CN104300810B - 功率因数校正转换器与控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明揭露一种功率因数校正转换器与控制方法。功率因数校正转换器包含电源转换模块、电容、第三切换单元与第四切换单元。电源转换模块包含第一开关、第二开关、第一切换单元、第二切换单元与电感。第一开关耦接一第一输入端。第二开关耦接一第二输入端。第一切换单元耦接一输出端与第一开关之间。第二切换单元耦接输出端与第二开关之间。电感耦接于第一与第二切换单元之间。电容耦接输出端。第三切换单元耦接于第二输入端与电容之间。第四切换单元耦接于第一输入端与电容之间。

Description

功率因数校正转换器与控制方法
技术领域
本发明是有关于一种功率因数校正转换器，且特别是有关于一种具有低导通损失的功率因数校正转换器。
背景技术
请参照图1A，图1A绘示一种已知的功率因数校正转换器100。如图1A所示，当开关SW1导通时，功率因数校正电感L11透过桥式整流器110储存能量；而当开关SW1关闭时，功率因数校正电感L11透过二极管D01对输出电容C01释放能量。简言之，功率因数校正电感L11在储存能量或是放能量时，都会有三个半导体元件(如：二极管)导通，导致功率因数校正转换器100的导通损失增加。
请参照图1B，图1B绘示一种已知的无桥式功率因数校正转换器120。如图1B所示，在交流电源VAC为正时，开关SW12会持续导通，而开关SW11与二极管D11为选择性地导通。而在交流电压VAC为负时，开关SW11会持续导通，开关SW12与二极管D12为选择性地导通，此时，交流电压VAC与输出电压的两端之间存在了高频切换的交流信号，造成功率因数校正转换器120的共模杂讯变大。一般而言，会在交流电源VAC与功率因数校正转换器120之间设置一个电磁干扰滤波器来降低共模杂讯，但会增加整体的功率消耗并同时导致功率因数校正转换器120的导通损失增加。
由此可见，上述现有的方式，显然仍存在不便与缺陷，而有待加以进一步改进。为了解决上述问题，相关领域莫不费尽心思来谋求解决之道，但长久以来一直未见适用的方式被发展完成。因此，如何能在功率因数校正转换器中同时降低导通损失以及共模杂讯，实属当前重要研发课题之一，亦成为当前相关领域亟需改进的目标。
发明内容
为了解决上述的问题，本发明提供了一种功率因数校正转换器。功率因数校正转换器包含电源转换模块、输出电容、第三切换单元与第四切换单元。电源转换模块具有第一输入端、第二输入端与输出端，且第一输入端与第二输入端电性耦接于交流电源，电源转换模块包含第一开关、第二开关、第一切换单元、第二切换单元与功率因数校正电感。第一开关电性耦接第一输入端。第二开关电性耦接第二输入端。第一切换单元电性耦接输出端，并与第一开关电性耦接于第一电压节点。第二切换单元电性耦接输出端，并与第二开关电性耦接于第二电压节点。功率因数校正电感电性耦接于第一电压节点与第二电压节点之间。输出电容电性耦接输出端，并用以产生直流输出电压。第三切换单元电性耦接第二输入端与输出电容之间。一第四切换单元电性耦接于第一输入端与输出电容之间。
根据本发明一实施例，其中前述的第一切换单元、第二切换单元、第三切换单元与第四切换单元包含开关元件。
根据本发明一实施例，其中前述的第一切换单元与第二切换单元包含二极管。
根据本发明一实施例，其中前述的第三切换单元与第四切换单元包含具有慢速反向恢复时间的二极管。
根据本发明一实施例，其中前述的第一切换单元与第二切换单元包含具有迅速反向恢复时间的二极管，第三切换单元与第四切换单元包含具有慢速反向恢复时间的二极管，且第三与第四切换单元的反向恢复时间为第一与第二切换单元的反向恢复时间的两倍以上。
根据本发明一实施例，其中前述的功率因数校正转换器还包含感测单元。感测单元电性串接输出电容。
根据本发明一实施例，其中前述的功率因数校正转换器还包含感测单元。感测单元电性串接电性耦接于第一输入端与交流电源之间。
根据本发明一实施例，其中前述的功率因数校正转换器还包含耦合电感与信号处理电路。耦合电感电性耦接功率因数校正电感。信号处理电路电性耦接耦合电感，用以侦测耦合电感上的一电流。
根据本发明一实施例，其中前述的功率因数校正转换器还包含直流对直流转换器。直流对直流转换器电性耦接于前述的输出端，并用以调节该直流输出电压。
根据本发明一实施例，其中前述的直流对直流转换器可为一LLC谐振转换器、一LC谐振转换器、一升压转换器、一降压转换器或一升降压转换器。
根据本发明一实施例，其中前述的功率因数校正转换器还包含第一旁路二极管与第二旁路二极管。第一旁路二极管电性耦接于第一输入端与输出端之间。第二旁路二极管电性耦接于第二输入端与输出端之间。
