JP5831443B2 - 電子制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電圧変換装置を備えた電子制御装置に関する。

近年、電圧変換装置であるスイッチング電源においては、大電流化およびスイッチング周波数の高周波化といったトレンドにより、発熱およびノイズなどの問題が顕在化している。なお、以降の説明では、便宜上「スイッチング」を「ＳＷ」とも称する。ＳＷに伴い生じるノイズ（ＳＷノイズ）の対策としては、従来から次のような手法が存在する。すなわち、ＳＷ素子の入力電圧（例えばＭＯＳトランジスタのゲート電圧）を小さくし、ＳＷ素子の出力電圧（例えばＭＯＳトランジスタのソース電圧）の電圧変化量を低下させることにより、ＳＷノイズを抑制する手法である。しかし、上記手法では、ＳＷ素子の立ち上がり時間（ターンオン期間）が長くなるため、電力消費量および発熱量が増加してしまう。

このようなことから、上記問題の両方を抑制するための手法、つまり発熱を抑えながらＳＷノイズを低減できる手法が必要とされている。特許文献１には、立ち上がり時間を変更することなく固定した上で、ＳＷ素子の入力電圧を制御することにより、ターンオン期間の途中で出力電圧の電圧変化量を切り替える技術が開示されている。具体的には、特許文献１記載の技術では、ＳＷ素子をターンオンする際、その出力電圧が所定の閾値に達するまでの期間にあっては、電圧変化量を大きくする、つまり急峻に立ち上げる。そして、ＳＷ素子の出力電圧が閾値に達した後の期間にあっては、電圧変化量を小さくする、つまり緩やかに立ち上げる。このような制御によれば、閾値到達後には出力電圧が緩やかに立ち上がるため、ターンオン終盤の電圧変化量が小さくなってオーバーシュートの発生（ピーク電圧）が抑制され、その結果、ノイズが低減される。

特開２０１１−１４２８１５号公報

ＳＷ電源においてＳＷノイズが発生する要因としては、上記オーバーシュートよりも、次のような要因のほうが大きい。すなわち、例えば降圧型のＳＷ電源である場合、ハイサイド側のＳＷ素子の平滑回路側の主端子（例えばＭＯＳトランジスタのソース）には平滑回路を構成する整流素子またはロウサイド側のＳＷ素子（同期整流の場合）などの半導体素子が接続される。一般に、このような半導体素子には寄生の容量成分（寄生容量、浮遊容量）が存在する。そのため、ハイサイド側のＳＷ素子がターンオンされる瞬間に、その容量成分を通じて逆方向電流が流れ、その逆方向電流と回路内の寄生ＬＣ成分とが共振することにより、大きなＳＷノイズが発生する。

上記従来技術では、このような逆方向電流により発生するＳＷノイズを低減することについては考慮されていない。さらに、上記従来技術では、逆方向電流により発生するＳＷノイズを増大させるおそれがある。すなわち、逆方向電流は、上記した寄生容量成分の静電容量値およびＳＷ素子の出力電圧の電圧変化量に比例する。そのため、上記従来技術のように、閾値到達前までに急峻にスイッチング素子の出力電圧を立ち上げると、電圧変化量が大きくなるために逆方向電流が大きくなり、それに伴うＳＷノイズが一層増大する。

つまり、上記従来技術では、ＳＷノイズ発生の主たる要因ではないオーバーシュートを抑えるための制御を行った結果、ＳＷノイズ発生の主たる要因である逆方向電流に伴うＳＷノイズが増大することになる。従って、上記従来技術によれば、総合的に見た場合、ＳＷノイズの低減効果が得られないばかりか、ＳＷノイズが増加するおそれもある。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、スイッチング素子のターンオン時おける逆方向電流に起因するスイッチングノイズの発生を抑制することができる電圧変換装置を備えた電子制御装置を提供することにある。

請求項１に記載の電子制御装置は、電圧変換装置および電圧変換装置から電力の供給を受けて動作する制御処理装置を備えている。そのうち、電圧変換装置は、スイッチング素子、平滑回路、電圧制御回路、駆動回路およびターンオン抑制手段を備えている。スイッチング素子は、直流電源から供給される直流電力をスイッチングする。平滑回路は、スイッチング素子によりスイッチングされた電力を平滑化して出力する。電圧制御回路は、平滑回路の出力に基づいてスイッチング素子の駆動を制御する制御信号を生成する。駆動回路は、制御信号に基づいてスイッチング素子を駆動する。ターンオン抑制手段は、スイッチング素子のターンオン速度を抑制する抑制動作を実行可能なものである。

さて、従来技術の説明でも述べたように、スイッチング素子の出力端子、つまりスイッチング素子の平滑回路側の主端子には、平滑回路を構成する整流素子、トランジスタなどの半導体素子が接続され、その半導体素子には寄生容量が存在する。一般に、このような半導体素子の寄生容量は、その端子間電圧（逆バイアス電圧）がゼロのとき（電圧非印加時）が最も大きく、印加される端子間電圧が増加するにつれて減少する。そして、スイッチング素子のターンオン時に生じる逆方向電流は、寄生容量の静電容量値およびスイッチング素子の出力端子の電圧変化量（ｄｖ／ｄｔ）に比例する。本手段では、このような点に着目し、ターンオン抑制手段による抑制動作を以下のように行うことで、逆方向電流によるスイッチングノイズを低減するようにしている。

すなわち、ターンオン抑制手段は、スイッチング素子がターンオンするターンオン期間の開始から所定時間が経過するまでの期間（以下、第１期間と称す）は、抑制動作を実行する。つまり、第１期間では、ターンオン抑制手段によってスイッチング素子のターンオン速度が抑制される。それにより、スイッチング素子は、その出力端子の電圧変化量が小さく抑えられた状態で緩やかに立ち上げられる。また、ターンオン抑制手段は、第１期間の後の期間（以下、第２期間と称す）は、抑制動作を停止する。つまり、第２期間では、ターンオン抑制手段によってスイッチング素子のターンオン速度が抑制されない。それにより、スイッチング素子は、その出力端子の電圧変化量が大きくなった状態で急峻に立ち上げられる。

このように、本手段では、寄生容量への印加電圧が比較的小さく、その静電容量値が比較的大きくなる第１期間にはスイッチング素子を緩やかに立ち上げる。これにより、ターンオンの前半における電圧変化量が低く抑えられて、特には立ち上がりの瞬間に流れる逆方向電流が小さくなり、スイッチングノイズの発生が低減される。そして、寄生容量への印加電圧が比較的大きく、その静電容量値が比較的小さくなる第２期間にはスイッチング素子を急峻に立ち上げる。これにより、ターンオンの後半における電圧変化量が上昇して、全体的なターンオン期間（立ち上がり時間）が長くなることが抑えられる。しかも、第２期間では、第１期間に比べ、スイッチング素子の出力電圧が高くなっていることから寄生容量の静電容量値が小さくなる。そのため、出力電圧の電圧変化量が大きくなっても逆方向電流の大きさが低く抑えられる。すなわち、ターンオン期間を長くすることなく、そのターンオン期間の全般にわたって逆方向電流の発生が低く抑えられる。従って、本手段によれば、電力消費量および発熱量が増加することを抑えつつ、ターンオン時の逆方向電流に伴うスイッチングノイズを低減することができるという効果が得られる。
そして、上記所定時間は、スイッチング素子の平滑回路側の主端子に接続された容量成分に応じて決定される。つまり、ターンオン抑制手段による抑制動作の実行および停止の切り替えタイミングが、上記容量成分に応じて決定される。スイッチング素子の平滑回路側の主端子（以下、出力端子と称す）に接続された寄生の容量成分の静電容量値およびその端子間電圧の関係は、それぞれの素子毎に異なる。従って、スイッチング素子の出力端子に接続される容量成分に応じて所定時間を設定すれば、ターンオン期間の全般にわたって逆方向電流の発生を低く抑える効果が一層顕著に得られる。

