CN1309459A - 开关电源电路 - Google Patents

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Abstract

在复合谐振开关型变换器的初级侧提供有源箝位电路,在该变换器的初级侧具有电压谐振型变换器,在其次级侧具有并联谐振电路,其中通过对在初级并联谐振电容器两端产生的并联谐振电压脉冲箝位,能够抑制其电平。因而,能够有选择地降低关于在电源电路中采用的诸如开关元件和初级并联谐振电容器的组成元件的耐压要求。

Description

开关电源电路
本发明涉及适用于用作各种电子设备电源的一种开关电源电路。
众所周知一种类型的开关电源电路利用开关型变换器，例如逆向(flybAck)变换器或正向变换器。由于这种开关型变换器按照矩形波进行开关操作，所以在抑制开关噪方面存在一定的限制。并且，显而易见，由于它的工作特性，在改善功率变换效率方面将会受到某些无法避免的限制。
按照上述观点，本申请人已经提出了利用各种谐振型变换器的多种开关电源电路。当用正弦波进行开关操作时，谐振型变换器能够容易获得高功率变换效率，同时实现低噪声。并且，其还可能获得另外的优点，即该电路能够由相对少量的组成元件构成。
图6是表示本申请人根据先前申请的已知发明构成的一种常规开关电源电路的电路图。
在该图中的电源电路中，全波整流电路由桥式整流器Di和滤波电容器Ci构成，提供作为一种整流滤波电路，用于从工业用交流电源(交流输入电压VAC)获得DC输入电压，其中产生了相应于交流输入电压VAC的一倍电平的整流滤波电压Ei。
作为用于间断地开、关输入的整流滤波电压Ei(DC输入电压)的开关变换器，提供有一个电压谐振型变换器，该电压谐振型变换器包含由一个晶体管构成的开关元件Q1，可按单端形式进行开关操作。
这里利用的电压谐振型变换器采用它激的结构，开关元件Q1例如由MOS-FET构成。开关元件Q1的漏极，通过隔离型变换器变压器PIT的初级绕组N1连到滤波电容器Ci的正端，它的源极连到初级地端。
并联谐振电容器Cr连到开关元件Q1的漏极和源极之间。并联谐振电容器Cr的电容和隔离型变换器变压器PIT的初级绕组N1内的漏电感构成初级并联谐振电路。由于开关元件Q1的开关操作，由并联谐振电路产生谐振，因而开关元件Q1的这种开关操作变为电压谐振类型。
此外，由实体二极管构成的箝位二极管DD，并联到开关元件Q1的漏极和源极之间，因此，在开关元件的关断期间形成箝位电流的通路。
在这种情况下，开关元件Q1的漏极连接到下面要叙述的开关驱动器10B的振荡电路41上。以后将要叙述，在控制开关频率时，利用加到振荡电路41上的漏极输出来可变地控制导通时间。
整体设有振荡电路41和驱动电路42的驱动器10B可驱动开关元件Q1，并且通过可变地控制开关频率，可以进行恒压控制。在这种情况下，开关驱动器10B例如可作为单块集成电路(IC)提供。
通过启动电阻Rs将开关驱动器10B连接到经整流滤波后的电压Ei的线路上，例如，在电源启动时间，通过启动电阻Rs施加源电压，因而启动开关驱动器10B。
开关驱动器10B内的振荡电路41进行振荡，因此产生振荡信号，然后输出该信号。接着驱动电路42将振荡信号转换成驱动电压，然后将其输出到开关元件Q1的栅极上。于是，开关元件Q1基于振荡电路41产生的振荡信号进行开关操作。因此，根据振荡电路41产生的振荡信号，可确定开关元件Q1的开关频率和一个开关周期内的开/关占空比。
