CN112350583B - 一种电流型推挽桥式软开关双向直流变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种电流型推挽桥式软开关双向直流变换器，设于高压侧与低压侧之间，包括：滤波电路，与所述低压侧电连接，所述滤波电路至少包括一输入滤波电感；第一侧开关电路，包括至少一与所述滤波电路电连接的开关元件，用于进行导通或截止的切换；高频变压电路，包括第一侧及第二侧，所述高频变压器的第一侧通过绕组漏感与所述第一侧开关电路电连接；第二侧开关电路，设于所述高频变压器的第二侧及高压侧之间，并分别与所述高频变压器的第二侧及高压侧电连接。本发明能够解决现有技术中所提供的三管推挽直流变换器推挽侧的功率管电压关断尖峰凸出、系统构成复杂、成本高的问题，满足了实际应用需求。

Description

一种电流型推挽桥式软开关双向直流变换器
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，特别是涉及一种电流型推挽桥式软开关双向直流变换器。
背景技术
双向直流变换器通过直流变换器的双象限运行，可实现能量的双向传输，在功能上相当于两个单向直流变换器，是典型的“一机两用”设备。
随着社会需求、工业需要，双向直流变换器应用的范围越来越广，例如航空航天供电系统、UPS需求、电动汽车电源需求以及太阳能发电等场合。推挽变换器因结构简单，电气隔离效果好，变压器利用率高等优点广泛应用于上述场合。
然而，目前已有的三管推挽直流变换器，采用有源箝位技术抑制变换器推挽侧的功率管电压关断尖峰问题，但控制方案、电路结构较为复杂。
发明内容
为了解决上述问题，本发明的目的是提供一种电流型推挽桥式软开关双向直流变换器，以至少解决相关技术中所提供的三管推挽直流变换器推挽侧的功率管电压关断尖峰凸出、系统构成复杂、成本很高的问题。
一种电流型推挽桥式软开关双向直流变换器，设于高压侧与低压侧之间，其中，包括：
滤波电路，与所述低压侧电连接，所述滤波电路至少包括一输入滤波电感；
第一侧开关电路，包括至少一与所述滤波电路电连接的开关元件，用于进行导通或截止的切换；
高频变压电路，包括第一侧及第二侧，所述高频变压器的第一侧通过绕组漏感与所述第一侧开关电路电连接；
第二侧开关电路，设于所述高频变压器的第二侧及高压侧之间，并分别与所述高频变压器的第二侧及高压侧电连接。
另外，根据本发明提供的电流型推挽桥式软开关双向直流变换器，还可以具有如下附加的技术特征：
进一步地，所述第一侧开关电路包括第一开关元件及第二开关元件，所述第一开关元件的第一端与低压侧滤波电容的第二端及第二开关元件的第一端电连接，所述第一开关元件及第二开关元件的第二端分别与第一、第二绕组漏感的第一端电连接。
进一步地，所述第一开关元件包括第一功率管及与所述第一功率管反并联的第一二极管，所述第二开关元件包括第二功率管及与所述第二功率管反并联的第二二极管，在升压过程中，所述第一功率管与第二功率管的驱动信号的相位差为180°，且占空比大于50％。
进一步地，所述高频变压电路包括第一绕组及第二绕组，所述第一绕组的中心轴头端与所述输入滤波电感的第二端电连接，所述第一绕组的第一端及第二端分别与第一、第二绕组漏感的第二端电连接。
进一步地，所述第二侧开关电路包括相并联的第一桥臂及第二桥臂，所述第一桥臂包括两个相串联的第三开关元件及第四开关元件，所述第三开关元件及第四开关元件的连接中心与高频变压电路的第二绕组的第一端电连接；所述第二桥臂包括两个相串联的第五开关元件及第六开关元件，所述第五开关元件及第六开关元件的连接中心与高频变压电路的第二绕组的第二端电连接。