ターンオン抑制手段の具体的な構成例として、例えば請求項２に記載の手段を採用することができる。すなわち、請求項２に記載の駆動回路は、駆動部および電流供給部を備えている。駆動部は、スイッチング素子の制御端子に駆動電流を供給することにより、スイッチング素子をオン駆動する。電流供給部は、駆動部に対して駆動電流を供給する。このような構成において、ターンオン抑制手段は、電流供給部から出力される駆動電流を低下させることにより、抑制動作を実行する。つまり、例えばスイッチング素子がＮチャネル型のＭＯＳトランジスタであれば、制御端子であるゲートに供給される駆動電流が低下すると、ゲート電圧の上昇速度（電圧変化量）が低く抑えられる。これにより、ソース電圧の電圧変化量、つまりターンオン速度が抑制されることになる。また、例えばスイッチング素子がＮＰＮ形のバイポーラトランジスタであれば、制御端子であるベースに供給される駆動電流が低下すると、エミッタ電流が低く抑えられる。これにより、エミッタ電圧の電圧変化量、つまりターンオン速度が抑制されることになる。

第１の実施形態を示すもので、車両用電子制御装置の概略的な構成図 抑制動作制御回路の入出力信号の論理を示す図 トランジスタのゲート電圧およびソース電圧を示す図 ＳＢＤの逆バイアス電圧および寄生容量の関係を示す図 電源回路の１周期における各部の波形を示す図 トランジスタのソース電圧の周波数スペクトルを示す図 第２の実施形態を示す図１相当図 図２相当図 図５相当図 第３の実施形態を示す図１相当図 トランジスタのゲート電圧およびＳＢＤの寄生容量の関係を示す図 第４の実施形態を示す図１相当図 トランジスタのゲート電圧、電源回路の出力電圧、トランジスタのドレイン電圧および平滑回路の入出力間電圧を示す図 図５相当図

以下、本発明の複数の実施形態について図面を参照して説明する。なお、各実施形態において実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１〜図６を参照しながら説明する。
図１に示す車両用電子制御装置１（電子制御装置に相当）は、例えば自動車などの車両に搭載されるものであり、電源回路２（電圧変換装置に相当）および制御処理装置３を備えている。電源回路２は、降圧型のスイッチング電源であり、その出力は制御処理装置３に供給される。制御処理装置３（負荷回路に相当）は、電源回路２から出力される電力の供給を受けて動作し、所定の制御および処理を実行する。

電源回路２は、トランジスタ４、平滑回路５、電圧制御回路６、駆動回路７および抑制動作制御回路８を備えている。電源回路２は、トランジスタ４の駆動をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御することにより、車載のバッテリ９（直流電源に相当）から供給される直流電力を降圧して出力する。なお、本実施形態では、電源回路２を構成する各素子のうち、平滑回路５を構成する素子のうちの一部（後述するインダクタＬ１およびコンデンサＣ１）を除く素子は、半導体集積回路（ＩＣ）として構成されている。

トランジスタ４（スイッチング素子に相当）は、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタである。トランジスタ４は、バッテリ９から制御処理装置３へと至る電源供給経路に介在する。トランジスタ４のドレインは、入力電源線１０に接続されている。入力電源線１０およびグランド線１１（基準電源線に相当）の間には、バッテリ９からバッテリ電圧Ｖｂが印加される。トランジスタ４のソース（平滑回路側の主端子に相当）は、ノードＮ１に接続されている。トランジスタ４のゲート（制御端子に相当）には、駆動回路７から駆動信号が与えられる。トランジスタ４は、そのスイッチング動作により、バッテリ電圧Ｖｂをパルス状の電圧に変換して出力する。

平滑回路５は、トランジスタ４から出力されるパルス状の電圧を整流および平滑して出力する。平滑回路５は、整流用（還流用）のダイオードＤ１、平滑用のインダクタＬ１および平滑用のコンデンサＣ１を備えている。ダイオードＤ１は、ショットキーバリアダイオードである。ダイオードＤ１は、ノードＮ１およびグランド線１１の間に、グランド線１１側をアノードとして接続されている。一般に、ダイオードには、寄生の容量成分（寄生容量）が存在する。そこで、図１では、ダイオードＤ１のアノード・カソード間の寄生容量Ｃａｃを破線にて示している。インダクタＬ１は、ノードＮ１および出力電源線１２の間に接続されている。コンデンサＣ１は、出力電源線１２およびグランド線１１の間に接続されている。出力電源線１２およびグランド線１１を介して出力される出力電圧Ｖｏは、制御処理装置３に与えられる。

駆動回路７は、電圧制御回路６から与えられる制御信号Ｓａ（デューティ信号）に基づいて、トランジスタ４をオン駆動またはオフ駆動する。具体的には、駆動回路７は、制御信号ＳａがＨｉｇｈレベル（以下、Ｈレベルとも称する）である期間、トランジスタ４をオン駆動する。また、駆動回路７は、制御信号ＳａがＬｏｗレベル（以下、Ｌレベルとも称する）である期間、トランジスタ４をオフ駆動する。

駆動回路７は、駆動部１３および電流供給部１４を備えている。図示は省略するが、駆動部１３は、その出力段に、２つのスイッチング素子からなるプッシュプル回路を備えている。駆動部１３のハイサイド側のスイッチング素子がオンすることにより、電流供給部１４から供給される駆動電流Ｉｄがトランジスタ４のゲートに供給される。これにより、トランジスタ４のゲート容量が充電されてゲート電圧Ｖｇが上昇し、トランジスタ４がターンオンする。また、駆動部１３のロウサイド側のスイッチング素子がオンすることにより、トランジスタ４のゲートからグランド線１１へと至る放電経路が形成される。これにより、トランジスタ４のゲート容量が放電されてゲート電圧Ｖｇが低下し、トランジスタ４がターンオフする。なお、本実施形態では、ゲート電圧Ｖｇのことを、トランジスタ４の入力電圧とも称する。

電流供給部１４は、駆動部１３に対して駆動電流Ｉｄを供給する。電流供給部１４は、定電流源１５、１６およびスイッチ１７を備えている。定電流源１５は、バッテリ電圧Ｖｂよりも高い電圧Ｖｄｄの供給端子である電源端子１８から電源の供給を受けて第１の電流値Ｉ１の定電流を出力する。定電流源１６は、電源端子１８から電源の供給を受けて第２の定電流値Ｉ２の定電流を出力する。定電流源１５の出力端子は、電流供給部１４の出力端子、つまり駆動電流Ｉｄの出力端子に接続されている。定電流源１６の出力端子は、スイッチ１７を通じて電流供給部１４の出力端子に接続されている。スイッチ１７のオン／オフ（開閉）は、抑制動作制御回路８から出力される抑制制御信号Ｓｂに応じて制御される。具体的には、スイッチ１７は、抑制制御信号ＳｂがＨレベルのときにオフし、Ｌレベルのときにオンする。

上記構成により、電流供給部１４は、出力する駆動電流Ｉｄの大きさが２段階に切り替えられる。すなわち、抑制制御信号ＳｂがＨレベルのとき、スイッチ１７がオフするため、駆動電流Ｉｄの電流値は、「Ｉ１」となる。一方、抑制制御信号ＳｂがＬレベルのとき、スイッチ１７がオンするため、駆動電流Ｉｄの電流値は、「Ｉ１＋Ｉ２」となる。このように、電流供給部１４から出力される駆動電流Ｉｄは、抑制制御信号ＳｂがＨレベルのときに比較的小さくなり、Ｌレベルのときに比較的大きくなる。言い換えれば、抑制制御信号ＳｂがＨレベルのときの駆動電流Ｉｄ（＝Ｉ１）は、抑制制御信号ＳｂがＬレベルのときの駆動電流Ｉｄ（＝Ｉ１＋Ｉ２）に比べて抑制された電流となる。なお、電流値Ｉ１、Ｉ２をどのような値に設定するかについては後述する。電流供給部１４から出力される駆動電流Ｉｄの電流値により、ターンオンする際のトランジスタ４のゲート電圧Ｖｇの上昇速度、ひいてはトランジスタ４の立ち上がり時間が決定される。