振荡电路41，根据后面将要叙述的光电耦合器30提供的次级DC(直流)输出电压EO的电平进行改变振荡信号频率(开关频率fs)的操作。在改开关频率fs的操作的同时，振荡电路41还用来控制振荡信号波形，按照这种方式可以改变开关元件Q1的导通时间TON(导通角)，同时保持开关元件Q1的关断时间TOFF恒定。因此，后面将要叙述，由于振荡电路41的这种工作方式，能够稳定次级直流输出电压EO。
隔离型变换器变压器PIT传输开关元件Q1的开关输出到次级侧。
如图8所示，隔离型变换器变压器PIT具有EE-形磁芯，其中例如由铁氧体构成的E-形磁芯CR1和CR2相互组合在一起，按照这种方式，可使其磁路支臂相对，以及利用对于EE-形磁芯中心磁路支臂的分离式线圈架B以分离状态分别卷绕初级绕组N1和次级绕组N2。如该图所示，中心磁路支臂形成气隙G，由此按照要求的耦合系数达到粗耦合。
通过将加工成形E-形磁芯CR1和E-形磁芯CR2使每个中心磁路支臂均短于外部磁路支臂，能够形成气隙G。通过设定耦合系数，例如K≈0.85以适合达到粗耦合，因此相应地避免了饱和状态。
如图6所示，隔离型变换器变压器PIT的初级绕组N1的终端连接到开关元件Q1的漏极，而初级绕组N1的始端连接到滤波电容Ci的正端(经整流滤波后的电压Ei)，因此，当开关元件Q1的开关输出提供到初级绕组N1时，产生周期相应于开关频率的交流电压。
在隔离型变换器变压器PIT的次级侧，在次级绕组N2内生成由初级绕组N1感应的交流电压。在这种情况下，一个次级并联谐振电容C2并连到次级绕组N2上，因而通过组合次级绕组N2的漏电感L2和次级并联谐振电容器C2的电容，能够形成一并联谐振电路。并且，利用该并联谐振电路在次级绕组N2感应的交流电压是谐振电压，即在次级侧引起电压谐振作用。
更具体地说，该电源电路在它的初级侧具有并联谐振电路，用于将开关操作转变为电压谐振型；在次级侧还具有另外的并联谐振电路，用于产生电压谐振作用。在本说明书中，如上所述，在其配置中在初级侧和次级侧装有谐振电路的开关型变换器，被称为“复合谐振开关型变换器”。
在上述形成电源电路的次级侧，提供由桥式整流器DBR和滤波电容器CO组成的整流滤波电路，用以获得次级DC输出电压EO。也就是，在这种配置中，在次级利用桥式整流器DBR进行全波整流。在这种情况下，当由次级并联谐振电路提供谐振电压时，桥式整流器DBR产生次级直流输出电压EO，该电压基本上等于在次级绕组N2中感应的交流电压。
在此状态，初级侧和次级侧利用光电耦合器30相对于直流彼此相互隔离，并且将次级直流输出电压EO输入到初级开关驱动器10B中的振荡电路41。
对于隔离型变换器变压器PIT的次级侧操作而言，初级绕组N1电感L1和次级绕组N2电感L2的互电感M，可根据初级绕组N1和次级绕组N2的极性(绕组的方向)与整流二极管DO(DO1,DO2)连接的关系以及次级绕组N2感应的交流电压的极性变化变为+M或-M。
例如，如果该电路等效于图9A所示的电路，则互电感为+M，而如果该电路等效于如图9B所示的另一种电路，则互电感为-M。
将上述情况应用到如图6所示的次级侧工作，当在次级绕组N2中获得的交流电压例如是正电压时，则认为在桥式整流电路DBR中整流电流的工作是以+M(正向)模式进行。同时，和上述情况相反，当在次级绕组N2中获得的交流电压例如是负电压时，则认为在桥式整流电路DBR中整流电流的工作是以-M(逆向)模式进行。
因而，每次在绕组N2获得的交流电压可正可负，相应的工作模式也转变为对应于互电感的+M或-M模式。
在该配置中，通过将初级并联谐振电路和次级并联谐振电路作用的增加的功率提供到负载上，从而也相应地增加了提供到负载的功率，因此提高了最大负载功率的增加率。