进一步地，所述第三开关元件包括第三功率管及与所述第三功率管反并联的第三二极管；所述第四开关元件包括第四功率管及与所述第四功率管反并联的第四二极管；所述第五开关元件包括第五功率管及与所述第五功率管反并联的第五二极管；所述第六开关元件包括第六功率管及与所述第六功率管反并联的第六二极管，在降压过程中，所述第三功率管、第四功率管、第五功率管与第六功率管的驱动信号的相位差分别为180°，且占空比小于50％。
进一步地，轻载状态下高压侧与低压侧之间的电压关系为：
式中，d为理想升压状态下第一功率管及与第一功率管的占空比，d′为开关元件的导通时间，n为变压器变比，fs为开关频率，Iin为平均输入电流，Llk为变压器漏感。
进一步地，漏感的选择模型为：
式中，d为理想升压状态下第一功率管及与第一功率管的占空比，n为变压器变比，fs为开关频率，Iin为平均输入电流，Llk1、Llk2为第一、第二绕组漏感。
进一步地，滤波电容的选择模型为：
式中，d为理想升压状态下第一功率管及与第一功率管的占空比，fs为开关频率，L为输入滤波电感，ΔV为电压纹波，ΔIin电流脉动。
进一步地，高频变压器的选择模型为:
式中，Aw为窗口面积，Ae为效导磁面积，Kw为窗口填充系数，J为导线的电流密度，fs为开关频率，Bs为饱和磁通密度，Bm为最大磁通密度。
根据本发明提出的电流型推挽桥式软开关双向直流变换器以及康复系统，包括：滤波电路，与所述低压侧电连接，所述滤波电路至少包括一输入滤波电感；第一侧开关电路，包括至少一与所述滤波电路电连接的开关元件，用于进行导通或截止的切换；高频变压电路，包括第一侧及第二侧，所述高频变压器的第一侧通过绕组漏感与所述第一侧开关电路电连接；第二侧开关电路，设于所述高频变压器的第二侧及高压侧之间，并分别与所述高频变压器的第二侧及高压侧电连接，通过在升压过程中同时对第一侧开关电路及第二侧开关电路中的开关元件的驱动信号进行升压控制，在降压过程中只需对第二侧开关电路中的开关元件的驱动信号进行控制，以实现软开关，避免了开关元件关断尖峰的问题。本发明中双向状态软开关的实现，不需添加额外器件，解决了相关技术中所提供的三管推挽直流变换器推挽侧的功率管电压关断尖峰凸出、系统构成复杂、成本很高的问题，满足了实际应用需求。
附图说明
图1是一种电流型推挽桥式软开关双向直流变换器的结构框图；
图2为图1中第一开关侧电路的结构框图；
图3为图1中高频变压电路的结构示意图；
图4为图1中第二开关侧电路的结构框图；
图5为图4中第一桥臂的的结构框图；
图6为图4中第二桥臂的的结构框图；
图7为图1的拓扑结构图；
图8为升压过程控制策略及主要波形图；
图9为升压过程各模态等效电路图；
图10为降压过程主要波形图；
图11为降压过程各模态等效电路图。
主要元件符号说明：
滤波电路 10 第一侧开关电路 20
第一开关元件 21 第二开关元件 22
高频变压电路 30 第一侧 31
第二侧 32 第二侧开关电路 40
第一桥臂 41 第三开关元件 411
第四开关元件 412 第二桥臂 42
第五开关元件 421 第六开关元件 422
如下具体实施方式将结合上述附图进一步说明本发明。
具体实施方式
为使本发明的目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。附图中给出了本发明的若干实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容更加透彻全面。
需要说明的是，当元件被称为“固设于”另一个元件，它可以直接在另一个元件上或者也可以存在居中的元件。当一个元件被认为是“连接”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件或者可能同时存在居中元件。本文所使用的术语“垂直的”、“水平的”、“左”、“右”、“上”、“下”以及类似的表述只是为了说明的目的，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