電圧制御回路６は、出力電圧Ｖｏの目標値およびフィードバックされた出力電圧Ｖｏの差に基づいて駆動回路７に出力する制御信号Ｓａのデューティ比を変化させ、出力電圧Ｖｏが目標値に一致するように制御する。つまり、電源回路２は、電圧モード制御のスイッチング電源となっている。電圧制御回路６は、基準電圧生成回路１９、ＯＰアンプ２０、三角波信号生成回路２１およびコンパレータ２２を備えている。基準電圧生成回路１９は、例えばバンドギャップリファレンス回路であり、出力電圧Ｖｏの目標値（例えば＋５Ｖ）と同じ、または、それに応じた基準電圧Ｖｒを生成する。ＯＰアンプ２０の反転入力端子には、出力電圧Ｖｏ（平滑回路５の出力電圧）、または、それを分圧した電圧が入力される（フィードバックされる）。ＯＰアンプ２０の非反転入力端子には、基準電圧Ｖｒが入力される。ＯＰアンプ２０は、フィードバック電圧（出力電圧Ｖｏまたはその分圧電圧）および基準電圧Ｖｒの差を増幅した誤差信号を出力する。

三角波信号生成回路２１は、ＰＷＭ周期に応じた周波数を持つ三角波信号（ＰＷＭのキャリア波）を生成する。コンパレータ２２の非反転入力端子には、ＯＰアンプ２０から出力される誤差信号が入力される。コンパレータ２２の反転入力端子には、三角波生成回路２０から出力される三角波信号が入力される。上記構成によれば、コンパレータ２２の出力信号は、三角波信号に同期するとともに、フィードバック電圧および基準電圧Ｖｒを比較した結果に応じて変化する。コンパレータ２２の出力信号は、制御信号Ｓａとして駆動回路７および抑制動作制御回路８に与えられる。なお、制御信号Ｓａは、フィードバック電圧が基準電圧Ｖｒより大きい期間にはＬレベルとなり、フィードバック電圧が基準電圧Ｖｒより小さい期間にはＨレベルとなる。

抑制動作制御回路８には、トランジスタ４のソース電圧Ｖｓ（ノードＮ１の電圧）および電圧制御回路６から出力される制御信号Ｓａが入力されている。なお、本実施形態では、ソース電圧Ｖｓのことを、トランジスタ４の出力電圧とも称する。抑制動作制御回路８は、それら電圧および信号に基づいて、抑制制御信号Ｓｂを生成する。抑制動作制御回路８は、閾値電圧生成回路２３、コンパレータ２４、ＮＯＴ回路２５およびＡＮＤ回路２６を備えている。閾値電圧生成回路２３は、第１閾値電圧Ｖ１を生成する。なお、第１閾値電圧Ｖ１をどのような値に設定するかについては後述する。

コンパレータ２４の非反転入力端子には、ソース電圧Ｖｓが入力される。コンパレータ２４の反転入力端子には、第１閾値電圧Ｖ１が入力される。コンパレータ２４の出力信号は、ＮＯＴ回路２５に入力される。ＮＯＴ回路２５の出力信号は、ＡＮＤ回路２６の一方の入力端子に入力される。ＡＮＤ回路２６の他方の入力端子には、制御信号Ｓａが入力される。ＡＮＤ回路２６の出力信号は、抑制制御信号Ｓｂとして駆動回路７の電流供給部１４に与えられる。

このような構成の抑制動作制御回路８の入出力信号の論理は、図２の真理値表に示すようになる。すなわち、制御信号ＳａがＬレベルであるときは、トランジスタ４をターンオフするターンオフ期間に相当する。このターンオフ期間にあっては、トランジスタ４のソース電圧Ｖｓの値に関係なく、抑制制御信号Ｓｂは、Ｌレベルとなる。これに対し、制御信号ＳａがＨレベルであるときは、トランジスタ４をターンオンするターンオン期間に相当する。このターンオン期間にあっては、トランジスタ４のソース電圧Ｖｓに応じて抑制制御信号Ｓｂの論理が変化する。

具体的には、ターンオン期間中、ソース電圧Ｖｓが第１閾値電圧Ｖ１に達するまでの期間（制御信号Ｓａ＝Ｈレベル、コンパレータ２４の出力信号＝Ｌレベル）、抑制制御信号ＳｂはＨレベルとなる。そして、ターンオン期間中、ソース電圧Ｖｓが第１閾値電圧Ｖ１に達した後の期間（制御信号Ｓａ＝Ｈレベル、コンパレータ２４の出力信号＝Ｈレベル）、抑制制御信号ＳｂはＬレベルとなる。

本実施形態において、抑制動作制御回路８は、トランジスタ４のターンオン速度を抑制する抑制動作を実行可能なターンオン抑制手段に相当する。抑制動作制御回路８による抑制動作は、次のように実現される。すなわち、抑制動作制御回路８は、トランジスタ４のターンオン期間（図３の時刻ｔａ〜ｔｃの期間であり、立ち上がり時間Ｔｒに相当）において、ターンオンの開始（図３の時刻ｔａ）からソース電圧Ｖｓが第１閾値電圧Ｖ１に達する時点（図３の時刻ｔｂ）までの期間（第１期間Ｔ１）、Ｈレベルの抑制制御信号Ｓｂを出力する。これにより、電流供給部１４から出力される駆動電流Ｉｄが抑制される（Ｉｄ＝Ｉ１）。そのため、第１期間Ｔ１では、トランジスタ４の入力電圧（ゲート電圧Ｖｇ）の上昇速度（電圧変化量）、つまりターンオン速度が抑制される（抑制動作の実行）。それにより、トランジスタ４は、その出力電圧（ソース電圧Ｖｓ）の電圧変化量が小さく抑えられた状態で緩やかに立ち上げられる。

また、抑制動作制御回路８は、ターンオン期間において、第１期間Ｔ１の終了時点（図３の時刻ｔｂ）からターンオン期間の終了時点（図３の時刻ｔｃ）までの期間（第２期間Ｔ２）、Ｌレベルの抑制制御信号Ｓｂを出力する。これにより、電流供給部１４から出力される駆動電流Ｉｄは抑制されない（Ｉｄ＝Ｉ１＋Ｉ２）。そのため、第２期間Ｔ２では、トランジスタ４の入力電圧の上昇速度（電圧変化量）が抑制されない（抑制動作の停止）。それにより、トランジスタ４は、その出力電圧の電圧変化量が大きくなった状態で急峻に立ち上げられる。

さて、一定の電圧変化量でもってトランジスタをターンオンする従来の構成（以降、単に従来と呼ぶ場合、本構成のことを示す）の場合、ターンオン時の入力電圧の電圧変化量ΔＶｇは、下記（１）式により表される。ただし、ゲート電圧の最大値をＶgmaxとし、立ち上がり時間をＴｒとしている。ゲート電圧の最大値は、ゲートを駆動する（ゲート容量を充電する）駆動回路の電源電圧に応じて定まる。
ΔＶｇ＝Ｖgmax／Ｔｒ …（１）

これに対し、本実施形態におけるターンオン時のゲート電圧Ｖｇの電圧変化量は、次のように定められる。すなわち、第１期間Ｔ１におけるゲート電圧Ｖｇの電圧変化量ΔＶｇ１は、従来の電圧変化量ΔＶｇよりも小さい値に設定される（ΔＶｇ１＜ΔＶｇ）。そして、第２期間Ｔ２におけるゲート電圧Ｖｇの電圧変化量ΔＶｇ２は、従来の電圧変化量ΔＶｇよりも大きい値に設定される（ΔＶｇ２＞ΔＶｇ）。また、第１期間Ｔ１の電圧変化量ΔＶｇ１および第２期間Ｔ２の電圧変化量ΔＶｇ２は、上記各条件を満たした上で、全体の立ち上がり時間Ｔｒの長さが従来と同程度になるような値に設定される。