本发明的另一方面是在提供一种功率因数校正转换器。功率因数校正转换器包含多个电源转换模块、输出电容、第三切换单元与第四切换单元。每一电源转换模块具有第一输入端、第二输入端与输出端，且第一输入端与第二输入端电性耦接于交流电源，且多个电源转换模块的第一输入端相互耦接，多个电源转换模块的第二输入端相互耦接，多个电源转换模块的输出端相互耦接，多个电源转换模块中的每一者包含第一开关、第二开关、第一切换单元、第二切换单元与功率因数校正电感。第一开关电性耦接第一输入端。第二开关电性耦接第二输入端。第一切换单元电性耦接输出端，并与第一开关电性耦接于第一电压节点。第二切换单元电性耦接输出端，并与第二开关电性耦接于第二电压节点。功率因数校正电感电性耦接于第一电压节点与第二电压节点之间。输出电容电性耦接输出端，并用以产生直流输出电压。第三切换单元电性耦接第二输入端与输出电容之间。第四切换单元电性耦接于第一输入端与输出电容之间。
本发明的另一方面是在提供一种功率因数校正转换器的控制方法，适用于控制上述各种功率因数校正转换器。控制方法包含下列步骤：在交流电源的正半周期间，互补性地导通第二开关与第二切换单元，导通第一开关与第三切换单元，并关闭第一切换单元与第四切换单元，借此调整直流输出电压；以及在交流电源的负半周期间，互补性地导通第一开关与第一切换单元，导通第二开关与第四切换单元，并关闭第二切换单元与第三切换单元，借此调整直流输出电压。
根据本发明一实施例，其中前述的第三切换单元为具有慢速反向恢复时间的二极管，借此在第二切换单元关闭时，将输出电容的一端电性耦接至第二输入端。
根据本发明一实施例，其中前述的第四切换单元为具有慢速反向恢复时间的二极管，借此在第一切换单元关闭时，将输出电容的一端电性耦接至第一输入端。
根据本发明一实施例，其中前述的控制方法还包含：提供第一旁路二极管，将第一旁路二极管设置于第一输入端与输出端之间；以及提供第二旁路二极管，将第二旁路二极管设置于第二输入端与输出端之间，其中第一旁路二极管、第二旁路二极管、第三切换单元与第四切换单元形成一整流电路，借此在交流电源产生一浪涌电流时，对输出电容进行充电。
综上所述，本发明的技术方案与现有技术相比具有明显的优点和有益效果。通过上述技术方案，可达到相当的技术进步，并具有产业上的广泛利用价值，本发明透过多种操作模式的组合，达到低导通损失与低共模杂讯的优点。
附图说明
为让本发明的上述和其他目的、特征、优点与实施例能更明显易懂，所附附图的说明如下：
图1A绘示一种已知的功率因数校正转换器100；
图1B绘示一种已知的无桥式功率因数校正转换器120；
图2根据本发明的一实施例绘示一种功率因数校正转换器200；
图3A至图3D是根据本发明的各实施例绘示图2的功率因数校正转换器200的各种操作模式的示意图；
图4A根据本发明的一实施例绘示图2中功率因数校正转换器200的各个元件的相应操作波形图；
图4B根据本发明的各实施例绘示功率因数校正电感L21的电流波形图；
图5A根据本发明的另一实施例绘示一种功率因数校正转换器500的示意图；
图5B绘示图5A中的功率因数校正转换器500操作于第一模式的示意图；
图5C绘示图5A中的功率因数校正转换器500操作于第二模式的示意图；
图5D绘示图5A中的功率因数校正转换器500操作于第三模式的示意图；
图5E绘示图5A中的功率因数校正转换器500操作于第四模式的示意图；
图6根据本发明的一实施例绘示一种功率因数校正转换器600的示意图；
图7根据本发明的一实施例绘示一种功率因数校正转换器700的示意图；
图8A至图8C根据本发明不同的实施例绘示各种感测电感电流的示意图；以及
图9根据本发明的一实施例绘示一种功率转换器的示意图。
【符号说明】
已知的功率因数校正转换器：100、120
功率因数校正转换器：200、500、600、700、800、800a、800b
功率转换器：900
桥式整流器：110
电源转换模组：220
切换单元：222、224、240、242
感测单元：810
信号处理电路：820
电磁干扰滤波器：910
直流转直流转换器：920
功率因数校正电感：L11、L21
输出电容：C01、COUT、Cf
交流电源：VAC
直流输出电压：VOUT输入端：L、N
电压节点：M1、M2
二极体：D01、602、604、D11、D21
耦合电感：L22
谐振电感：LS
谐振电容：CS
开关：SW1、SW11、SW12、S21、S22、Q11、Q21、Q31、Q41
原边电感：T11_p
副边电感：T11_s
电流：iDCM、iDCMB、iCCM
具体实施方式