由于情况改善不容易达到饱和状态的，能够实现与负载条件一致，这是因为如以前参考图8解释的那样，利用在隔离型变换器变压器PIT形成的气隙G，按照所要求的耦合系数，能够达到粗耦合。例如，在隔离型变换器变压器PIT不存在气隙G的情况下，当隔离型变换器变压器PIT在逆向工作期间处于饱和状态时则工作不稳定的概率很高，因此正确进行前述的全波整流变得相当困难。
按照下述方式可使图6所述的电路稳定工作。
如上所述，通过光电耦合器30将次级直流输出电压E0提供到初级开关驱动器10B中的振荡电路41。接着，在振荡电路41中，按照这样提供的次级直流输出电压E0的电平变化来改变振荡信号频率，然后输出振荡信号。由于这种操作改变了开关元件Q1的开关频率，初级电压谐振型变换器和隔离型变换器变压器PIT的谐振阻抗也被改变，从而改变了传输到隔离型变换器变压器PIT次级侧的能量。结果，在要求的电平控制下可保持次级直流输出电压E0为恒定，因此提供了稳定的电源。
在如图所示6的电源电路中，如前所述，通过可变地控制开关元件Q1的导通时间TON，同时保持固定的关断时间TOFF，可在振荡电路41中改变开关频率。尤其，在该电源电路中，以可变地控制变化频率的方式进行稳定电压控制，因而能够对开关(switching)输出实现谐振阻抗的控制，同时，在开关周期内对于开关元件的导通角(PWM控制)进行另一控制。利用一组控制电路能够实现上述的复合控制操作。在本说明书中，这样的复合控制被称为“复合控制系统”。
图7表示按照本申请人以前提出内容中的另一种常规电源电路配置。在该图中，凡对应于图6中所示的元件均采用了相同的标号或符号进行表示，并省略重复说明。
在如图7所示的电源电路的初级侧，提供自激励结构作为电压谐振变换电路，在此处利用一个晶体管的开关元件Q1进行单端工作。在这种情况，利用高耐压双极晶体管(BIT：结型晶体管)作为开关元件Q1。
开关元件Q1的基极通过基极电流限制电阻RB和启动电阻RS连接到滤波电容器Ci的正端(经整流滤波后的电压Ei)，从而起动时可从整流器滤波线路获得基极电流。用于自激振荡驱动的串联谐振电路由驱动线圈NB，谐振电容器CB，和基极电流限制电阻RB构成的串联电路组成，该电路连接在开关元件Q1的基极和初级侧的地点之间。
利用插入在开关元件Q1基极和滤波电容器Ci负端(初级地端)之间的箝位二极管DD，在开关元件Q1的关断时间，可形成箝位电流流通通道。此时开关元件Q1的集电极连接到隔离型变换器变压器PIT初级绕组N1的一端，而它的发射极接地。
将并联谐振电容器Cr以并联方式连接到开关元件Q1的集电极和发射极之间。在这种情况下，并联谐振电容器Cr本身的电容和隔离型变换器变压器PIT初级绕组N1的漏电感L1构成了电压谐振转换器的初级并联谐振电路。
在该图所示的正交控制变压器PRT是一种饱和电抗器，其中卷绕谐振电流检测线圈ND，驱动线圈NB和控制线圈NC。提供这种正交控制变压器PRT，用于驱动开关元件Q1和实现恒压控制。
在这种正交控制变压器PRT的结构中，虽然没有图示，拥有4个磁路支臂的双U形磁芯形成了一个实体的磁芯，其中各磁路支臂的端部相互连接。谐振电流检测线圈ND和驱动线圈NB围绕实体磁芯的二个预定磁路支臂以相同的方向卷绕，而控制线圈NC则与谐振电流检测线圈ND及驱动线圈NB相互垂直地卷绕。
在这种情况下，正交控制变压器PRT的谐振电流检测线圈ND以串联方式插入到滤波电容器Ci的正端和隔离型变换器变压器PIT初级绕组N1之间，从而将开关元件Q1的开关输出通过初级绕组N1传输到谐振电流检测线圈ND。在正交控制变压器PRT中，在谐振电流检测线圈ND中获得的开关输出通过变压器耦合在驱动线圈NB中进行感应，因而在驱动线圈NB中产生了作为驱动电压的交流电压。这一驱动电压以驱动电流方式，通过基极电流限制电阻RB从构成自激振荡驱动电路的串联谐振电路(NB,CB)传输到开关元件Q1的基极。因此，开关元件Q1按照由串联谐振电路的谐振频率确定的开关频率进行它的开关操作。