在本发明中，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”、“固定”等术语应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。本文所使用的术语“及/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。
如图1至图7所示，一种电流型推挽桥式软开关双向直流变换器，设于高压侧V2与低压侧V1之间。所述变换器包括滤波电路10、第一侧开关电路20、高频变压电路30及第二侧开关电路40。所述滤波电路10与第一侧开关电路20组成了推挽侧，所述第二侧开关电路40与高压侧滤波电容Co组成了全桥侧，高压侧滤波电容Co的第一端及第二端分别与第二侧开关电路40的第一端及第二端电连接。
进一步地，所述滤波电路10与所述低压侧电连接，所述滤波电路10至少包括一输入滤波电感L。
具体的，所述滤波电路10包括第一端与所述低压侧V1电连接的输入滤波电感L及低压侧滤波电容Cin。所述输入滤波电感L及低压侧滤波电容Cin的第二端分别与高频变压电路30及第一侧开关电路20电连接。所述低压侧滤波电容Cin及输入滤波电感L配合作用，用于对低压侧V1输入的直流电压进行滤波。
进一步地，所述第一侧开关电路20包括至少一与所述滤波电路10电连接的开关元件，所述开关元件用于通过导通或截止的切换以对高低压侧的电能进行转换。
具体的，所述第一侧开关电路20包括第一开关元件21及第二开关元件22。所述第一开关元件21的第一端与低压侧滤波电容Cin的第二端及第二开关元件22的第一端电连接，所述第一开关元件21及第二开关元件22的第二端分别与第一、第二绕组漏感Llk1、Llk2的第一端电连接。
其中，所述第一开关元件21包括第一功率管S1及与所述第一功率管S1反并联的第一二极管D1。所述第二开关元件22包括第二功率管S2及与所述第二功率管S2反并联的第二二极管D2。在升压过程中，所述第一功率管S1与第二功率管S2的驱动信号的相位差为180°，且占空比大于50％。
进一步地，所述高频变压电路30包括第一侧31及第二侧32，所述高频变压器30的第一侧31通过绕组漏感Llk与所述第一侧开关电路20电连接。
具体的，所述高频变压电路30包括第一绕组N11、N12及第二绕组N2，所述第一绕组N11、N12的中心轴头端与所述输入滤波电感L的第二端电连接，所述第一绕组N11、N12的第一端及第二端分别与第一、第二绕组漏感Llk1、Llk2的第二端电连接，且N11＝N12。
进一步地，所述第二侧开关电路40设于所述高频变压器30的第二侧32及高压侧之间，并分别与所述高频变压器30的第二侧32及高压侧电连接。
具体的，所述第二侧开关电路40包括相并联的第一桥臂41及第二桥臂40。所述第一桥臂41包括两个相串联的第三开关元件411及第四开关元件412，所述第三开关元件411及第四开关元件412的连接中心与高频变压电路30的第二绕组N2的第一端电连接。所述第二桥臂42包括两个相串联的第五开关元件421及第六开关元件422，所述第五开关元件421及第六开关元件422的连接中心与高频变压电路30的第二绕组N2的第二端电连接。
其中，所述第三开关元件411包括第三功率管S3及与所述第三功率管S3反并联的第三二极管D3；所述第四开关元件412包括第四功率管S4及与所述第四功率管S4反并联的第四二极管D4；所述第五开关元件421包括第五功率管S4及与所述第五功率管S4反并联的第五二极管D4；所述第六开关元件422包括第六功率管S6及与所述第六功率管S6反并联的第六二极管D6，在降压过程中，所述第三功率管S3、第四功率管S4、第五功率管S5与第六功率管S6的驱动信号的相位差分别为180°，且占空比小于50％。