第１期間Ｔ１におけるゲート電圧Ｖｇの電圧変化量ΔＶｇ１は、定電流源１５の電流値Ｉ１に応じて定まる。また、第２期間Ｔ２におけるゲート電圧Ｖｇの電圧変化量ΔＶｇ２は、定電流源１５の電流値Ｉ１および定電流源１６の電流値Ｉ２に応じて定まる。従って、電流値Ｉ１、Ｉ２は、上記したゲート電圧Ｖｇの電圧変化量Ｖｇ１、Ｖｇ２に関する各条件を満たすように設定される。

ゲート電圧Ｖｇの電圧変化量が切り替えられるタイミング、つまり抑制動作の実行および停止の切り替えタイミングは、第１閾値電圧Ｖ１の設定により定められる。本実施形態では、第１閾値電圧Ｖ１は、ダイオードＤ１の特性に基づいて以下のように決定される。すなわち、ショットキーバリアダイオード（以下、ＳＢＤとも称す）であるダイオードＤ１の逆バイアス電圧と寄生容量Ｃａｃの静電容量値との関係は、図４に示すようになる。ただし、図４は、片対数グラフとなっている。

図４に示すように、ダイオードＤ１の寄生容量Ｃａｃは、逆バイアス電圧（本実施形態の構成の場合、トランジスタ４のソース電圧Ｖｓに相当する）が０Ｖのときに最も大きい値となっており、逆バイアス電圧がゼロから上昇するに従って急激に低下する。そして、ダイオードＤ１の寄生容量Ｃａｃは、逆バイアス電圧が所定の値（この場合、５Ｖ）に達すると、その後は、逆バイアス電圧の上昇に伴い緩やかに低下するものの、逆バイアス電圧が上記所定の値に達した時点から大きく低下することはない。本実施形態では、このようなダイオードＤ１の特性を考慮し、寄生容量Ｃａｃが大きく低下した時点においてゲート電圧Ｖｇの電圧変化量が切り替えられるように、第１閾値電圧Ｖ１を上記所定の値、つまり５Ｖに設定している。

続いて、電源回路２の１周期における動作について、図５を参照しながら説明する。図５において、（ａ）は出力電圧Ｖｏ、（ｂ）は制御信号Ｓａ、（ｃ）は抑制制御信号Ｓｂ、（ｄ）は駆動電流Ｉｄ、（ｅ）はゲート電圧Ｖｇ、（ｆ）はソース電圧Ｖｓ、（ｇ）はダイオードＤ１の逆方向電流の波形を示す。なお、図５（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）には、従来の構成においてそれぞれに対応する波形を破線にて併記している。また、図５において、時刻ｔ１以前の期間をＡ区間、時刻ｔ１〜ｔ２の期間をＢ区間、時刻ｔ２〜ｔ３の期間をＣ区間、時刻ｔ３〜ｔ４の期間をＤ区間、時刻ｔ４〜ｔ５の期間をＥ区間、時刻ｔ５以降の期間をＦ区間と称す。

Ａ区間では、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒより高いため、制御信号ＳａがＬレベルとなっている。そのため、トランジスタ４のゲート電圧ＶｇはＯＦＦ電圧（０Ｖ）に維持される。また、Ａ区間では、抑制制御信号Ｓｂは、Ｌレベルとなっている。そして、出力電圧Ｖｏが低下して基準電圧Ｖｒを下回ると、制御信号ＳａがＨレベルに転じる（時刻ｔ１の時点）。これにより、トランジスタ４のゲート電圧Ｖｇが上昇し始める。

また、このとき（時刻ｔ１の時点）、抑制制御信号ＳｂもＨレベルに転じる。そのため、駆動電流Ｉｄが抑制された状態（Ｉｄ＝Ｉ１）となり、トランジスタ４のゲート電圧Ｖｇは、従来の電圧変化量ΔＶｇより小さい電圧変化量ΔＶｇ１でもって上昇する。これにより、トランジスタ４のソース電圧Ｖｓが、ゲート電圧Ｖｇの電圧変化量ΔＶｇ１に応じた電圧変化量でもって上昇する。つまり、Ｂ区間では、トランジスタ４は、ソース電圧Ｖｓの電圧変化量が従来の電圧変化量より小さい状態で、緩やかに立ち上げられる（ターンオンされる）。

その後、トランジスタ４のソース電圧Ｖｓが上昇して第１閾値電圧Ｖ１を上回ると、抑制制御信号ＳｂがＬレベルに転じる（時刻ｔ２の時点）。そのため、駆動電流Ｉｄの抑制が解除された状態（Ｉｄ＝Ｉ１＋Ｉ２）となり、トランジスタ４のゲート電圧Ｖｇは、従来の電圧変化量ΔＶｇより大きい電圧変化量ΔＶｇ２でもって上昇する。これにより、トランジスタ４のソース電圧Ｖｓが、ゲート電圧Ｖｇの電圧変化量ΔＶｇ２に応じた電圧変化量でもって上昇する。つまり、Ｃ区間では、トランジスタ４は、ソース電圧Ｖｓの電圧変化量が従来の電圧変化量より大きい状態で、急峻に立ち上げられる（ターンオンされる）。

トランジスタ４のゲート電圧ＶｇがＯＮ電圧（電圧Ｖｄｄ）に達すると（時刻ｔ３の時点）、その上昇が停止される。そのため、Ｄ区間では、ゲート電圧ＶｇがＯＮ電圧に維持されてトランジスタ４のオン状態が維持される。その後、出力電圧Ｖｏが上昇して基準電圧Ｖｒを上回ると、制御信号ＳａがＬレベルに転じる（時刻ｔ４の時点）。これにより、トランジスタ４のゲート電圧Ｖｇが低下し始める。この場合、トランジスタ４のゲート電圧Ｖｇは、ゲート容量の静電容量値およびゲート容量の放電経路のインピーダンスなどにより定まる電圧変化量でもって低下する。

これにより、トランジスタ４のソース電圧Ｖｓが、ゲート電圧Ｖｇの電圧変化量に応じた電圧変化量でもって低下する。つまり、Ｅ区間では、トランジスタ４が立ち下げられる（ターンオフされる）。トランジスタ４のゲート電圧ＶｇがＯＦＦ電圧（０Ｖ）に達すると（時刻ｔ５の時点）、その低下が停止される。そのため、Ｆ区間では、ゲート電圧ＶｇがＯＦＦ電圧に維持されてトランジスタ４のオフ状態が維持される。なお、トランジスタ４がオフすると、そのソース電圧Ｖｓは、０ＶよりもダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆだけ低い電圧（−Ｖｆ）まで低下する。

上記構成によれば、次のような作用および効果が得られる。
トランジスタ４のソースには、平滑回路５を構成するダイオードＤ１（のカソード）が接続されている。そして、そのダイオードＤ１の端子間には寄生容量Ｃａｃが存在する。一般にダイオードは、逆バイアス電圧の上昇に伴い空乏層が広くなるため、その寄生容量の静電容量が小さくなる基本特性を持っている。そのため、ダイオードＤ１の寄生容量Ｃａｃは、その端子間に印加される逆バイアス電圧（ソース電圧Ｖｓ）がゼロのとき（電圧非印加時）が最も大きく、逆バイアス電圧が増加するにつれて減少する。そして、下記（２）式に示すように、トランジスタ４のターンオン時に生じる逆方向電流Ｉは、寄生容量Ｃａｃの静電容量値Ｃおよびトランジスタ４のソース電圧Ｖｓの電圧変化量（ｄｖ／ｄｔ）に比例する。
Ｉ＝Ｃ×（ｄｖ／ｄｔ） …（２）

