相器32的輸出端作為負電壓產生器22的輸出端。反相器32的第一電源輸入端34耦接位準偏移電路20的輸出端與電容器Cap的第一端。反相器32的第二電源輸入端36耦接二極體30的第二端。
電容器Cap用以儲存電荷，以供負電壓產生器22製造相對負的電壓(第三工作電壓)。二極體30可用來定義電容器Cap所儲存電荷及跨壓。
請參見圖4。在第一時刻t1，假如時刻t等於t1，二極體30的順向偏壓為0.7伏特。位準偏移電路20的輸出信號VBS等於第一工作電壓VBOOT，VBS=VBOOT>VSW。反相器32的輸出信號VGP將等於第一工作電壓VBOOT。電容器Cap的跨壓Vcap如下面的方程式(1)。
Vcap=VBS-Vfb=VBOOT-(VSW+順向偏壓)=VBOOT-(VSW+0.7) (1)。
請參見圖5。在第一時刻t1之後的第二時刻t2，假如時刻t等於t2，位準偏移電路20的輸出信號VBS等於第二工作電壓VSW，VBS=VSW。電容器Cap需符合電荷守衡，亦即維持電壓的連續特性。有關電容器Cap的跨壓Vcap的推演如下面的方程式(2)及(3)。
Vcap=VBS-Vfb→ VSW-Vfb=VBOOT-(VSW+0.7) → Vfb=-VBOOT+2VSW+0.7 (2)。
Vcap=VBS-Vfb=VSW-(-VBOOT+2VSW+0.7)=VBOOT-VSW-0.7>0.7(伏特) (3)。
在時刻t等於t2時，反相器32的輸出信號VGP將等於第三工作電壓(Vfb)。此第三工作電壓(Vfb)產生於共同節點，而共同節點為二極體30與電容器Cap耦接處。基於電荷守衡，電壓Vfb將低於第二工作電壓VSW。在相對關係上，第三工作電壓(Vfb)比第二工作電壓為相對負的電壓。此時P型金氧半電晶體24的輸入端至控制端之間跨壓VSG與第二工作電壓之關係如下面的方程式(4)。
VSG=VCC-VGP=VCC-Vfb→ VSG=VCC-(-VBOOT+2VSW+0.7)，假設VBOOT約等於VCC，則VSG=VCC-(-VCC+2VSW+0.7)=2(VCC-VSW)-0.7>VCC-VSW (4)。
從下面的方程式(5)可知，倘若要縮小PMOS電晶體24內的導通電阻(Ron)，需要加大PMOS電晶體24的尺寸〔閘極寬度/閘極長度(W/L)〕。但是，這種作法會造成驅動器220的積體電路面積變大。又由於積體電路的面積需符合標準規範，所以PMOS電晶體24的尺寸在面積上的分配將受到限制，從而本發明的作法不建議放大PMOS電晶體24的尺寸。
其中μ為載子遷移率(carrier mobility)，Cox為閘極氧化層的單位電容大小，W為金氧半電晶體的閘極寬度，L為金氧半電晶體的閘極長度，Vth為臨界電壓。
由圖5的說明可知，隨著跨壓VSG的增加，導通電阻(Ron)與跨壓VSG具有反比關係，因此可縮小PMOS電晶體24的導通電阻。
此外，相較於單純放大PMOS電晶體的尺寸的作法，本發明的驅動器220能夠節省PMOS電晶體24的電路面積。
圖6是依照本發明一實施例的電源轉換器的電路示意圖。請參閱圖6。電源轉換器200A類似於電源轉換器200，因此相同的元件可以參考上述的說明而不再加以贅述。現在進一步說明圖6的負電壓產生器22A。在圖6中，N型金氧半(NMOS)電晶體30A經配置而成為二極體。例如將NMOS電晶體30A的控制端與第一端耦接以作為二極體的第一端，將NMOS電晶體的第二端作為二極體的第二端。
此外，PMOS電晶體32A與NMOS電晶體32B經配置而成為反相器。例如將PMOS電晶體32A的控制端與NMOS電晶體32B的控制端耦接以作為反相器的輸入端，將PMOS電晶體32A的第二端作為反相器的第一電源輸入端，將第二N型金氧半電晶體的第二端作為反相器的第二電源輸入端，PMOS電晶體32A的第一端與NMOS電晶體32B的第一端耦接以作為反相器的輸出端。