下文是举实施例配合所附附图作详细说明，但所提供的实施例并非用以限制本发明所涵盖的范围，而结构操作的描述非用以限制其执行的顺序，任何由元件重新组合的结构，所产生具有均等功效的装置，皆为本发明所涵盖的范围。此外，附图仅以说明为目的，并未依照原尺寸作图。为使便于理解，下述说明中相同元件将以相同的符号标示来说明。
关于本文中所使用的“第一”、“第二”、…等，并非特别指称次序或顺位的意思，亦非用以限定本发明，其仅仅是为了区别以相同技术用语描述的元件或操作而已。
另外，关于本文中所使用的“耦接”或“连接”，均可指二或多个元件相互直接作实体或电性接触，或是相互间接作实体或电性接触，亦可指二或多个元件相互操作或动作。
关于本文中所使用的“约”、“大约”或“大致约”一般通常是指数值的误差或范围约百分之二十以内，较好地是约百分之十以内，而更佳地则是约百分之五以内。文中若无明确说明，其所提及的数值皆视作为近似值，即如“约”、“大约”或“大致约”所表示的误差或范围。
请参照图2，图2根据本发明的一实施例绘示一种功率因数校正转换器200。如图2所示，功率因数校正转换器200包含电源转换模块220、输出电容COUT、切换单元240以及切换单元242。电源转换模块220具有第一输入端(L)、第二输入端(N)与输出端，其中第一输入端(L)与第二输入端(N)电性耦接于交流电源VAC。电源转换模块220包含开关S21、开关S22、切换单元222、切换单元224与功率因数校正电感L21。开关S21电性耦接于电源转换模块220的第一输入端(L)，开关S22则电性耦接于电源转换模块220的第二输入端(N)。切换单元222电性耦接于电源转换模块220的输出端，并与开关S21电性耦接于电压节点M1。切换单元224电性耦接于电源转换模块220的输出端，并与开关S22电性耦接于电压节点M2。功率因数校正电感L21电性耦接于电压节点M1与电压节点M2之间。
请参照图3A至图3D，图3A至图3D是根据本发明的各实施例绘示图2的功率因数校正转换器200的各种操作模式的示意图。在本实施例中，前述的切换单元222、224、240、242可包含一开关元件。以操作而言，在交流电源VAC的电压正半周的期间，可轮替地设置为如图3A或图3B所示的操作模式。在图3A中所示的操作模式(下称第一模式)中，开关S21、开关S22与切换单元240设置为导通，切换单元222、切换单元224与切换单元242设置为关闭，使得交流电源VAC提供的电源可经由开关S21与开关S22对功率因数校正电感L21进行充电。而在图3B中所示的操作模式(下称第二模式)中，开关S21、切换单元224与切换单元240设置为导通，开关S22、切换单元222与切换单元242设置为关闭，使得输出电容COUT可经由交流电源VAC以及功率因数校正电感L21进行充电，以调整直流输出电压VOUT。在前述的第一与第二模式中，输出电容COUT的负端会经由切换单元240持续地与第二输入端(N)电性耦接，借此可降低交流电源VAC与输出电压VOUT之间的电压跳动，进而降低功率因数校正转换器200的共模杂讯。
再者，在交流电源VAC的电压负半周的期间，可轮替地设置为如图3C或图3D所示的操作模式。在图3C中所示的操作模式(下称第三模式)中，开关S21、开关S22与切换单元242设置为导通，切换单元222、切换单元224与切换单元240设置为关闭，使得交流电源VAC提供的电源可经由开关S21与开关S22对功率因数校正电感L21进行充电。而在图3D中所示的操作模式(下称第四模式)中，开关S22、切换单元222与切换单元242设置为导通，开关S21、切换单元224与切换单元240设置为关闭，使得输出电容COUT可经由交流电源VAC以及功率因数校正电感L21进行充电，以调整直流输出电压VOUT。在前述的第三与第四模式中，输出电容COUT的负端可经由切换单元242持续地与第一输入端(L)电性耦接，同样地，此种设置亦可降低功率因数校正转换器200的共模杂讯。
请参照图4A，图4A根据本发明的一实施例绘示图2中功率因数校正转换器200的各个元件的相应操作波形图。在图4A中，各个切换单元或开关皆在高准位时导通，低准位时关闭。如图4A中所示，由前述的说明可知，在交流电源VAC的电压正半周时，不论操作在第一模式或第二模式时，开关S21与切换单元240皆设置为持续导通，切换单元222与切换单元242皆为持续关闭，而开关S22与切换单元224设置为互补性地导通。举例而言，如图4A所示，在交流电源VAC的正半周时，在开关S22导通，切换单元224关闭时，功率因数校正转换器200操作于第一模式；在开关S22关闭，而切换单元224导通时，功率因数校正转换器200操作于第二模式。