在图7所示电路中的隔离型变换器变压器PIT在结构上是和以前在图8所示的变压器相同，因而它的初级侧和次级侧处于粗耦合状态。
在图7所示电路中的隔离型变换器变压器PIT的次级侧，将次级并联谐振电容器C2并连到次级绕组N2上，从而构成了次级并联谐振电路，从而也在该电源电路中获得了复合谐振开关变换器的结构。
在该电源电路的次级侧，对次级绕组N2提供由单个二极管DO和滤波电容器CO构成的半波整流电路，其中只在正向工作期间利用半波整流可获得次级直流输出电压E0。在这种情况下，次级直流输出电压E0被分路并且被输入到控制电路1中，其中直流输出电压E0用作检测电压。
在控制电路1中，在控制线圈NC中控制电流(直流)的电平基于次级直流输出电压E0电平的变化而发生改变，因此实现可变地控制卷绕在正交控制变压器PRT上的驱动线圈NB的电感LB。因此可在开关元件Q1驱动线圈NB的内含电感LB形成的自激振荡驱动电路内改变串联谐振电路的谐振条件。上述内容是为了改变开关元件Q1开关频率的操作，从而使次级直流输出电压稳定。在这样装有正交控制变压器PRT的恒压控制结构中，初级开关变换器形成为电压谐振型，因而实现了复合的控制操作，该操作可对开关频率进行各种控制，与此同时可在开关周期内对开关元件的导通角进行控制(PWM控制)。
图10A-图10F表示如图6和7所示的电源电路中的初级电压谐振型变换器工作波形图。图10A-图10C表示在交流输入电压VAC=100伏和最大负载功率PomAs=200瓦的条件下进行工作；图10D-图10F表示在交流输入电压VAC=100伏和最小负载功率Pomin=0瓦的条件下进行工作。
响应开关元件Q1的开关操作，在开关元件Q1的关断时间TOFF期间，产生初级并联谐振电路的谐振作用。因此，在并联谐振电容器Cr的二端获得的并联谐振电压V1是如图10A和10D所示，其中在时间TOFF期间产生一个正弦谐振波脉冲。
由于在TOFF时间期间产生了上述并联谐振作用，在并联谐振电容器Cr中的并联谐振电流Icr变成如图10C和10F所示的那样，其中，在TOFF时间期间基本上正弦波的电流Icr流动是从正方向转变到负方向。
通过比较图10A和图10D明显看出，这样控制开关频率fs以便其随负载功率Po的减少而提高，并且通过改变开关元件Q1的导通时间TON，同时保持固定的关断时间TOFF，可改变开关频率fs(开关周期)。也就是在该图中表示了和上述复合控制系统相一致的工作。
在如图6和7所示的电压谐振型变换器的装置中，并联谐振电压V1的电平随着负载功率的变化而改变。例如，当最大负载功率PomAs=200瓦时，其变成550伏(峰值)，或当最小负载功率Pomin=0瓦时，其变成300伏(峰值)。也就是，并联谐振电压V1随着负载功率的增加而趋于升高。
如图10B和图10E所示，在开关元件Q1的漏极或集电极中流动的开关输出电流IQ1，在时间TOFF期间为0值，或在时间TON期间如波形所示。开关输出电流IQ1的值随着负载功率Po的增加而趋于升高。按照这些图所示，例如，当最大负载功率PomAs=200瓦时，其变成3.8安，或当最小负载功率Pomin=0瓦时，其变成1安。
关于图6和图7所示的电源电路的特性，图11表示在一个开关周期内的开关频率fs，时间TOFF和TON的变化特性，以及在最大负载功率PomAs=200瓦时并联谐振电压V1相对交流输入电压VAC的变化特性。
如图11所示，首先，对于在交流输入电压VAC=90伏到VAC=140伏的变化范围内，开关频率fs近似在fs=110千赫到fs=140千赫范围内变化。该图表示按照直流输入电压变化减轻次级直流输出电压EO的变化。对于交流输入电压VAC的变化，开关频率按照交流输入电压VAC升高经过控制而升高。
