CN110535347A - 一种空间电推进用高压脉冲储能电源电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种空间电推进用高压脉冲储能电源电路，针对卫星对星载电源重量和体积要求的限制，采用两个LCC谐振全桥变换器初级并联，次级串联的复合式拓扑结构，解决了初级峰值电流大，开关管易发热，次级电压高，整流二极管易被击穿的难题，提高了电源的可靠性；采用两个小变压器取代单个大变压器，实现了电源的小型化，紧凑型设计。通过单个控制器驱动两个全桥变换器，由于驱动信号同源，电路对称布局，初级能实现自动均流，次级在储能电容两端并联大阻值均压电阻能实现强制均压。通过相位差的设置，形成两相交错串并联LCC谐振复合全桥拓扑，减小输入电流纹波，降低输入侧低压直流电流峰值，适用于电源输出功率受限的卫星平台。

Description

一种空间电推进用高压脉冲储能电源电路
技术领域
本发明涉及一种空间电推进用高压脉冲储能电源电路，属于空间电推进领域。适用于空间开关电源、高压脉冲储能电源等输入电压受限制的大升压比高压电源电路原理实现。
背景技术
相对于使用气体燃料电推进(如霍尔、离子型)系统，固体烧蚀型脉冲等离子体电推进器(Pulsed Plasma Thruster，PPT)具有固体工质稳定易储存、无需储箱和管路、便于与航天器集成的优势，成为当前电推进技术发展新热点。
PPT能源系统主要由高压脉冲点火电源、高压脉冲储能电源以及控制模块组成，其中高压脉冲储能电源将星载28V母线电压(23-30VDC)升压至PPT储能电容用的2000V高压直流电。由于升压比达到1:120，如果选用常规的单端反激或者全桥DCDC变换器拓扑，初级功率开关管电流应力大，次级整流二极管电压应力高，难以满足降额设计。另外，电源电路的核心器件—大升压比高频变压器设计及制作较为困难：为了满足小型化、轻量化设计要求，初级匝数应尽量少，但会导致初级电感量小，开关管电流峰值大，易损坏；而如果增加初级匝数，次级将上百倍的增加，变压器体积又难以接受。
现有的高压直流电源解决方案主要有两类：一是以220V交流输入为供电源，整流之后进行升压变换，输出功率能做到千瓦以上，详见《模块化结构的大功率高压开关直流电源》，湖南师范大学，湖南阳东磁电股份有限公司等，2016.5.4；二是以12V、24V以及48V锂电池为供电源，利用反激类或者桥式拓扑进行升压变换，输出功率在几十瓦～几千瓦，详见《一种燃料电池的DC-DC变换器》，深圳市高斯宝电气技术有限公司，2018.11.02。均无法满足空间电推进器小型化和大升压比的要求。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种空间电推进用高压脉冲储能电源电路，妙利用两个低升压比的变换器实现了上百倍的大升压比，既能实现高频大升压比开关变换器功能，又能有效减少单个磁性元器件体积，利于实现紧凑型设计，同时减小了功率器件的电流和电压应力，提高了电源系统的可靠性。
本发明目的通过如下技术方案予以实现：
提供一种空间电推进器用高压脉冲储能电源电路，其特征在于，包括第一、第二LCC谐振全桥变换器，全桥隔离驱动电路，控制器和高压采样隔离反馈电路；
第一、第二LCC谐振全桥变换器能够分别将星载低压直流电源升压K倍，叠加后输出高压直流电源为星上负载供电；
全桥隔离驱动电路用于基于控制器输出的PWM信号驱动第一、第二LCC谐振全桥变换器的逆变功率电路的开关管；