本実施形態では、このような点に着目し、抑制動作制御回路８による抑制動作を以下のように行うことで、逆方向電流によるスイッチングノイズを低減するようにしている。すなわち、トランジスタ４がターンオンするターンオン期間の開始から所定時間が経過するまでの期間（図５のＢ区間）では、抑制動作が実行される。つまり、Ｂ区間では、トランジスタ４のターンオン速度が抑制され、ダイオードＤ１の逆バイアス電圧であるソース電圧Ｖｓの電圧変化量が小さく抑えられた状態で緩やかに立ち上げられる。また、Ｂ区間の後のＣ区間では、抑制動作が停止される。つまり、Ｃ区間では、トランジスタ４のターンオン速度は抑制されず、ダイオードＤ１の逆バイアス電圧であるソース電圧Ｖｓの電圧変化量が大きくなった状態で急峻に立ち上げられる。

このように、本実施形態では、ダイオードＤ１に印加される逆バイアス電圧が比較的小さく、その寄生容量Ｃａｃの静電容量値が比較的大きくなるＢ区間にはトランジスタ４を緩やかに立ち上げる。これにより、ターンオンの前半における電圧変化量が低く抑えられて、特には立ち上がりの瞬間に流れる逆方向電流が従来に比べて小さくなり（図５（ｇ）参照）、スイッチングノイズの発生が低減される（図５（ｆ）参照）。そして、ダイオードＤ１に印加される逆バイアス電圧が比較的大きく、その寄生容量Ｃａｃの静電容量値が比較的小さくなるＣ区間にはトランジスタ４を急峻に立ち上げる。これにより、ターンオンの後半における電圧変化量が上昇して、全体的なターンオン期間（立ち上がり時間）が長くなることが抑えられる。

Ｃ区間では、Ｂ区間に比べ、ダイオードＤ１の逆バイアス電圧（トランジスタ４のソース電圧Ｖｓ）が高くなっていることから寄生容量Ｃａｃの静電容量値が小さくなる。そのため、上記（２）式から明らかなように、ソース電圧Ｖｓの電圧変化量（ｄｖ／ｄｔ）が大きくなっても逆方向電流の大きさが低く抑えられる（図５（ｇ）参照）。すなわち、ターンオン期間を長くすることなく、そのターンオン期間の全般（期間ＢおよびＣ）にわたって逆方向電流の発生が低く抑えられる。このように逆方向電流の発生が抑えられると、電源回路２におけるスイッチングノイズの発生源である共振エネルギーの蓄積が抑えられる。

従って、図５におけるトランジスタ４のソース電圧Ｖｓの電圧波形や、図６のソース電圧Ｖｓの周波数スペクトルに示すように、ＬＣ共振周波数において発生するスイッチングノイズが、従来の構成（図５および図６に破線で示す）に比べて低く抑えられる。このように、本実施形態によれば、電力消費量および発熱量が増加することを抑えつつ、ターンオン時の逆方向電流に伴うスイッチングノイズを低減することができるという効果が得られる。

車両に搭載される電源回路（車載用途の電源回路）では、入力が大きく変動する場合であっても安定した電圧および電流を電源供給先（出力供給先の回路および装置）に供給できなければならない。なぜなら、一般に車載バッテリは、その出力電圧（バッテリ電圧）の電圧変動が大きいからである。そのため、車載用途の電源回路の構成としては、整流素子としてＭＯＳトランジスタを用いる同期整流方式ではなく、整流素子としてダイオードを用いるダイオード整流方式が主流となっている。従来、ダイオード整流方式における整流用のダイオードとしては、高速駆動に対応できるスイッチングダイオードが採用されていた。しかし、近年、電源供給先のマイコンなどの電子部品の大電流化などに対応するべく、整流用のダイオードとして、大電流でも高速駆動することができるＳＢＤが使用されることが多い。このような事情から、本実施形態の電源回路２では、ダイオード整流方式を採用するとともに、その整流用のダイオードＤ１としてＳＢＤを用いている。

ＳＢＤは、逆バイアス電圧非印加時の寄生容量の静電容量値が高い。そのため、スイッチングノイズの原因となる逆方向電流が大きくなるといったデメリットがある。ただし、その寄生容量の静電容量値は、逆バイアス電圧の上昇に伴い、急激に低下する特性を持つ（図４参照）。従って、ダイオードＤ１としてＳＢＤを使用した本実施形態の電源回路２によれば、車載用途の電源回路として好適である上、前述した手法によりＳＢＤのデメリットである大きな逆方向電流の発生、ひいてはスイッチングノイズの発生を抑制することができる。

ダイオードの寄生容量の静電容量値および逆バイアス電圧の関係は、それぞれの素子毎に異なる。従って、使用するダイオードの特性に応じて、抑制動作の切り替えタイミング（Ｂ区間からＣ区間へ移行するタイミング）、つまり所定時間の長さを設定すれば、上記した効果が最大限に得られることになる。そこで、本実施形態では、使用するダイオードＤ１の特性を考慮し、寄生容量が急激に低下する期間に抑制動作が実行されるとともに、寄生容量が概ね低下しきった状態となる期間に抑制動作が停止されるように、第１閾値電圧Ｖ１を設定した。このようにしたことで、ダイオードＤ１の寄生容量が比較的大きい期間に抑制動作が実行されるとともに、ダイオードＤ１の寄生容量が概ね最小である期間に抑制動作が停止されることになる。そのため、本実施形態によれば、ターンオン期間が長くなることを抑制する効果と、スイッチングノイズを低減する効果とを最大限に得ることができる。

車載用途の電源回路は、車載バッテリから供給されるバッテリ電圧が入力されるため、携帯電話機などの民生品に搭載される電源回路（民生用途の電源回路）に比べると、その入力電圧が高い。降圧型のスイッチング電源において、入力される電圧（トランジスタ４のドレイン電圧）が高いということは、そのスイッチング用のトランジスタの出力電圧（トランジスタ４のソース電圧Ｖｓ）のピーク値が高くなることを意味する。スイッチングの周期が同一であれば、出力電圧のピーク値が高くなるほど、その電圧変化量は大きくなり、その結果、逆方向電流も大きくなる。つまり、車載用途の電源回路２では、民生用途の電源回路に比べ、逆方向電流によるスイッチングノイズの問題が顕在化する。しかし、本実施形態によれば、ターンオン期間の全般にわたって逆方向電流の発生そのものが抑えられるため、車載用途の電源回路２においても、逆方向電流によるスイッチングノイズの発生を効果的に抑制することができる。

（第２の実施形態）
以下、第１の実施形態に対し、電源回路の構成を変更した本発明の第２の実施形態について図７〜図９を参照しながら説明する。
図７に示す本実施形態の電源回路３１（電圧変換装置に相当）は、図１に示した第１の実施形態の電源回路２に対し、抑制動作制御回路８に代えて抑制動作制御回路３２を備えている点が異なる。抑制動作制御回路３２は、抑制動作制御回路８が備える構成に加え、さらに、ＯＲ回路３３およびＮＯＴ回路３４を備えている。

この場合、ＡＮＤ回路２６の出力信号は、ＯＲ回路３３の一方の入力端子に入力される。また、制御信号Ｓａは、ＮＯＴ回路３４にも入力される。ＮＯＴ回路３４の出力信号は、ＯＲ回路３３の他方の入力端子に入力される。ＯＲ回路３３の出力信号は、抑制制御信号Ｓｂとして駆動回路７の電流供給部１４に与えられる。