关于一个开关周期内的时间TOFF和TON时间，时间TOFF和开关频率fs无关始终保持不变，而时间TON随着开关频率fs的升高按二次曲线下降。因此，该曲线图也指明了与复合控制系统相一致执行开关频率控制。
同时如曲线图所示，并联谐振电压V1按照工业用的交流功率VAC的变化而变化，随着交流输入电压VAC的升高，它的电平也将升高。
例如，如图6和7所示，如此构成电源电路，以便利用复合控制系统来稳定次级直流输出电压，并联谐振电压V1的峰值电平按照负载条件和交流输入电压VAC的变化进行变化，如图10A,10B和图11所示。特别是当从例如100伏工业用交流电源获得的交流输入电压VAC的电平，在接近最大负载功率的重负载状态下已经达到140伏时，并联谐振电压V1最大升高700伏(峰值)，如图11所示。
因此，关于施加并联谐振电压V1的并联谐振电容器Cr和开关元件Q1，当这些元件利用100伏工业用交流电源时需要满足800伏的耐压，或当利用200伏工业用交流电源时需要满足1200伏的耐压。因此，不可避免的是，并联谐振电容器Cr和开关元件Q1的尺寸变大，同时较大地增加了成本。
开关元件具有这样的特征，通过改变结构降低特性来达到较高的耐压性能。因此如果这样选择开关元件Q1以便满足较高耐压的要求，则会增加由开关操作产生的功率损耗，从而引起功率转换效率的降低。
在采用由复合控制系统来稳定次级直流输出电压的配置的情况下，如果发生次级负载短路的故障，控制器将起降低开关频率的作用。在开关频率变低的状态中，从图10A到图10F的波形图可见，开关元件的导通时间TON变长，最终使得提供到开关元件Q1和并联谐振电容器Cr上的电压(V1)升高，此外也增加了在其中流动的电流(IQ1,Icr)。
因此，作为防止负载短路故障出现的一种防护措施需要通过限制在诸如此故障情况下产生任何高电压和高电流，并采用过流保护电路和过压保护电路来保护开关元件。由于上述的过流和过压保护电路的存在，进一步阻碍了对整个电路进行减少尺寸和降低成本的改进。
考虑到上述问题，本发明的目的是提供能够提高功率转换效率和实现减少尺寸和重量的开关电源电路。
为了达到上述目的，按照本发明第一方面，提供具有下述结构的开关电源电路。
也就是，该开关电源电路包括具有主开关元件的开关装置，用于断续地输出向其提供的直流输入电压；初级并联谐振电容器，其提供以便构成初级并联谐振电路，该电路将开关装置的工作转变为电压谐振型；隔离型变换器变压器，在其中以这样一种方式形成气隙，以便获得所要求的耦合系数，使初级侧和次级侧粗耦合，并且将在初级侧获得的开关装置的输出传输到次级侧；次级并联谐振电路，通过将次级并联谐振电容器并联到隔离型变换器变压器的次级绕组形成；直流输出电压发生装置，其形成使得通过输入从隔离型变换器变压器次级绕组获得的交流电压和进行整流，产生次级直流输出电压。
开关电源电路还包括：开关驱动装置，用于通过按照次级直流输出电压的电平，以预定不变的开关频率改变在每个开关周期内(on/of)开/关占空比驱动主开关元件进行恒压控制；具有辅助开关元件的有源(Active)箝位装置，以这样一种方式进行开关操作，以便按照主开关装置的开/关时间实现预定可变化的开/关时间，由此在主开关元件的关断时间期间箝位在初级并联谐振电容器两端产生的初级并联谐振电压。
按照上述结构，在初级侧提供的初级并联谐振电路构成电压谐振型变换器，而在次级侧提供由次级绕组和次级并联谐振电容器构成的次级并联谐振电路，因此构成了复合谐振型变换器。
根据这种配置，通过控制在保持固定的开关频率的同时，通过变化开/关占空比来进行恒压控制。