基於上述實施例所揭示的內容，可以彙整出一種通用的 電源轉換器的驅動控制方法。更清楚來說，圖7繪示為本發明一實施例的電源轉換器的驅動控制方法的流程圖。請合併參閱圖3和圖7，本實施例的驅動控制方法可以包括以下步驟。
如步驟S701所示，提供位準偏移電路20，位準偏移電路提供輸出信號VBS，其中輸出信號具有第一工作電壓VBOOT與第二工作電壓VSW。
接著如步驟S703所示，提供負電壓產生器22，當負電壓產生器22所接收到的輸出信號VBS為第一工作電壓VBOOT時，負電壓產生器22輸出第一工作電壓VBOOT，當負電壓產生器22所接收到的輸出信號VBS為第二工作電壓VSW時，負電壓產生器22輸出第三工作電壓，第三工作電壓低於第二工作電壓VSW。
如步驟S705所示，提供P型金氧半電晶體24，P型金氧半電晶體24的控制端耦接負電壓產生器22的輸出端，P型金氧半電晶體24的輸出端提供驅動電壓Vd。
然後如步驟S707所示，將驅動電壓Vd供應給上橋驅動單元26，上橋驅動單元26接收驅動電壓Vd並用於驅動上橋開關HS。
綜上所述，本發明的電源轉換器的驅動器以及驅動控制方法可以透過負電壓產生器產生低於第二工作電壓的第三工作電壓。由於第三工作電壓比第二工作電壓為相對負的電壓，本發明相較於傳統方式，將可獲得較大的驅動電壓，從而提升用於驅動上橋驅動單元的供應電源。另一方面，當PMOS電晶體(24)的輸入端至控制端之間跨壓VSG增大時，可縮小PMOS電晶體(24)的導通電阻。
雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明的精神和範圍內，當可作些許的更動與潤飾，故本發明的保護範圍當視後附的申請專利範圍所界定者為準。
另外，本發明的任一實施例或申請專利範圍不須達成本發明所揭露的全部目的或優點或特點。此外，摘要部分和標題僅是用來輔助專利文件搜尋之用，並非用來限制本發明的專利範圍。
20‧‧‧位準偏移電路
22‧‧‧負電壓產生器
24‧‧‧P型金氧半電晶體
26‧‧‧上橋驅動單元
28‧‧‧下橋驅動單元
200‧‧‧電源轉換器
220‧‧‧驅動器
230‧‧‧輸出級
C、CBOOST ‧‧‧電容器
GND‧‧‧接地端
HS‧‧‧上橋開關
L‧‧‧電感器
LG‧‧‧下橋開關控制信號
LS‧‧‧下橋開關
UG‧‧‧上橋開關控制信號
VBS、VGP‧‧‧輸出信號
VBOOT‧‧‧第一工作電壓
Vd‧‧‧驅動電壓
VCC‧‧‧第四工作電壓
Vin‧‧‧輸入電壓
Vout‧‧‧輸出電壓
VSW‧‧‧第二工作電壓

Claims (18)

  1. 一種電源轉換器的驅動器，包括：一位準偏移電路，提供一輸出信號，其中該輸出信號具有一第一工作電壓與一第二工作電壓；一負電壓產生器，耦接該位準偏移電路，其中當該負電壓產生器所接收到的該輸出信號為該第一工作電壓時，該負電壓產生器輸出該第一工作電壓，當該負電壓產生器所接收到的該輸出信號為該第二工作電壓時，該負電壓產生器產生並輸出一第三工作電壓，該第三工作電壓低於該第二工作電壓；以及一第一P型金氧半電晶體，具有一控制端與一輸出端，該第一P型金氧半電晶體的該控制端耦接該負電壓產生器的一輸出端，該第一P型金氧半電晶體的該輸出端提供一驅動電壓。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的驅動器，其中該第一工作電壓大於該第二工作電壓。
  3. 如申請專利範圍第2項所述的驅動器，其中該第三工作電壓介於該第二工作電壓與零電壓之間。
  4. 如申請專利範圍第1項所述的驅動器，其中該驅動電壓相同於該第一工作電壓。
  5. 如申請專利範圍第1項所述的驅動器，其中該驅動器更包括：一上橋驅動單元，耦接該第一P型金氧半電晶體的該輸出端，以接收該驅動電壓，並用於驅動一上橋開關。
  6. 如申請專利範圍第1項所述的驅動器，其中該負電壓產生器包括： 一電容器，其第一端耦接該位準偏移電路的一輸出端；一二極體，其第一端耦接該電容器的第二端，其第二端接收該第二工作電壓；以及一反相器，其輸入端耦接該二極體的第二端，其輸出端作為該負電壓產生器的輸出端，其第一電源輸入端耦接該位準偏移電路的該輸出端與該電容器的第一端，其第二電源輸入端耦接該二極體的第一端。