このような構成の抑制動作制御回路３２の入出力信号の論理は、図８の真理値表に示すようになる。すなわち、制御信号ＳａがＬレベルであるとき、つまりトランジスタ４のターンオフ期間にあっては、トランジスタ４のソース電圧Ｖｓの値に関係なく、抑制制御信号Ｓｂは、Ｈレベルとなる。これに対し、制御信号ＳａがＨレベルであるとき、つまりトランジスタ４のターンオン期間にあっては、第１の実施形態の抑制動作制御回路８と同様に、トランジスタ４のソース電圧Ｖｓに応じて抑制制御信号Ｓｂの論理が変化する。

上記構成の電源回路３１は、第１の実施形態の電源回路２に対し、トランジスタ４をターンオフするターンオフ期間における動作が次のように異なる。すなわち、図９に示すように、Ｄ区間からＥ区間に移行する際（時刻ｔ４の時点）、抑制制御信号ＳｂがＨレベルに転じる。これにより、駆動電流Ｉｄが抑制された状態（Ｉｄ＝Ｉ１）となる。つまり、ターンオフ期間が開始される直前に駆動電流Ｉｄが抑制される。そのため、ターンオフ期間が開始される時点において、トランジスタ４のゲート容量に蓄えられている電荷が第１の実施形態に比べ若干少なくなる。従って、トランジスタ４のゲート電圧Ｖｇは、第１の実施形態の電圧変化量（図９（ｅ）に一点鎖線で示す）に比べて大きい電圧変化量でもって低下する。これにより、トランジスタ４のソース電圧Ｖｓも、第１の実施形態の電圧変化量（図９（ｆ）に一点鎖線で示す）に比べて大きい電圧変化量でもって低下する。

このように、本実施形態の構成では、Ｅ区間において、トランジスタ４が、第１の実施形態の構成に比べて高速に（急峻に）立ち下げられる（ターンオフされる）。そのため、第１の実施形態に比べてトランジスタ４のターンオフ期間が短くなり、ターンオフ期間における損失が低減する。従って、本実施形態によれば、第１の実施形態と同様の作用および効果が得られる上、さらに、電力消費量および発熱量を一層抑えることができる。

（第３の実施形態）
以下、第１の実施形態に対し、電源回路の構成を変更した本発明の第３の実施形態について図１０および図１１を参照しながら説明する。
図１０に示す本実施形態の電源回路４１（電圧変換装置に相当）は、図１に示した第１の実施形態の電源回路２に対し、抑制動作制御回路８に代えて抑制動作制御回路４２を備えている点が異なる。抑制動作制御回路４２は、抑制動作制御回路８に対し、閾値電圧生成回路２３に代えて閾値電圧生成回路４３を備えている点と、トランジスタ４のソース電圧Ｖｓに代えてゲート電圧Ｖｇが与えられる点とが異なる。閾値電圧生成回路４３は、第２閾値電圧Ｖ２を生成する。なお、第２閾値電圧Ｖ２をどのような値に設定するかについては後述する。この場合、コンパレータ２４の非反転入力端子にはゲート電圧Ｖｇが入力され、反転入力端子には第２閾値電圧Ｖ２が入力される。

本実施形態では、ゲート電圧Ｖｇの電圧変化量が切り替えられるタイミング、つまり抑制動作の実行および停止の切り替えタイミングは、第２閾値電圧Ｖ２の設定により定められる。第２閾値電圧Ｖ２は、ダイオードＤ１の特性に基づいて以下のように決定される。すなわち、ゲート電圧ＶｇとダイオードＤ１の寄生容量Ｃａｃの静電容量値との関係は、図１１に示すようになる。なお、図１１には、ダイオードＤ１の逆バイアス電圧（ソース電圧Ｖｓ）と寄生容量Ｃａｃの静電容量値との関係を破線で併記している。

図１１に示すように、ゲート電圧Ｖｇおよび寄生容量の関係を示す特性曲線（実線）は、逆バイアス電圧であるソース電圧Ｖｓおよび寄生容量の関係を示す特性曲線（破線）に対し、横軸（電圧）のプラス方向に平行移動（シフト）した形となっている。これは、トランジスタ４のゲートスレッショルド電圧などの影響により、ゲート電圧Ｖｇの立ち上がりに対して所定の遅延時間の経過後にソース電圧Ｖｓが立ち上がりを開始し、ゲート電圧Ｖｇに追従して変化するからである。このような点を考慮し、本実施形態では、第２閾値電圧Ｖ２を、第１閾値電圧Ｖ１（５Ｖ）に対し、上記した各特性曲線のシフト分と同等だけ高くした値に設定している。これにより、本実施形態の構成によっても、第１の実施形態と同様に、寄生容量Ｃａｃが大きく低下した時点においてゲート電圧Ｖｇの電圧変化量が切り替えられる。

以上説明した本実施形態の構成によっても、第１の実施形態と同様の作用および効果が得られる。ただし、本実施形態のようにゲート電圧Ｖｇに基づいて抑制動作の切り替えタイミング（所定時間）を設定する方法は、第１の実施形態のようにダイオードＤ１の逆バイアス電圧そのものであるソース電圧Ｖｓに基づいて設定する手法に比べ、その設定が煩雑になる。しかし、ゲート電圧Ｖｇは、ソース電圧Ｖｓに比べ、その電圧変動が少ない（ノイズが少ない）。そのため、本実施形態の構成には、抑制動作の切り替えタイミングがノイズなどの影響により変動する可能性が少なくなくなるというメリットがある。

（第４の実施形態）
以下、第１の実施形態に対し、電源回路の構成を変更した本発明の第４の実施形態について図１２〜図１４を参照しながら説明する。
図１２に示すように、本実施形態の電源回路５１（電圧変換装置に相当）は、昇圧型のスイッチング電源となっている点が、第１の実施形態の電源回路２と異なる。電源回路５１は、トランジスタ５２、インダクタＬ５１、平滑回路５３、電圧制御回路５４、駆動回路７および抑制動作制御回路５５を備えている。電源回路５１は、トランジスタ５２の駆動をＰＷＭ制御することにより、バッテリ９から供給される直流電力を昇圧して出力する。なお、本実施形態では、電源回路５１を構成する各素子のうち、インダクタＬ５１および平滑回路５３を構成する素子のうちの一部（コンデンサＣ１）を除く素子は、半導体集積回路（ＩＣ）として構成されている。

インダクタＬ５１は、入力電源線１０およびノードＮ５１の間に接続されている。つまり、インダクタＬ５１は、バッテリ９から制御処理装置３へと至る電源供給経路に介在する。トランジスタ５２（スイッチング素子に相当）は、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタである。トランジスタ５２のドレインは、ノードＮ５１に接続されている。トランジスタ５２のソースは、グランド線１１に接続されている。つまり、トランジスタ４は、インダクタＬ５１とグランド線１１との間に介在する。トランジスタ５２のゲートには、駆動回路７から駆動信号が与えられる。このような構成によれば、トランジスタ５２がオン駆動される期間にインダクタＬ５１に蓄積されたエネルギーがバッテリ電圧Ｖｂに加算されることにより、ピーク値がバッテリ電圧Ｖｂよりも高いパルス状の電圧（昇圧電圧）がノードＮ５１に発生する。

平滑回路５３は、ノードＮ５１に発生するパルス状の昇圧電圧を整流および平滑して出力する。平滑回路５３は、整流用（還流用）のダイオードＤ５１および平滑用のコンデンサＣ１を備えている。ダイオードＤ５１は、ダイオードＤ１と同様にＳＢＤである。ダイオードＤ５１は、ノードＮ５１および出力電源線１２の間に、ノードＮ５１側をアノードとして接続されている。ダイオードＤ５１は、ダイオードＤ１と同様に寄生容量Ｃａｃを有している（図１２に破線で示す）。

電圧制御回路５４は、電圧制御回路６と同様に、出力電圧Ｖｏの目標値およびフィードバックされた出力電圧Ｖｏの差に基づいて駆動回路７に出力する制御信号Ｓａのデューティ比を変化させ、出力電圧Ｖｏが目標値に一致するように制御する。従って、電圧制御回路５４は、電圧制御回路６と概ね同様の構成となっている。ただし、電源回路５１が昇圧型のスイッチング電源であるため、電圧制御回路５４は、電圧制御回路６に対し、ＯＰアンプ２０の各入力端子に与えられる電圧が入れ替えられている。