由于在初级侧提供有源箝位装置，箝位在主开关装置关断时间产生的并联谐振电压，则能够抑制并联谐振电压的电平。
根据结合附图的如下说明书和附加的权利要求，本发明的上述的和其它的目的，特征和优点将变得更加明显，附图中用相同的标号表示相同的部分或元件。
图1是表示本发明的开关电源电路一个实施例典型结构的电路图。
图2A-2P表示开关电源电路实施例在最大和最小负载功率的条件下进行工作的波形图。
图3A-3D表示开关电源电路实施例在负载短路条件下进行工作的波形图。
图4是表示本发明的开关电源电路另一个实施例典型结构的电路图。
图5是表示本发明的开关电源电路又一个实施例典型结构的电路图。
图6是表示现有技术常规开关电源电路典型结构的电路图。
图7是表示现有技术另一个常规开关电源电路典型结构的电路图。
图8是表示隔离型变换器变压器结构实例的剖面图。
图9A和图9B是表示当电感分别是+M和-M时进行工作的等效电路图。
图10A-10F表示在如图6和7所示开关电源电路进行工作的波形图。
图11是用以曲线表示如图6和7所示的开关电源电路关于交流输入电压特性的解释性示意图。
图1是表示本发明开关电源电路优选实施例的典型结构。在该图中，和对发于图6和7中所示的任何组成部分均采用相同的标号或符号表示，因而在此处省略了对它的重复说明。图1所示的电源电路也可采纳用于复合谐振型变换器的结构，因而其装有如图8所示结构的隔离型变换器变压器PIT。应该理解，这种结构和以后要叙述的其它优选实施例表示的任一种电源电路相同。
在图1所示的电源电路的初级侧结构，提供它激式电压谐振变换器，其装有主开关元件Q1并且基本上以单端形式执行其开关操作。此外，提供有源箝位电路20，用于箝位在并联谐振电容器Cr两端获得的并联谐振电压V1，如以后所述。该有源箝位电路20装有辅助开关元件Q2。
提供开关驱动器10，用于分别驱动主开关元件Q1和辅助开关元件Q2。
在这种情况下，利用MOS-FET作为主开关元件Q1和辅助开关元件Q2。
在这种情况下，还由辅助开关元件Q2，箝位电容器CCL和箝位二极管DD2构成有源箝位电路20。
箝位二极管DD2并联到辅助开关元件Q2的漏极和源极之间。在本实例中，箝位二极管DD2的阳极连接到源极，而它的阴极和漏极连接。
辅助开关元件Q2的漏极和箝位电容器CCL的一端连接，而它的另一端连接到经整流滤波后的电压Ei和初级绕组N1始端的连接处。此外，辅助开关元件Q2源极连接到初级绕组N1的终端。
更具体地说，在该实施例的有源箝位电路20中，箝位电容器CCL串联到由辅助开关元件Q2和箝位二极管DD2构成的并联连接电路。这样形成的电路并联到隔离型变换器变压器PIT的初级绕组N1，因而构成有源箝位电路20。
如该图所示，本实施例的开关驱动器10包括振荡电路11，第一PWM控制电路12A，第二PWM控制电路12B，第一驱动电路13，电平移动电路14和第二驱动电路15。
振荡电路11在这种情况产生例如100千赫的固定频的率振荡信号，然后分路输出振荡信号到第一PWM控制电路12A和第二PWM控制电路12B。
相关于开关元件Q1和开关元件Q2分别提供第一PWM控制电路12A和第二PWM控制电路12B，其中输入在振荡电路11中产生的振荡信号，同时通过光电耦合器30提供次级直流输出电压EO用作控制输入。
此后在第一PWM控制电路12A和第二PWM控制电路12B中，根据从振荡电路11中输入的振荡信号，按照提供的作为控制输入的次级直流输出电压EO的电平，进行PWM控制。更准确地说，进行控制以便在相应100千赫的一个周期内来变化波形占空比。波形占空比确定开关周期内的开关时间。