同样地，在交流电源VAC的负半周期间，不论操作在第三模式或第四模式时，开关S22与切换单元242设置为持续导通，切换单元224与切换单元240设置为持续关闭，而开关S21与切换单元222设置为互补性地导通。举例而言，如图4A所示，在交流电源VAC的负半周时，在开关S21导通，切换单元222关闭时，功率因数校正转换器200操作于第三模式；在开关S21关闭，而切换单元222导通时，功率因数校正转换器200操作于第四模式。
请参照图4B，图4B根据本发明的各实施例绘示功率因数校正电感L21的电流波形图。根据实际应用上电感或输出负载的规格，前述的功率因数校正转换器200中的功率因数校正电感L21可出现如图4B所示的三种不同的电流操作形式。举例而言，当输出负载较小时，功率因数校正转换器200操作于不连续导通模式(discontinuous conduction mode,DCM)，对应的电流波形如电流iDCM所示，亦即每次开关切换前功率因数校正电感L21上的电流已经到零。或者，功率因数校正转换器200可操作于临界导通模式(critical conductionmode)，对应的电流波形如电流iDCMB所示，亦即每次开关切换前电感上的电流刚好到零。相反地，若输出负载较大时，功率因数校正转换器200可操作于连续导通模式(continuousconduction mode,CCM)，对应的电流波形如电流iCCM所示，亦即每次开关切换前功率因数校正电感L21上的电流皆大于零。根据不同的应用，在同一个工作周期中，上述的三种导通模式可同时存在，亦可以单一导通模式进行操作，熟悉此领域者可根据实际需求而作相应的更动。
此外，由前述的说明可得知，无论是在交流电源VAC的正半周或负半周的期间，功率因数校正转换器200对于向输出电容COUT的充电路径上皆只有两个半导体元件导通以传输电流，故功率因数校正转换器200除了有低共模杂讯的优点，亦具有低导通损失的优点。本发明以下段落更将提出数个实施例，可用以实现上述的功率因数校正转换器200所述的功能与操作，但本发明并不仅以下列的实施例为限。
请参照图5A，图5A根据本发明的另一实施例绘示一种功率因数校正转换器500的示意图。如图5A所示，相较于前述的功率因数校正转换器200，功率因数校正转换器500中的切换单元222、切换单元224、切换单元240与切换单元242可为一二极管。其中切换单元222与切换单元224为具有迅速反向恢复时间的二极管，例如为碳化硅二极管。而切换单元240与切换单元242为具有慢速反向恢复时间的二极管，例如为普通整流器的二极管。其中，切换单元240与切换单元242的反向恢复时间为切换单元222与切换单元224的反向恢复时间的两倍以上，对于上述两倍可有一定的误差，通常可为25％以内。
请参照图5B与图5C，图5B绘示图5A中的功率因数校正转换器500操作于第一模式的示意图，图5C绘示图5A中的功率因数校正转换器500操作于第二模式的示意图。如图5B与图5C所示，在第一模式与第二模式之间切换时，由于切换单元224设置为具有迅速反向恢复时间的二极管，而切换单元240设置为具有慢速反向恢复时间的二极管，故在切换单元224截止时，切换单元240还无法完成反向恢复而维持在导通状态，借此将输出电容COUT的负端电性耦接至第二输入端(N)上，以降低共模杂讯。
请参照图5D与图5E，图5D绘示图5A中的功率因数校正转换器500操作于第三模式的示意图，图5E绘示图5A中的功率因数校正转换器500操作于第四模式的示意图。如图5D与图5E所示，在第三模式与第四模式之间切换时，同样地，在切换单元222截止时，切换单元242还无法完成反向恢复而维持在导通状态，借此将输出电容COUT的负端电性耦接至第一输入端(L)上，以降低共模杂讯。
值得注意的是，前述的实施例中是将切换单元222、224、240与242设置为二极管。本领域的技术人员亦可将切换单元222、224设置为二极管，而切换单元240、242使用开关元件实现；或者，亦可将切换单元240、242设置为具有慢速反向恢复时间的二极管，并将切换单元222、224设置为开关元件。上述的各种组合皆可实现本发明所示的功率因数校正转换器，本发明并不以此为限。
请参照图6，图6根据本发明的一实施例绘示一种功率因数校正转换器的示意图。如图6所示，相较于功率因数校正转换器200，功率因数校正转换器600更进一步地包含旁路二极管602与旁路二极管604。旁路二极管602电性耦接于电源转换模块220的第一输入端(L)与输出端之间，而旁路二极管604电性耦接于电源转换模块220的第二输入端(N)与输出端之间。旁路二极管602、旁路二极管604、切换单元240与切换单元242形成全桥整流电路。在交流电源VAC启动瞬间或产生浪涌电流(inrush current)时，可经由此全桥整流电路对输出电容COUT进行充电。当处于正常操作时，由于输出电压VOUT会高于交流电源VAC，故旁路二极管602与旁路二极管604为截止而不影响功率因数校正转换器600的操作。