高压采样隔离反馈电路采集第一、第二LCC谐振全桥变换器次级整流输出的电压和电流信号进行隔离后反馈给控制器；控制器基于高压采样隔离反馈电路反馈的电压和电流信号进行PID控制，调整输出PWM信号的占空比，使得第一、第二LCC谐振全桥变换器的输出电压和电流稳定至额定值；
K小于空间电推进器额定升压比，2K大于空间电推进器额定升压比。
优选的，全桥隔离驱动电路包括第一全桥隔离驱动电路、第二全桥隔离驱动电路以及时序调整电路；全桥隔离驱动电路包括第一全桥隔离驱动电路基于控制器输出的PWM信号驱动第一LCC谐振全桥变换器的逆变功率电路的开关管；时序调整电路对控制器输出的PWM信号进行相位调整；第二全桥隔离驱动电路基于相位调整后的PWM信号驱动第二LCC谐振全桥变换器的逆变功率电路的开关管。
优选的，时序调整电路对控制器输出的PWM信号进行相位调整，相位调整值为90°。
优选的，当第一、第二LCC谐振全桥变换器之一存在故障时，控制器封锁发生故障的LCC谐振全桥变换器的驱动，另一路LCC谐振全桥变换器将星载低压直流电源升压K倍后输出。
优选的，PWM信号控制开关管导通或关断时间发生在流经开关管电流为0的时刻；
PWM信号控制导通的时间包括开关管的正向导通时间和能量回馈时间。
优选的，第一、第二LCC谐振全桥变换器结构相同，均包括全桥驱动电路、逆变功率电路、变压器以及全桥整流电路；
全桥驱动电路基于接收的PWM信号驱动逆变功率电路的开关管；逆变功率电路用于将星载低压直流电源逆变为低压交流电；变压器用于低压交流电升压为高压交流电；全桥整流电路用于将高压交流电整流为高压直流电后输出。
优选的，变压器的升压比K为0.6～0.7倍空间电推进器额定升压比。
优选的，第一LCC谐振全桥变换器的逆变功率电路包括第一、第二、第三、第四开关管，第一隔直谐振电容，第一谐振电感，第二谐振电容；第一、第二开关管串联在低压直流电源正负极之间形成第一超前桥臂，第三、第四开关管串联在低压直流电源正负极之间形成第一滞后桥臂；第二谐振电容并联在变压器原边；第一隔直谐振电容一端连接第一、第二开关管的连接点，第一隔直谐振电容另一端连接第一谐振电感的一端，第一谐振电感的另一端连接第一变压器原边同名端；
第二LCC谐振全桥变换器的逆变功率电路包括第五、第六、第七、第八开关管，第三隔直谐振电容，第二谐振电感，第四谐振电容；第五、第六开关管串联在低压直流电源正负极之间形成第二超前桥臂，第七、第八开关管串联在低压直流电源正负极之间形成第二滞后桥臂；第四谐振电容并联在变压器原边；第三隔直谐振电容一端连接第五、第六开关管的连接点，第三隔直谐振电容另一端连接第二谐振电感的一端，第二谐振电感的另一端连接第二变压器原边同名端。
优选的，第一、第三开关管同时导通，第二、第四开关管同时导通，导通时序的相位相差180°；第五、第七开关管同时导通，第六、第八开关管同时导通，导通时序的相位相差180°；
第一和第五开关管导通时序的相位相差90°；第二和第六开关管导通时序的相位相差90°。
优选的，第一隔直谐振电容，第一谐振电感，第二谐振电容构成谐振网络，PWM信号的频率小于1/2第一谐振频率；
第三隔直谐振电容，第二谐振电感，第四谐振电容构成谐振网络，PWM信号的频率小于1/2第二谐振频率；
第一谐振频率和第二谐振频率相同。
本发明与现有技术相比具有如下优点：
(1)本发明针对卫星对星载电源重量和体积要求的限制，采用两个LCC谐振全桥变换器初级并联，次级串联的复合式拓扑结构，解决了初级峰值电流大，开关管易发热，次级电压高，整流二极管易被击穿的难题，提高了电源的可靠性；采用两个小变压器取代单个大变压器，实现了电源的小型化，紧凑型设计。
(2)本发明通过单个控制器驱动两个全桥变换器，由于驱动信号同源，电路对称布局，在八个开关管选择同品牌同批次器件的前提下，初级能实现自动均流，次级在储能电容两端并联大阻值均压电阻能实现强制均压；