主开关元件Q1和辅助开关元件Q2以相同的频率相互同步地进行各自地开关操作，以后将对此进行叙述，但是彼此在每一开关周期内开/关时间相互不同。
因此，第一PWM控制电路12A，其形成使得对于主开关元件Q1在开关周期内调整导通时间和关断时间，进行PWM控制；同时，第二PWM控制电路12B，其形成使得对于辅助开关元件Q2调整导通时间和关断时间，进行PWM控制。
将来自第一PWM控制电路12A的输出信号提供到第一驱动电路13。接着，在第一驱动电路13中，将从第一PWM控制电路12A获得的信号转变成电压信号，因此产生开关驱动信号，用于驱动由MOS-FET构成的主开关元件Q1，并且将该驱动信号提供到主开关元件Q1的栅极端。则主开关元件Q1按照这种开关驱动信号进行开关操作。
同时，将从第二PWM控制电路12B获得的输出信号提供到电平移动电路14上。接着，在电平移动电路14中，对于输入信号进行预定电平移动处理，从而最后产生对应于辅助开关元件Q2的开/关时间的波形信号。该信号提供到第二驱动电路15。
此后，在第二驱动电路15中，输入信号被转变成电压，因而产生用于驱动辅助开关元件Q2的开关驱动信号，并且将该驱动信号提供到由MOS-FET构成的辅助开关元件Q2的栅极上。于是，驱动辅助开关元件Q2，在所要求的开/关时间内进行它的开关操作。
这里假设上述结构的实施例中的开关驱动器10是由单块集成电路构成。
图2A-2P的波形图主要表示如图1所示电路进行的初级侧开关操作，也就是装有有源箝位电路20的电压谐振转换器的工作。
按照关于图1所示电路利用交流100伏线路的结构，获得如图2A-2P所示的工作波形。图2A-2H表示在交流输入电压VAC=100伏和最大负载功率Pomax=200瓦的条件下该单个部分的工作波形；图2I-2P表示在交流输入电压VAC=100伏和最小负载功率Pomin=0瓦的条件下，和图2A-2H所示相同部分的工作波形。
现在参考图2A-2H所示波形解释本实施例的初级开关操作，该波形是在交流输入电压VAC=100伏和最大负载功率Pomax=200瓦的条件下获得的。
在这些波形图中，对应于图2B和图2E分别所示的栅极电压VG1和VG2，将开关驱动信号提供到主开关元件Q1和辅助开关元件Q2的各自栅电极。当最大负载功率Pomax=200瓦时如图2B和2E分别所示那样，设定栅极电压VG1和VG2的开/关时间。
例如，在第一PWM控制电路12A中，如此进行PWM控制，以便按照次级直流输出电压EO的电平，连续地改变图2B所示的栅极电压VG1的导通时间TON1进行工作。同时，在从第二PWM控制电路12B到电平移动电路14的线路中，如此进行PWM控制以便按照次级直流输出电压EO的电平，连续地变化图2E所示的栅极电压VG2的导通时间TON2进行工作。
在图2A-2P中，表示关于在一个开关周期的工作模式的从(1)到(5)的5级工作模式。
在相应图2C所示的开关输出电流IQ1的导通时间ton2期间，利用栅极电压VG1控制主开关元件Q1，使其导通。在ton2期间，按照模式(1)进行工作。同时，在上述的时间ton2期间，利用0电平的栅极电压VG2控制辅助开关元件Q2，以便使其处于关断状态。
按照模式(1)(时间ton2)，进行如下工作，开关输出电流IQ1由于在隔离型变换器变压器PIT的初级绕组N1形成的漏电感L1而流动。开关输出电流IQ1在这种情况具有从负方向到正方向反相的波形图，如图2C以时间ton2所示。当开关输出电流IQ1在负方向流动期间，由于并联谐振电容器Cr在前一时间td2结束时终止放电，箝位二极管DD1导通导通，因此，引起开关输出电流IQ1经过箝位二极管DD1向初级绕组N1流动，使得该模式变为向电源端回收功率。