请参照图7，图7根据本发明的一实施例绘示一种功率因数校正转换器700的示意图。若实际应用所需的输出功率较大，可进一步地使用多组电源转换模块220来增加输出功率。如图7所示，在功率因数校正转换器700中，多个电源转换模块200的第一输入端(L)为相互耦接，多个电源转换模块220的第二输入端(N)为相互耦接，且多个电源转换模块220的输出端为相互耦接。图7仅为例示，本领域的技术人员可依据所需的规格调整使用的电源转换模块220的组数。
请参照第8A至图8C。图8A至图8C根据本发明不同的实施例绘示各种感测电感电流的示意图。为了能够使功率因数接近1，通常会需要检测电感电流来进行回授控制。如图8A所示，相较于前述各个实施例，功率因数校正转换器800更进一步地包含感测单元810。感测单元810电性串接于输出电容COUT，以检测流经切换单元240与切换单元242的总电流，便可间接得知电感L21上的电流值。或者，如图8B所示，感测单元810亦可设置于第一输入端(L)与交流电源VAC之间。感测单元810可为电阻、电流变压器或霍尔元件。再者，亦可如图8C所示，相较于前述各个实施例，功率因数校正转换器800b中的电源转换模块200还包含耦合电感L22与信号处理电路820。耦合电感L22电性耦接功率因数校正电感L21，以反应功率因数校正电感L21的电流。信号处理电路820电性耦接耦合电感L22，以侦测耦合电感L22上的一电流，借此得知电感L21上的电流值。
请参照图9，图9根据本发明的一实施例绘示一种功率转换器的示意图。图9所示的功率转换器900为一种典型的应用例子，如图9所示，功率转换器900包含了电磁干扰滤波器910、功率因数校正转换器500与直流转直流转换器920。电磁干扰滤波器910设置于交流电源VAC与功率因数校正转换器500之间，以满足降低电磁干扰的需求。直流转直流转换器920可为各种形式的转换电路，例如为图9所示的由开关Q11、Q21、Q31、Q41、谐振电感LS、谐振电容CS、原边电感T11_p、副边电感T11_s、二极管D11、D21以及输出电容Cf所组成的LLC串联谐振电路,还可以是各种形式的LC谐振转换器、升压转换器、降压转换器或升降压转换器。另外，在图9中的开关S21与开关S22以MOSFET实现，开关S21与开关S22亦可为各种开关元件，如SiCMOSFET、Gan-FET与IGBT等。而MOSFET的S端可分别耦接于第一输入端(L)与第二输入端(N)上，以减少两个MOSFET的驱动地端上的高频交流信号跳动。此外，在前述图7至图9中，本领域的技术人员可视实际应用弹性设置旁路二极管602与旁路二极管604(如图6所示)，以降低浪涌电流的影响。
本发明的另一方面是在提供一种功率因数校正转换器的控制方法，适用于控制如图2所示的功率因数校正转换器200。此控制方法可根据交流电源VAC来相应控制功率因数校正转换器200以降低共模杂讯。
在交流电源VAC为正半周时，互补性地导通开关S22与切换单元224，导通开关S21与切换单元240，并关闭切换单元222与切换单元242，借此调整直流输出电压VOUT。举例而言，在交流电源VAC为正半周时，将功率因数校正转换器200交替操作于如图3A与图3B所示的操作模式，同时透过切换单元240的持续导通而将输出电容COUT的负端耦接至第二输入端(N)，便可降低共模杂讯。
在交流电源VAC为负半周时，互补性地导通开关S21与切换单元222，导通开关S22与切换单元242，并关闭切换单元224与切换单元240，借此调整直流输出电压VOUT。举例而言，如前述的图3C与图3D所示的操作模式，如此可维持输出电容COUT的负端耦接至第一输入端(L)，以降低共模杂讯。
上述的方法中，可将切换单元240与切换单元242分别设置为具有慢速反向恢复时间的二极管，例如为图5A所示的功率因数校正转换器500，借此在切换单元240或切换单元242关闭时，输出电容COUT的负端可持续耦接至第一输入端(L)或第二输入端(N)上，以降低整体的共模杂讯。
另外，在上述的方法中，更可进一步地提供两个旁路二极管，如图6所示，将旁路二极管602设置于第一输入端(L)与输出端之间，将旁路二极管604设置于第二输入端(N)与输出端之间。如此，可使旁路二极管602、旁路二极管604、切换单元240与切换单元242形成全桥整流电路。在交流电源VAC产生浪涌电流时，可经由此全桥整流电路对输出电容COUT进行充电。
综上所述，本发明所示的功率因数校正转换器据有低共模杂讯与低导通损失的优点，此种功率因数校正转换器亦可进一步地应用于各种交流转直流转换器中。