(3)本发明驱动信号PWM1(PWM3)与PWM5(PWM7)相位相差90°，PWM2(PWM4)与PWM6(PWM8)相位相差90°，形成两相交错串并联LCC谐振复合全桥拓扑，减小输入电流纹波，降低输入侧低压直流电流峰值，适用于电源输出功率受限的卫星平台。
(4)本发明采用谐振软开关控制，通过控制开关管驱动波形和初级电流回路互相错开，实现零电压开通和零电流关断，降低了开关管的损耗，提高了电源整机转换效率，又利于实现电源开关频率的高频化设计；
(5)本发明采用初级同步整流技术，采用数字控制算法控制全桥驱动PWM方波脉冲宽度包含开关管能量回馈阶段，等回馈结束后再关闭开关管，这样比常规的使用MOSFET体二极管进行能量回馈的方式损耗更低，降低了开关管温升，提高了电源可靠性；
(6)本发明通过PWM和PFM相结合的控制方式，既利于实现驱动电路和控制环路的稳定，也利于实现在充电末端电流补偿，保证了充电电压精度和充电速度。
附图说明
图1为本发明大升压比高压脉冲储能电源功能框图；
图2为LCC谐振全桥初级同步整流原理示意图；
图3为复合式LCC串并联谐振全桥电路原理图。
图中R1为第一电阻，R2为第二电阻，R3为第三电阻，R4为第四电阻，R5为第五电阻，R6为第六电阻，R7为第七电阻，R8为第八电阻，R9为第九电阻，R10为第十电阻，R11为第十一电阻，R12为第十二电阻，R13为第十三电阻，R14为第十四电阻，R15为第十五电阻，R16为第十六电阻，R17为第十七电阻，R18为第十八电阻；C1为第一电容，C2为第二电容，C3为第三电容，C4为第四电容，C5为第五电容，C6为第六电容；L1为第一谐振电感，L2为第二谐振电感；T1为第一变压器，T2为第二变压器；Q1为第一MOS管，Q2为第二MOS管，Q3为第三MOS管，Q4为第四MOS管，Q5为第五MOS管，Q6为第六MOS管，Q7为第七MOS管，Q8为第八MOS管；D1为第一二极管，D2为第二二极管，D3为第三二极管，D4为第四二极管，D5为第五二极管，D6为第六二极管，D7为第七二极管，D8为第八二极管，D9为第九二极管，D10为第十二极管，D11为第十一二极管，D12为第十二二极管，D13为第十三二极管，D14为第十四二极管，D15为第十五二极管，D16为第十六二极管。
具体实施方式
如图1所示，空间电推进用高压脉冲储能电源主要由两个LCC谐振全桥升压变换器初级并联，次级串联组合而成。其中第一个谐振全桥变换器主要包括第一LCC谐振全桥变换器，第一升压变压器和第一全桥整流均压电路，在一个实施例中第一个谐振全桥变换器负责将28V输入电压变换成1000V高压直流；第二个谐振全桥变换器主要包括第二LCC谐振全桥变换器，第二升压变压器和第二全桥整流均压电路，负责将28V输入电压变换成1000V高压直流；这样次级便得到了2000V的高压直流输出，上述电路构成了高压脉冲储能电源的功率电路部分。
电压采样和电流采样电路负载采集输出的电压和电流，并通过隔离反馈电路反馈给DSP数字控制电路，控制电路将反馈值与目标电压和电流设定值进行比较，调节输出PWM占空比大小或者频率，并通过驱动隔离放大电路和全桥驱动电路改变桥臂MOSFET开关管的占空比或者开关频率，最终将输出电压和电流稳定在设定值。
如图2所示，采用谐振软开关控制，PWM信号控制开关管导通或关断时间发生在流经开关管电流为0的时刻；PWM信号控制导通的时间包括开关管的正向导通时间和能量回馈时间。进而实现零电压开通和零电流关断，降低了开关管的损耗。
空间电推进用高压脉冲储能电源电路，具体电路结构,如图3所示。