すなわち、ＯＰアンプ２０の非反転入力端子には、出力電圧Ｖｏ（平滑回路５３の出力電圧）、または、それを分圧した電圧が入力される。ＯＰアンプ２０の反転入力端子には、基準電圧Ｖｒが入力される。このような構成の電圧制御回路５４によれば、コンパレータ２２の出力信号である制御信号Ｓａは、フィードバック電圧が基準電圧Ｖｒより小さい期間にはＬレベルとなり、フィードバック電圧が基準電圧Ｖｒより大きい期間にはＨレベルとなる。

抑制動作制御回路５５（ターンオン抑制手段に相当）は、抑制動作制御回路８と同様の構成となっている。ただし、電源回路５１が昇圧型のスイッチング電源であるため、抑制動作制御回路５５には、トランジスタ５２のソース電圧ではなく、平滑回路５３の入出力間電圧Ｖａｃが入力されている。平滑回路５３の入出力間電圧とは、ダイオードＤ５１のアノードの電位を基準としたダイオードＤ５１のカソードの電圧であり、ダイオードＤ５１の逆バイアス電圧に相当する。このような構成の抑制動作制御回路５５の入出力信号の論理は、抑制動作制御回路８と同様に、図２の真理値表に示すようになる。

上記構成では、トランジスタ５２のゲート電圧Ｖｇ（図１３（ａ）参照）およびドレイン電圧Ｖｄ（図１３（ｃ）参照）は、逆位相で変化する。そのため、出力電圧Ｖｏ（図１３（ｂ）参照）およびドレイン電圧Ｖｄの差分に相当する平滑回路５３の入出力間電圧Ｖａｃ（図１３（ｄ）参照）が、ゲート電圧Ｖｇに追従して変化する。前述したとおり、平滑回路５３の入出力間電圧Ｖａｃは、ダイオードＤ５１の逆バイアス電圧に相当する。そこで、本実施形態では、平滑回路５３の入出力間電圧Ｖａｃおよび第１閾値電圧Ｖ１の比較結果に基づいて、ゲート電圧Ｖｇの電圧変化量の切り替えを行う構成としている。

続いて、電源回路５１の１周期における動作について、図１４を参照しながら説明する。図１４において、（ａ）は出力電圧Ｖｏ、（ｂ）は制御信号Ｓａ、（ｃ）は抑制制御信号Ｓｂ、（ｄ）は駆動電流Ｉｄ、（ｅ）はゲート電圧Ｖｇ、（ｆ）は平滑回路５３の入出力間電圧Ｖａｃ、（ｇ）はダイオードＤ５１の逆方向電流を示す。

Ａ区間では、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒより低いため、制御信号ＳａがＬレベルレベルとなっている。そのため、トランジスタ５２のゲート電圧ＶｇはＯＦＦ電圧（０Ｖ）に維持される。また、Ａ区間では、抑制制御信号ＳｂはＬレベルとなっている。そして、出力電圧Ｖｏが上昇して基準電圧Ｖｒを上回ると、制御信号ＳａがＨレベルに転じる（時刻ｔ１の時点）。これにより、トランジスタ５２のゲート電圧Ｖｇが上昇し始める。

また、このとき（時刻ｔ１の時点）、抑制制御信号ＳｂもＨレベルに転じる。そのため、駆動電流Ｉｄが抑制された状態（Ｉｄ＝Ｉ１）となり、トランジスタ５２のゲート電圧Ｖｇは、従来の電圧変化量ΔＶｇより小さい電圧変化量ΔＶｇ１でもって上昇する。これにより、平滑回路５３の入出力間電圧Ｖａｃが、ゲート電圧Ｖｇの電圧変化量ΔＶｇ１に応じた電圧変化量でもって上昇する。つまり、Ｂ区間では、トランジスタ５２は、平滑回路５３の入出力間電圧Ｖａｃの電圧変化量が従来の電圧変化量より小さい状態となるように、緩やかに立ち上げられる（ターンオンされる）。

その後、平滑回路５３の入出力間電圧Ｖａｃが上昇して第１閾値電圧Ｖ１を上回ると、抑制制御信号ＳｂがＬレベルに転じる（時刻ｔ２の時点）。そのため、駆動電流Ｉｄの抑制が解除された状態（Ｉｄ＝Ｉ１＋Ｉ２）となり、トランジスタ５２のゲート電圧Ｖｇは、従来の電圧変化量ΔＶｇより大きい電圧変化量ΔＶｇ２でもって上昇する。これにより、平滑回路５３の入出力間電圧Ｖａｃが、ゲート電圧Ｖｇの電圧変化量ΔＶｇ１に応じて電圧変化量でもって上昇する。つまり、Ｃ区間では、トランジスタ５２は、平滑回路５３の入出力間電圧Ｖａｃの電圧変化量が従来の電圧変化量より大きい状態となるように、急峻に立ち上げられる（ターンオンされる）。

トランジスタ５２のゲート電圧ＶｇがＯＮ電圧に達すると（時刻ｔ３の時点）、その上昇が停止される。そのため、Ｄ区間では、ゲート電圧ＶｇがＯＮ電圧に維持されてトランジスタ５２のオン状態が維持される。その後、出力電圧Ｖｏが低下して基準電圧Ｖｒを下回ると、制御信号ＳａがＬレベルに転じる（時刻ｔ４の時点）。これにより、トランジスタ５２のゲート電圧Ｖｇが低下し始める。この場合、トランジスタ５２のゲート電圧Ｖｇは、ゲート容量の静電容量値およびゲート容量の放電経路のインピーダンスなどにより定まる電圧変化量でもって低下する。

これにより、平滑回路５３の入出力間電圧Ｖａｃが、ゲート電圧Ｖｇの電圧変化量に応じた電圧変化量でもって低下する。つまり、Ｅ区間では、トランジスタ５２が立ち下げられる（ターンオフされる）。トランジスタ５２のゲート電圧ＶｇがＯＦＦ電圧（０Ｖ）に達すると（時刻ｔ５の時点）、その低下が停止される。そのため、Ｆ区間では、ゲート電圧ＶｇがＯＦＦ電圧に維持されてトランジスタ５２のオフ状態が維持される。なお、トランジスタ５２がオフすると、平滑回路５３の入出力間電圧Ｖａｃは、−Ｖｆとなる（ＶｆはダイオードＤ５１の順方向電圧）。ただし、電源回路２の負荷である制御処理装置３の動作状態などに応じて出力電圧Ｖｏが変動する場合、トランジスタ５２がオフしているときの入出力間電圧Ｖａｃは、その変動に応じて上記値から変動する。

以上説明したように、昇圧型のスイッチング電源に変更した本実施形態の電源回路５１によっても、第１の実施形態の電源回路２と同様の作用および効果が得られる。なお、本実施形態の電源回路５１に対し、第２の実施形態の電源回路３１と同様の制御（ターンオフ時の制御）を適用することもできる。そうすれば、本実施形態によっても、第２の実施形態と同様の効果を得ることができる。

（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
トランジスタ４、５２をターンオンするターンオン期間におけるＢ区間（第１期間Ｔ１）の長さ、つまり、ターンオン期間において抑制制御信号ＳｂをＨレベルとする（抑制動作を実行する）所定時間の長さは、適宜変更することができる。前述したとおり、ダイオードは、逆バイアス電圧の非印加時に寄生容量が最も大きくなる。そのため、ターンオン期間の開始時点からＢ区間を設けさえすれば、その長さ（所定時間の長さ）に関わらず、ターンオン期間における逆方向電流の大きさが従来に比べて抑えられ、スイッチングノイズ低減の効果が得られる。