在此需要说明的是，在所述电流型推挽桥式软开关双向直流变换器升压过程中：Llk1＝Llk2＝Llk，N2/N1＝n
功率管S1、S2的驱动控制信号相位差为180°，占空比大于50％。功率管的控制策略及主要工作波形图如图8所示，其中iLk1、iLk2为流过变压器绕组电流，VS1、VS2为功率管上的电压。在S1的一个开关周期内变换器可分7个工作开关模态。各个模态等效电路图如图9所示。
1)模态1[t0～t1]，如图9(a)所示；此阶段S2开通、S1关断，因变压器同名端极性为正，全桥侧功率管对应的二极管D3、D6导通，能量由低压侧通过高频变压器传递到高压侧，此时S1上的耐压为2Vo/n，S4、S5上的耐压为Vo。此阶段S2流过全部输入电流。
2)模态2[t1～t2]，如图9(b)所示；t1时刻开通S1，S2仍然保持开通状态。此时，S1两端的电容C1放电，其两端的电压迅速下降，流过S2的电流保持不变。由于前一时刻几乎没有电流流过S1，因此S1是零电流开通。全桥侧状态与模态1保持相同。
3)模态3[t2～t3]，如图9(c)所示；此阶段S1、S2均保持开通状态，流过S2的电流下降，流过S1的电流上升，当它们以相同的速率变化到Iin/2时，此阶段结束。全桥侧状态仍然保持不变。在此阶段，相应的电流为：
4)模态4[t3～t4]，如图9(d)所示；在保持推挽侧S1、S2维持前一状态不变的情况下，开通全桥侧S3、S6；由于开通前相应的二极管D3、D6是导通状态，因此全桥侧S3、S6为零电压开通。此阶段由于推挽侧功率管的开通，电压V2反射到原边使得流过S1的电流继续上升，流过S2的电流继续下降，当iS2为0时，iS1为Iin此阶段结束
5)模态5[t4～t5]，如图9(e)所示。在此阶段ilk1继续以相同的斜率上升，ilk2继续下降，直到变成负值时，S2对应的二极管D2导通，此时关闭S2，S2可实现零电流关断。在此阶段结束时，关断S3、S6，由于此时S1的电流会达到最大值ISmax，因此这个时间段不宜太长，否则流过变压器的尖峰电流也会过大。
6)模态6[t5～t6]，如图9(f)所示；此阶段S2关断，S1仍保持开通，由于S3、S6的关断，S4、S5的对应的二极管D4、D5迅速导通，变压器作用电压反向，因此流过S1和二极管D2的电流相应减小。当流过二极管D2的电流减小到0时，此阶段结束。
7)模态6[t6～t7]，如图9(e)所示；在此阶段，S2保持关断，S1开通，S2两端的电容迅速充电到2Vo/n。
t7之后，变换器开始后半周期的工作，与前半周期类似，不再重述。
在此需要说明的是，在所述电流型推挽桥式软开关双向直流变换器降压过程中：
能量从高压V2向低压侧V1传递的过程，此时推挽侧的电路相当于一个全波整流器。降压过程中功率管S3、S6和S4、S5驱动信号的相位分别相差180°，占空比小于50％，主要波形图如图10所示。一个开关周期可分为4个模态，各个模态等效电路图如图11所示。
1)模态1[t0～t1]，如图11(a)所示；在此阶段，全桥侧功率管S3、S6导通，推挽侧二极管D2导通，能量通过高频变压器由高压侧传递到低压侧。
2)模态2[t1～t2]，如图11(b)所示；t1时刻，全桥侧功率管S3、S6关断，流过Llk的电流ilk迅速给电容C3、C6充电，给电容C4、C5放电，与此同时，C1也迅速放电，t2时刻，二极管D1、D2自然导通。
3)模态3[t2～t3]，如图11(c)所示；此阶段全桥侧功率管均处于关断状态，漏感电流ilk线性下降，且下降斜率为V2/Llk。当二极管D1与D2流过的电流为1/2的输入电流时，此模态结束。
4)模态4[t3～t4]，如图11(d)所示；开通S4、S5且其可实现零电压开通，相应的电流大小与模态3中相同的速率上升或下降，最终流过D2的电流减小到0，此模态结束。