  7. 如申請專利範圍第6項所述的驅動器，其中當該負電壓產生器接收來自該位準偏移電路的該第二工作電壓時，該第三工作電壓產生於一共同節點，該共同節點為該二極體與該電容器耦接處。
  8. 如申請專利範圍第6項所述的驅動器，其中一第一N型金氧半電晶體經配置而成為該二極體，將該第一N型金氧半電晶體的控制端與第一端耦接以作為該二極體的第一端，將該第一N型金氧半電晶體的第二端作為該二極體的第二端。
  9. 如申請專利範圍第6項所述的驅動器，其中一第二P型金氧半電晶體與一第二N型金氧半電晶體經配置而成為該反相器，將該第二P型金氧半電晶體的控制端與該第二N型金氧半電晶體的控制端耦接以作為該反相器的輸入端，將該第二P型金氧半電晶體的第二端作為該反相器的第一電源輸入端，將該第二N型金氧半電晶體的第二端作為該反相器的第二電源輸入端，該第二P型金氧半電晶體的第一端與該第二N型金氧半電晶體的第一端耦接以作為該反相器的輸出端。
  10. 如申請專利範圍第6項所述的驅動器，其中當該負電壓產 生器接收來自該位準偏移電路的該第二工作電壓時，該第一P型金氧半電晶體的一輸入端至該控制端之間跨壓與該第二工作電壓之關係如下方程式：VSG=2×(VCC-VSW)-Vf，且VSG>VCC-VSW，其中VSG為跨壓，VCC為該第一P型金氧半電晶體的該輸入端所接收的一第四工作電壓，VSW為該第二工作電壓，Vf為該二極體的順向偏壓。
  11. 一種電源轉換器的驅動控制方法，包括：提供一位準偏移電路，該位準偏移電路提供一輸出信號，其中該輸出信號具有一第一工作電壓與一第二工作電壓；提供一負電壓產生器，當該負電壓產生器所接收到的該輸出信號為該第一工作電壓時，該負電壓產生器輸出該第一工作電壓，當該負電壓產生器所接收到的該輸出信號為該第二工作電壓時，該負電壓產生器產生並輸出一第三工作電壓，該第三工作電壓低於該第二工作電壓；以及提供一第一P型金氧半電晶體，該第一P型金氧半電晶體的一控制端耦接該負電壓產生器的一輸出端，該第一P型金氧半電晶體的一輸出端提供一驅動電壓。
  12. 如申請專利範圍第11項所述的驅動控制方法，其中該第一工作電壓大於該第二工作電壓。
  13. 如申請專利範圍第12項所述的驅動控制方法，其中該第三工作電壓介於該第二工作電壓與零電壓之間。
  14. 如申請專利範圍第11項所述的驅動控制方法，其中該驅動電壓相同於該第一工作電壓。
  15. 如申請專利範圍第11項所述的驅動控制方法，更包括：將該驅動電壓供應給一上橋驅動單元，該上橋驅動單元接收該驅動電壓並用於驅動一上橋開關。
  16. 如申請專利範圍第11項所述的驅動控制方法，其中該負電壓產生器包括：一電容器，其第一端耦接該位準偏移電路的一輸出端；一二極體，其第一端耦接該電容器的第二端，其第二端接收該第二工作電壓；以及一反相器，其輸入端耦接該二極體的第二端，其輸出端作為該負電壓產生器的輸出端，其第一電源輸入端耦接該位準偏移電路的該輸出端與該電容器的第一端，其第二電源輸入端耦接該二極體的第一端。
  17. 如申請專利範圍第16項所述的驅動控制方法，其中當該負電壓產生器接收來自該位準偏移電路的該第二工作電壓時，該第三工作電壓產生於一共同節點，該共同節點為該二極體與該電容器耦接處。
  18. 如申請專利範圍第16項所述的驅動控制方法，其中當該負電壓產生器接收來自該位準偏移電路的該第二工作電壓時，該第一P型金氧半電晶體的一輸入端至該控制端之間跨壓與該第二工作電壓之關係如下方程式：VSG=2×(VCC-VSW)-Vf，且VSG>VCC-VSW，其中VSG為跨壓，VCC為該第一P型金氧半電晶體的該輸入端所接收的一第四工作電壓，VSW為該第二工作電壓，Vf為該二極體的順向偏壓。
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