虽然本发明已以实施方式揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何熟悉此技艺者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视所附的权利要求书所界定的范围为准。

Claims (20)

1.一种功率因数校正转换器，其特征在于，包含：
一电源转换模块，具有一第一输入端、一第二输入端与一输出端，且该第一输入端与该第二输入端电性耦接于一交流电源，该电源转换模块包含一第一开关、一第二开关、一第一切换单元、一第二切换单元以及一功率因数校正电感，该第一开关电性耦接该第一输入端，该第二开关电性耦接该第二输入端，该第一切换单元电性耦接该输出端并与该第一开关电性耦接于一第一电压节点，该第二切换单元电性耦接该输出端并与该第二开关电性耦接于一第二电压节点，该功率因数校正电感电性耦接于该第一电压节点与该第二电压节点之间；
一输出电容，电性耦接该输出端，用以产生一直流输出电压；
一第三切换单元，电性耦接于该第二输入端与该输出电容之间；以及
一第四切换单元，电性耦接于该第一输入端与该输出电容之间，该第三切换单元与该第四切换单元包含一具有慢速反向恢复时间的二极管。
2.根据权利要求1所述的功率因数校正转换器，其特征在于，该第一切换单元、该第二切换单元、该第三切换单元与该第四切换单元包含一开关元件。
3.根据权利要求1所述的功率因数校正转换器，其特征在于，该第一切换单元与该第二切换单元包含一二极管。
4.根据权利要求1所述的功率因数校正转换器，其特征在于，该第一切换单元与该第二切换单元包含一具有迅速反向恢复时间的二极管，该第三切换单元与该第四切换单元包含一具有慢速反向恢复时间的二极管，且该第三与该第四切换单元的反向恢复时间为该第一与该第二切换单元的反向恢复时间的两倍以上。
5.根据权利要求1所述的功率因数校正转换器，其特征在于，还包含一感测单元，电性串接该输出电容。
6.根据权利要求1所述的功率因数校正转换器，其特征在于，还包含一感测单元，电性耦接于该第一输入端与该交流电源之间。
7.根据权利要求1所述的功率因数校正转换器，其特征在于，该电源转换模块还包含：
一耦合电感，电性耦接该功率因数校正电感；以及
一信号处理电路，电性耦接该耦合电感，用以侦测该耦合电感上的一电流。
8.根据权利要求1所述的功率因数校正转换器，其特征在于，还包含：
一直流对直流转换器，电性耦接于该输出端，用以调节该直流输出电压。
9.根据权利要求8所述的功率因数校正转换器，其特征在于，该直流对直流转换器为一LLC谐振转换器、一LC谐振转换器、一升压转换器、一降压转换器或一升降压转换器。
10.根据权利要求1至9任一项权利要求所述的功率因数校正转换器，其特征在于，还包含：
一第一旁路二极管，电性耦接于该第一输入端与该输出端之间；以及
一第二旁路二极管，电性耦接于该第二输入端与该输出端之间。
11.一种功率因数校正转换器，其特征在于，包含：
多个电源转换模块，每一电源转换模块具有一第一输入端、一第二输入端与一输出端，且该第一输入端与该第二输入端电性耦接于一交流电源，所述多个电源转换模块的该第一输入端相互耦接，所述多个电源转换模块的该第二输入端相互耦接，所述多个电源转换模块的该输出端相互耦接，所述多个电源转换模块中每一者包含一第一开关、一第二开关、一第一切换单元、一第二切换单元以及一功率因数校正电感，该第一开关电性耦接该第一输入端，该第二开关电性耦接该第二输入端，该第一切换单元电性耦接于该输出端并与该第一开关电性耦接于一第一电压节点，该第二切换单元电性耦接于该输出端并与该第二开关电性耦接于一第二电压节点，该功率因数校正电感电性耦接于该第一电压节点与该第二电压节点之间；
一输出电容，电性耦接于该输出端，用以产生一直流输出电压；
一第三切换单元，电性耦接于该第二输入端与该输出电容之间；以及
一第四切换单元，电性耦接于该第一输入端与该输出电容之间，该第三切换单元与该第四切换单元包含一具有慢速反向恢复时间的二极管。
12.根据权利要求11所述的功率因数校正转换器，其特征在于，该第一切换单元、该第二切换单元、该第三切换单元与该第四切换单元包含一开关元件。
13.根据权利要求11所述的功率因数校正转换器，其特征在于，该第一切换单元与该第二切换单元包含一二极管。
14.根据权利要求11所述的功率因数校正转换器，其特征在于，该第一切换单元与该第二切换单元包含一具有迅速反向恢复时间的二极管，该第三切换单元与该第四切换单元包含一具有慢速反向恢复时间的二极管，且该第三与该第四切换单元的反向恢复时间为该第一与该第二切换单元的反向恢复时间的两倍以上。