t4之后为后半周期的工作，与前半周期类似，不再重述。
在此还需要说明的是，为提高所述电流型推挽桥式软开关双向直流变换器中各元件的可靠性，因此需对其中的电压增益及占空比、漏感大小、输入电感、滤波电容及高频变压器进行特性分析与设计。
具体的，若变换器的设计参数为：低压侧电压V1＝28±20％V，高压侧电压V2＝270V，负载功率Po＝500W，开关频率fs＝100kHz。
A)电压增益及占空比设计
理想升压状态下低压侧S1、S2的占空比为d，若是忽略功率管反并联二极管的导通时间d′，即图8中t5～t6的区间段，则理想状态下输入输出电压关系为：
轻载状态下，相应的电感电流下降速率会变快，反并联二极管的导通时间不可以忽略，需要考虑d′，则有：
根据电流变化可得d′近似为：
由占空比d需要大于50％，V1选择(Vin)max，由(4)(5)得到n<8。若是变压器变比n过高，那么相应的变压器损耗会因此增加，体积变大，磁芯损耗变大，又由于邻近效应，铜损、铁损也随之增加。但由相应的功率管电压应力随着变压器变比n减小，功率管上的耐压值会随之增加，因此权衡考虑选取n＝5。此时若是V1电压在22.4～33.6V区间内变化，则有占空比d在0.69～0.79区间内变化。
B)漏感大小设计
平均输入电流大小有：
假设效率η为95％，代入(6)得到Iin为18.8A，为了实现功率管软开关工作，变压器漏感以及所需要的串联电感之和为：
把各参数代入(7)，得到Llk_T＝10.5μH，此处选取Llk1、Llk2大小一致，则Llk1＝Llk2＝5.25μH。
C)输入电感设计
输入电感的大小可表示为：
若输入电流的脉动为20％的额定电流值，可得L大小为15μH。
D)滤波电容设计
考虑低压侧电压纹波100mV，全桥侧的占空比为1-d＝0.3，则推挽侧电容大小为：
代入各参数可得Cin＝14μF。
E)高频变压器的选型
由于推挽全桥式双向直流变换器在两个方向上变压器都是双向磁化，因此变压器铁心属于第Ⅰ类工作状态，应该选择饱和磁密Bs高、磁导率μ高、损耗低的材料，综合此处的应用频率为100kHz，因此选择R2KB型软磁铁氧体制成的EE型铁心。根据相关资料，R2KB软磁铁氧体对应的饱和磁密为0.35T，考虑到高温时饱和磁密下降所带来的影响，取Bm为1/3的饱和磁密，因此此处有：
由AP法可得：
其中，Aw是窗口面积，Ae是有效导磁面积，Kw为窗口填充系数，通常情况下小于0.5，此处取0.3。J为导线的电流密度，通常情况下为3～5A/mm2，此处取4A/mm2。把各参数代入(11)，得到AP值为7.3cm2。此处选择EE60型的变压器，Ae为2.47cm2，Aw为3.92cm2。
本发明提出的一种电流型推挽桥式软开关双向直流变换器，包括：滤波电路，与所述低压侧电连接，所述滤波电路至少包括一输入滤波电感；第一侧开关电路，包括至少一与所述滤波电路电连接的开关元件，用于进行导通或截止的切换；高频变压电路，包括第一侧及第二侧，所述高频变压器的第一侧通过绕组漏感与所述第一侧开关电路电连接；第二侧开关电路，设于所述高频变压器的第二侧及高压侧之间，并分别与所述高频变压器的第二侧及高压侧电连接，通过在升压过程中同时对第一侧开关电路及第二侧开关电路中的开关元件的驱动信号进行升压控制，在降压过程中只需对第二侧开关电路中的开关元件的驱动信号进行控制，以实现软开关，避免了开关元件关断尖峰的问题。本发明中双向状态软开关的实现，均不需添加额外器件，解决了相关技术中所提供的三管推挽直流变换器推挽侧的功率管电压关断尖峰凸出、系统构成复杂、成本很高的问题，满足了实际应用需求。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。
以上实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (8)