整流用のダイオードＤ１、Ｄ５１としては、ＰＮ接合型のダイオードなど、他のダイオードであってもよい。どのようなダイオードであっても、ショットキーバリアダイオードと同様に寄生容量が存在するため、上記各実施形態による作用および効果が得られる。

直流電源から供給される直流電力をスイッチングするスイッチング素子としては、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタに限らずともよく、種々の半導体スイッチング素子を採用することができる。例えば、トランジスタ４としては、Ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタ、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタを採用することができる。また、トランジスタ５２としては、ＩＧＢＴ、ＮＰＮ形のバイポーラトランジスタを採用することができる。

駆動回路の具体的な構成は、図１、図７、図１０、図１２などに示すものに限らずともよく、同様の機能を発揮する回路であれば適宜変更することができる。ただし、駆動回路の具体的な構成を変更する場合、その変更に応じてターンオン抑制手段の具体的な構成を変更する必要がある。また、ターンオン抑制手段の具体的な構成は、図１、図７、図１０、図１２などに示すものに限らずともよく、同様の機能を発揮する回路であれば適宜変更することができる。

上記各実施形態のように整流用のダイオードＤ１、Ｄ５１を半導体集積回路に内蔵する構成に限らずともよく、ダイオードＤ１、Ｄ５１を半導体集積回路の外部に設ける構成であってもよい。つまり、ダイオードＤ１、Ｄ５１は、ＩＣ内蔵としてもよいし、外付けとしてもよい。なお、ダイオードＤ１、Ｄ５１をＩＣ内蔵にすれば、装置全体の小型化に寄与することができる。また、ダイオードＤ１、Ｄ５１を外付けにすれば、用途に応じて容易に交換可能となるため、電源回路の設計自由度が高まる。

第２の実施形態の抑制動作制御回路３２は、Ｄ区間からＥ区間へ移行する際に抑制制御信号ＳｂをＨレベルに転じさせる構成であったが、これを次のように変更してもよい。すなわち、抑制動作制御回路３２は、Ｄ区間のうち、少なくともＥ区間（ターンオフ期間）に隣接する期間を含む期間において抑制制御信号ＳｂをＨレベルにする構成でもよい。このようにすれば、Ｄ区間の少なくとも終盤において駆動電流Ｉｄが抑制された状態となるため、ターンオフ期間が開始される時点においてゲート容量に蓄積されている電荷量が一層低下し、その分だけターンオン速度が向上する。従って、ターンオフ期間が一層短縮され、電力消費量および発熱量が一層低減される。

整流素子としてＭＯＳトランジスタを用いる同期整流方式の電源回路の場合、そのＭＯＳトランジスタのドレイン・ソース間に寄生容量が存在する。さらには、インダクタなど、他の回路素子にも寄生容量が存在する。従って、同期整流方式の電源回路においても、それら寄生容量の存在により、ダイオード整流方式の電源回路と同様の問題（ターンオン時の逆方向電流によるスイッチングノイズの発生）が存在する。従って、寄生容量の存在により生じる逆方向電流の発生自体を抑えることができる本発明は、同期整流方式の電源回路についても有益な効果を奏することができる。

上記各実施形態では、電圧モード制御の電源回路（電圧変換装置）を例に説明したが、これに限らずともよく、本発明は、電流モード制御の電源回路であっても適用することができる。また、上記各実施形態では、車両に搭載される車両用電子制御装置１が備える車載用途の電源回路を例に説明したが、これに限らずともよく、本発明は、民生用途など種々の用途の電子制御装置が備える電源回路に適用することができる。

図面中、１は車両用電子制御装置（電子制御装置）、２、３１、４１、５１は電源回路（電圧変換装置）、３は制御処理装置（負荷回路）、４、５２はトランジスタ（スイッチング素子）、５、５３は平滑回路、６、５４は電圧制御回路、７は駆動回路、８、３２、４２、５５は抑制動作制御回路（ターンオン抑制手段）、９はバッテリ（直流電源）、１１はグランド線（基準電源線）、１３は駆動部、１４は電流供給部、Ｄ１、Ｄ５１はダイオード、Ｌ１、Ｌ５１はインダクタを示す。

Claims (8)

1. 電圧変換装置（２、３１、４１、５１）と前記電圧変換装置（２、３１、４１、５１）から電力の供給を受けて動作する制御処理装置（３）とを備えた電子制御装置であって、
   前記電圧変換装置（２、３１、４１、５１）は、
   直流電源（９）から供給される直流電力をスイッチングするスイッチング素子（４、５２）と、
   前記スイッチングされた電力を平滑化して出力する平滑回路（５、５３）と、
   前記平滑回路（５、５３）の出力に基づいて前記スイッチング素子（４、５２）の駆動を制御する制御信号を生成する電圧制御回路（６、５４）と、
   前記制御信号に基づいて前記スイッチング素子（４、５２）を駆動する駆動回路（７）と、
   前記スイッチング素子（４、５２）のターンオン速度を抑制する抑制動作を実行可能なターンオン抑制手段（８、３２、４２、５５）と、
   を備え、
   前記ターンオン抑制手段（８、３２、４２、５５）は、前記スイッチング素子（４、５２）がターンオンするターンオン期間の開始から所定時間が経過するまでの期間は前記抑制動作を実行し、その後の期間は前記抑制動作を停止するように構成され、
   前記所定時間は、前記スイッチング素子（４、５２）の前記平滑回路（５、５３）側の主端子に接続された容量成分に応じて決定され、
   前記平滑回路（５、５３）を構成する各素子のうち、前記スイッチング素子（４、５２）の前記平滑回路（５、５３）側の主端子に接続される素子は、寄生容量を有する素子であり、
   前記寄生容量は、前記主端子の電圧の増加に伴い低下することを特徴とする電子制御装置。
2. 前記駆動回路（７）は、前記スイッチング素子の制御端子に駆動電流を供給することによりオン駆動する駆動部（１３）と、前記駆動部に対して前記駆動電流を供給する電流供給部（１４）とを備え、
   前記ターンオン抑制手段（８、３２、４２、５５）は、前記電流供給部（１４）から出力される駆動電流を低下させることにより、前記抑制動作を実行することを特徴とする請求項１に記載の電子制御装置。
3. 前記平滑回路（５、５３）を構成する各素子のうち、前記スイッチング素子（４、５２）の前記平滑回路（５、５３）側の主端子に接続される素子は、整流用のダイオード（Ｄ１、Ｄ５１）であることを特徴とする請求項１または２に記載の電子制御装置。
4. 前記整流用のダイオード（Ｄ１、Ｄ５１）は、ショットキーバリアダイオードであることを特徴とする請求項３に記載の電子制御装置。
5. 前記所定時間は、前記ターンオン期間の開始から、前記スイッチング素子（４）の前記平滑回路（５）側の主端子の電圧が第１閾値電圧に達する時点までの時間に設定されることを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の電子制御装置。
6. 前記所定時間は、前記ターンオン期間の開始から、前記スイッチング素子（４）の制御端子の電圧が第２閾値電圧に達する時点までの時間に設定されることを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の電子制御装置。
7. 前記スイッチング素子（４）は、前記直流電源（９）から電力の供給先となる負荷回路（３）へと至る電源供給経路に直列に介在し、
   前記平滑回路（５）は、一方の端子が前記スイッチング素子（４）の前記平滑回路（５）側の主端子に接続されたインダクタ（Ｌ１）を備えていることを特徴とする請求項１から６のいずれか一項に記載の電子制御装置。
8. 前記直流電源（９）から電力の供給先となる負荷回路（３）へと至る電源供給経路に直列に介在するインダクタ（Ｌ５１）を備え、
   前記スイッチング素子（５２）は、前記インダクタ（Ｌ５１）と基準電源線（１１）との間に介在することを特徴とする請求項１から６のいずれか一項に記載の電子制御装置。

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