第一全桥变换器升压比为1：60，实现28V变1000V高压直流，包括由第一驱动电阻R1、第二驱动电阻R2、第五驱动电阻R5、第六驱动电阻R6，第一隔值谐振电容C1，第一谐振电感L1，第二谐振电容C2，第三栅极电压箝位电阻R3、第四栅极电压箝位电阻R4、第七栅极电压箝位电阻R7、第八栅极电压箝位电阻R8，第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4组成的第一串并联谐振全桥电路，第一高频升压变压器T1，以及由第一高压整流二极管D1、第二高压整流二极管D2、第三高压整流二极管D3、第四高压整流二极管D4、第五高压整流二极管D5、第六高压整流二极管D6、第七高压整流二极管D7、第八高压整流二极管D8，第五高压脉冲储能电容C5、第十七均压电阻R17组成的第一全桥整流电路。
第二全桥变换器升压比为1：60，实现28V变1000V高压直流，包括由第九驱动电阻R9、第十驱动电阻R10、第十三驱动电阻R13、第十四驱动电阻R14，第三隔值谐振电容C3，第二谐振电感L2，第四谐振电容C4，第十一栅极电压箝位电阻R11、第十二栅极电压箝位电阻R12、第十五栅极电压箝位电阻R15、第十六栅极电压箝位电阻R16，第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7、第八开关管Q8组成的第二串并联谐振全桥电路，第二高频升压变压器T2，以及由第九高压整流二极管D9、第十高压整流二极管D10、第十一高压整流二极管D11、第十二高压整流二极管D12、第十三高压整流二极管D13、第十四高压整流二极管D14、第十五高压整流二极管D15第十六高压整流二极管D16，第六高压脉冲储能电容C6、第十八均压电阻R18组成的第二全桥整流电路。
DSP数字控制器位于电源初级的核心位置，其产生的两组PWM驱动信号经过磁隔离芯片后送给四个半桥驱动器进行放大，每两个半桥驱动器组成一个全桥驱动电路，控制一个LCC全桥谐振电源开关管的开通与关断。次级通过高精度分压计采集HV+端的电压信号，通过无感精密电阻采集输出电流信号，并将电压和电流反馈值送到相应的滤波与运算放大器跟随电路进行降噪处理，最终经过光电耦合器隔离后送到DSP的AD接口，DSP根据电压和电流反馈值调节PWM占空比和开关频率。这部分控制与驱动电路均有专利或者成熟芯片产品，不做权利要求，但可作为本发明的部件或一部分。
以上所述，仅为本发明最佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。
本发明说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员的公知技术。

Claims (10)

1.一种空间电推进器用高压脉冲储能电源电路，其特征在于，包括第一、第二LCC谐振全桥变换器，全桥隔离驱动电路，控制器和高压采样隔离反馈电路；
第一、第二LCC谐振全桥变换器能够分别将星载低压直流电源升压K倍，叠加后输出高压直流电源为星上负载供电；
全桥隔离驱动电路用于基于控制器输出的PWM信号驱动第一、第二LCC谐振全桥变换器的逆变功率电路的开关管；
高压采样隔离反馈电路采集第一、第二LCC谐振全桥变换器次级整流输出的电压和电流信号进行隔离后反馈给控制器；控制器基于高压采样隔离反馈电路反馈的电压和电流信号进行PID控制，调整输出PWM信号的占空比，使得第一、第二LCC谐振全桥变换器的输出电压和电流稳定至额定值；
K小于空间电推进器额定升压比，2K大于空间电推进器额定升压比。