15.根据权利要求11所述的功率因数校正转换器，其特征在于，还包含：
一直流对直流转换器，电性耦接于该输出端，用以调节该直流输出电压。
16.根据权利要求15所述的功率因数校正转换器，其特征在于，该直流对直流转换器为一LLC谐振转换器、一LC谐振转换器、一升压转换器、一降压转换器或一升降压转换器。
17.根据权利要求11至16任一项权利要求所述的功率因数校正转换器，其特征在于，还包含：
一第一旁路二极管，电性耦接于该第一输入端与该输出端之间；以及
一第二旁路二极管，电性耦接于该第二输入端与该输出端之间。
18.一种功率因数校正转换器的控制方法，其特征在于，该功率因数校正转换器具有一第一输入端、一第二输入端与一输出端，该第一输入端与该第二输入端电性耦接于一交流电源，该功率因数校正转换器包含一第一开关、一第二开关、一第一切换单元、一第二切换单元、一功率因数校正电感、一输出电容、一第三切换单元与一第四切换单元，其中该第一开关电性耦接该第一输入端，该第二开关电性耦接该第二输入端，该第一切换单元电性耦接该输出端，并与该第一开关电性耦接于一第一电压节点，该第二切换单元电性耦接该输出端，并与该第二开关电性耦接于一第二电压节点，该功率因数校正电感电性耦接于该第一电压节点与该第二电压节点之间，该输出电容电性耦接该输出端，并用以产生一直流输出电压，该第三切换单元电性耦接于该第二输入端与该输出电容之间，且该第四切换单元电性耦接于该第一输入端与该输出电容之间，该控制方法包含：
在该交流电源的正半周期间，互补性地导通该第二开关与该第二切换单元，导通该第一开关与该第三切换单元，并关闭该第一切换单元与该第四切换单元，借此调整该直流输出电压；以及
在该交流电源的负半周期间，互补性地导通该第一开关与该第一切换单元，导通该第二开关与该第四切换单元，并关闭该第二切换单元与该第三切换单元，借此调整该直流输出电压，该第三切换单元为一具有慢速反向恢复时间的二极管，借此在该第二切换单元关闭时，将该输出电容的一端电性耦接至该第二输入端。
19.根据权利要求18所述的功率因数校正转换器的控制方法，其特征在于，该第四切换单元为一具有慢速反向恢复时间的二极管，借此在该第一切换单元关闭时，将该输出电容的一端电性耦接至该第一输入端。
20.根据权利要求18至19任一项权利要求所述的功率因数校正转换器的控制方法，其特征在于，还包含：
提供一第一旁路二极管，将该第一旁路二极管设置于该第一输入端与该输出端之间；以及
提供一第二旁路二极管，将该第二旁路二极管设置于该第二输入端与该输出端之间，
其中该第一旁路二极管、该第二旁路二极管、第三切换单元与该第四切换单元形成一整流电路，借此在该交流电源产生一浪涌电流时，对该输出电容进行充电。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112311271A (zh) * 2020-10-14 2021-02-02 燕山大学 三电平双向升降压ac/dc变换器及其控制方法

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101251477B1 (ko) * 2012-12-13 2013-04-05 김영준 역률 개선을 포함한 전동기의 절전 구동회로
US9917515B2 (en) * 2014-06-24 2018-03-13 Technische Universiteit Eindhoven Cascadable modular 4-switch extended commutation cell
CN106911262B (zh) * 2015-12-22 2019-05-21 华为技术有限公司 双向变换电路和双向变换器
US10381953B2 (en) * 2016-10-26 2019-08-13 The University Of Manitoba Bi-directional electric power conversion circuit with bridgeless buck-boost circuit and reconfigurable capacitor-inductor filter circuit
CN107332437B (zh) * 2017-08-21 2023-09-15 国网上海市电力公司 一种单电感无桥apfc电路
KR102091615B1 (ko) * 2018-05-25 2020-03-20 인하대학교 산학협력단 작은 누설 전류를 갖는 비절연 컨버터