1.一种电流型推挽桥式软开关双向直流变换器，设于高压侧与低压侧之间，其特征在于，包括：
滤波电路，与所述低压侧电连接，所述滤波电路至少包括一输入滤波电感；
第一侧开关电路，包括至少一与所述滤波电路电连接的开关元件，用于进行导通或截止的切换；
高频变压电路，包括第一侧及第二侧，所述高频变压电路的第一侧通过绕组漏感与所述第一侧开关电路电连接；
第二侧开关电路，设于所述高频变压电路的第二侧及高压侧之间，并分别与所述高频变压电路的第二侧及高压侧电连接；
轻载状态下高压侧与低压侧之间的电压关系为：
式中，V1为低压侧电压，V2为高压侧电压，d为理想升压状态下第一功率管及与第一功率管的占空比，d′为开关元件的导通时间，n为变压器变比，fs为开关频率，Iin为平均输入电流，Llk为变压器漏感。
2.根据权利要求1所述的电流型推挽桥式软开关双向直流变换器，其特征在于，所述第一侧开关电路包括第一开关元件及第二开关元件，所述第一开关元件的第一端与低压侧滤波电容的第二端及第二开关元件的第一端电连接，所述第一开关元件及第二开关元件的第二端分别与第一、第二绕组漏感的第一端电连接。
3.根据权利要求2所述的电流型推挽桥式软开关双向直流变换器，其特征在于，所述第一开关元件包括第一功率管及与所述第一功率管反并联的第一二极管，所述第二开关元件包括第二功率管及与所述第二功率管反并联的第二二极管，在升压过程中，所述第一功率管与第二功率管的驱动信号的相位差为180°，且占空比大于50％。
4.根据权利要求1所述的电流型推挽桥式软开关双向直流变换器，其特征在于，所述高频变压电路包括第一绕组及第二绕组，所述第一绕组的中心轴头端与所述输入滤波电感的第二端电连接，所述第一绕组的第一端及第二端分别与第一、第二绕组漏感的第二端电连接。
5.根据权利要求4所述的电流型推挽桥式软开关双向直流变换器，其特征在于，所述第二侧开关电路包括相并联的第一桥臂及第二桥臂，所述第一桥臂包括两个相串联的第三开关元件及第四开关元件，所述第三开关元件及第四开关元件的连接中心与高频变压电路的第二绕组的第一端电连接；所述第二桥臂包括两个相串联的第五开关元件及第六开关元件，所述第五开关元件及第六开关元件的连接中心与高频变压电路的第二绕组的第二端电连接。
6.根据权利要求5所述的电流型推挽桥式软开关双向直流变换器，其特征在于，所述第三开关元件包括第三功率管及与所述第三功率管反并联的第三二极管；所述第四开关元件包括第四功率管及与所述第四功率管反并联的第四二极管；所述第五开关元件包括第五功率管及与所述第五功率管反并联的第五二极管；所述第六开关元件包括第六功率管及与所述第六功率管反并联的第六二极管，在降压过程中，所述第三功率管、第四功率管、第五功率管与第六功率管的驱动信号的相位差分别为180°，且占空比小于50％。
7.根据权利要求1所述的电流型推挽桥式软开关双向直流变换器，其特征在于，漏感的选择模型为：
式中，Llk_T为变压器漏感以及所需要的串联电感之和，V1为低压侧电压，V2为高压侧电压，d为理想升压状态下第一功率管及与第一功率管的占空比，n为变压器变比，fs为开关频率，Iin为平均输入电流，Llk1、Llk2为第一、第二绕组漏感，η为效率，Po为负载功率。
8.根据权利要求1所述的电流型推挽桥式软开关双向直流变换器，其特征在于，高频变压器的选择模型为:
式中，AP为效导磁面积和窗口面积的乘积，I1为一次绕组的有效值电流，I2为二次绕组的有效值电流，V1为低压侧电压，V2为高压侧电压，Aw为窗口面积，Ae为效导磁面积，Kw为窗口填充系数，J为导线的电流密度，fs为开关频率，Bs为饱和磁通密度，Bm为最大磁通密度。
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