2.如权利要求1所述的空间电推进器用高压脉冲储能电源电路，其特征在于，全桥隔离驱动电路包括第一全桥隔离驱动电路、第二全桥隔离驱动电路以及时序调整电路；全桥隔离驱动电路包括第一全桥隔离驱动电路基于控制器输出的PWM信号驱动第一LCC谐振全桥变换器的逆变功率电路的开关管；时序调整电路对控制器输出的PWM信号进行相位调整；第二全桥隔离驱动电路基于相位调整后的PWM信号驱动第二LCC谐振全桥变换器的逆变功率电路的开关管。
3.如权利要求2所述的空间电推进器用高压脉冲储能电源电路，其特征在于，时序调整电路对控制器输出的PWM信号进行相位调整，相位调整值为90°。
4.如权利要求1或2所述的空间电推进器用高压脉冲储能电源电路，其特征在于，当第一、第二LCC谐振全桥变换器之一存在故障时，控制器封锁发生故障的LCC谐振全桥变换器的驱动，另一路LCC谐振全桥变换器将星载低压直流电源升压K倍后输出。
5.如权利要求1或2所述的空间电推进器用高压脉冲储能电源电路，其特征在于，PWM信号控制开关管导通或关断时间发生在流经开关管电流为0的时刻；
PWM信号控制导通的时间包括开关管的正向导通时间和能量回馈时间。
6.如权利要求1或2所述的空间电推进器用高压脉冲储能电源电路，其特征在于，第一、第二LCC谐振全桥变换器结构相同，均包括全桥驱动电路、逆变功率电路、变压器以及全桥整流电路；
全桥驱动电路基于接收的PWM信号驱动逆变功率电路的开关管；逆变功率电路用于将星载低压直流电源逆变为低压交流电；变压器用于低压交流电升压为高压交流电；全桥整流电路用于将高压交流电整流为高压直流电后输出。
7.如权利要求6所述的空间电推进器用高压脉冲储能电源电路，其特征在于，变压器的升压比K为0.6～0.7倍空间电推进器额定升压比。
8.如权利要求6所述的空间电推进器用高压脉冲储能电源电路，其特征在于，第一LCC谐振全桥变换器的逆变功率电路包括第一、第二、第三、第四开关管，第一隔直谐振电容，第一谐振电感，第二谐振电容；第一、第二开关管串联在低压直流电源正负极之间形成第一超前桥臂，第三、第四开关管串联在低压直流电源正负极之间形成第一滞后桥臂；第二谐振电容并联在变压器原边；第一隔直谐振电容一端连接第一、第二开关管的连接点，第一隔直谐振电容另一端连接第一谐振电感的一端，第一谐振电感的另一端连接第一变压器原边同名端；
第二LCC谐振全桥变换器的逆变功率电路包括第五、第六、第七、第八开关管，第三隔直谐振电容，第二谐振电感，第四谐振电容；第五、第六开关管串联在低压直流电源正负极之间形成第二超前桥臂，第七、第八开关管串联在低压直流电源正负极之间形成第二滞后桥臂；第四谐振电容并联在变压器原边；第三隔直谐振电容一端连接第五、第六开关管的连接点，第三隔直谐振电容另一端连接第二谐振电感的一端，第二谐振电感的另一端连接第二变压器原边同名端。
9.如权利要求8所述的空间电推进器用高压脉冲储能电源电路，其特征在于，第一、第三开关管同时导通，第二、第四开关管同时导通，导通时序的相位相差180°；第五、第七开关管同时导通，第六、第八开关管同时导通，导通时序的相位相差180°；
第一和第五开关管导通时序的相位相差90°；第二和第六开关管导通时序的相位相差90°。
10.如权利要求8所述的空间电推进器用高压脉冲储能电源电路，其特征在于，第一隔直谐振电容，第一谐振电感，第二谐振电容构成谐振网络，PWM信号的频率小于1/2第一谐振频率；
第三隔直谐振电容，第二谐振电感，第四谐振电容构成谐振网络，PWM信号的频率小于1/2第二谐振频率；
第一谐振频率和第二谐振频率相同。
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