US10608552B1 (en) * 2018-11-13 2020-03-31 Infineon Technologies Austria Ag Transistor protection in a boost circuit using surge detection
US10644585B1 (en) * 2018-11-13 2020-05-05 Texas Instruments Incorporated Power factor correction (PFC) device with switching analysis circuit
TWI737177B (zh) * 2020-02-17 2021-08-21 亞源科技股份有限公司 無橋升降壓式交流對直流轉換器
CN111416532B (zh) * 2020-04-27 2022-11-08 亚瑞源科技（深圳）有限公司 一种无桥升降压式交流对直流转换器
GB2601750A (en) * 2020-12-08 2022-06-15 Dyson Technology Ltd Buck-boost converter
GB2601751A (en) * 2020-12-08 2022-06-15 Dyson Technology Ltd Buck-boost converter

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5680300A (en) * 1995-12-22 1997-10-21 Analog Devices, Inc. Regulated charge pump DC/DC converter
US6538907B2 (en) * 2000-10-26 2003-03-25 Rohm Co., Ltd. Voltage drop DC-DC converter
US6445623B1 (en) * 2001-08-22 2002-09-03 Texas Instruments Incorporated Charge pumps with current sources for regulation
US20060198172A1 (en) * 2003-10-01 2006-09-07 International Rectifier Corporation Bridgeless boost converter with PFC circuit
TW200636420A (en) * 2004-12-14 2006-10-16 Int Rectifier Corp An EMI noise reduction circuit and method for bridgeless PFC circuit
CN100521442C (zh) * 2006-06-02 2009-07-29 台达电子工业股份有限公司 功率因子校正转换器
JP4976086B2 (ja) * 2006-09-14 2012-07-18 株式会社リコー 昇降圧ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP5397067B2 (ja) * 2009-07-29 2014-01-22 株式会社リコー チャージポンプ回路及びその動作制御方法
CN201682429U (zh) * 2009-12-23 2010-12-22 艾默生网络能源有限公司 一种无桥pfc升压整流器
US8446099B2 (en) * 2010-10-04 2013-05-21 Earl W. McCune, Jr. Power conversion and control systems and methods for solid-state lighting
CN102075078A (zh) * 2010-12-27 2011-05-25 福州大学 低压输入的无桥交错倍压功率因数校正装置
US20140354246A1 (en) * 2013-05-30 2014-12-04 Flextronics Ap, Llc Bridgeless pfc power converter with high efficiency

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112311271A (zh) * 2020-10-14 2021-02-02 燕山大学 三电平双向升降压ac/dc变换器及其控制方法
CN112311271B (zh) * 2020-10-14 2021-11-02 燕山大学 三电平双向升降压ac/dc变换器及其控制方法

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