在从负方向到正方向的开关电IQ1反向时间(图2C)，如图2B所示控制栅极电压VG1，以便升至高(H)电平，因此，利用ZVS(0伏特开关)和ZCS(0电流开关)在此时间导通主开关元件Q1。
在下一段时间td1按照模式(2)进行工作。
在这段时间关断主开关元件Q1，使得在初级绕组N1流动的电流在并联谐振电容器Cr内流动。因此，图2D所示的电流Icr呈现出所示的波形，其中出现正脉冲，这表示按照部分谐振模式进行工作。由于并联谐振电容器Cr在此时并联到主开关元件Q1，所以利用ZVS关断了主开关元件Q1。
接着，在关断主开关元件Q1的同时进行这样控制，以便导通辅助开关元件Q2。该工作状况相应于图2E所示的TON2时间，此时栅极电压VG2变成高(H)电平。
在这段时间TON2，有源箝位电路处于工作状态，其首先按模式(3)然后按模式(4)进行工作。
按照模式(2)工作，利用从初级绕组N1流入的电流Icr对并联谐振电容器Cr充电。按照模式(3)工作，在初级绕组N1获得的电压可能等于或高于在箝位电容器CCL两端获得的电压VCL的初始电平(在时间TON2的起点)，如图2H所示。这样，满足并联到辅助开关元件Q2的箝位二极管DD2的导通条件，因此引起箝位二极管DD2的导通，这样箝位电流沿从箝位二极管DD2到箝位电容器CCL的方向开始流动。箝位电流IQ2有这样的锯齿波形接着在图2G所示时间TON2的起点，经过一段时间，电平从负方向接近0。
这样选择箝位电容器CCL的电容，使其比并联谐振电容器Cr的电容大25倍以上。因此，按照模式(3)工作，在箝位电容器CCL中的大部分电流作为箝位电流IQ2流动，而在并联谐振电容器Cr中几乎没有电流流动，因此在时间TON2期间将加到主开关元件Q1的并联谐振电压V1平缓倾斜从而最后将其抑制到270伏(峰值)，如图2A所示，这样使得导通角变宽。也就是，实现箝位并联谐振电压V1的操作。相反，利用虚线表示的从现有技术常规电路(图6和7)获得的并联谐振电压V1具有550伏(峰值)电平的脉冲波形。
在时间TON2内，完成模式(3)后，该工作进行模式(4)。
启动模式(4)按照箝位电流IQ2的反相同步进行，如图2G所示，从负方向到正方向。在该时间，输出高电平栅极电压VG2，如图2E所示，和从负方向到正方向箝位电流IQ2的反相保持同步，使得利用ZVS和ZCS导通辅助开关元件Q2 。
当辅助变换开关元件Q2变成导通状态时，由于在辅助变换开关元件Q2导通时间，初级并联谐振电路进行谐振，在如图2G所示，正向流动的箝位电流IQ2按从初级绕组N1到箝位电容器CCL方向在辅助变换开关元件Q2中流动。
所述的按照模式(4)的工作，与在时间TON2期间，高电平栅极电压VG2降低到低电平同步结束，然后该工作相应于时间td2按照模式(5)进行。
按照模式(5)，并联谐振电容器Cr放电，使电流Icr在初级绕组N1中流动。也就是，形成部分谐振作用。当并联谐振电容器Cr的电容是和所述的电容一样小时，提供到主开关元件Q1的并联谐振电压V1这时陡峭的倾斜。这样电压V1急剧地降到0电平，如图2A所示。
然后，与完成模式(4)接着的模式(5)的开始同步，辅助开关元件Q2开始关断。在这情况下，由于并联谐振电压V1以所述的一定倾斜下降，可利用ZVS关断辅助开关元件Q2。
因为如上所述并联谐振电容器Cr被放电，由于关断辅助开关元件Q2所产生的电压并不急剧地升高。利用例如如图2F所示的波形表示这种工作，该图表示开关输出电压V2在时间td2期间(模式5)按照一定的倾斜从0电平升到峰值电平。
开关输出电压V2在辅助开关元件Q2的关断时间具有240伏(峰值)的数值，并相应于时间TOFF2起点的时间td1时段内(模式2)，其从240伏(峰值)变到0电平。如上所述，电压V2在相应于时间TOFF2的终点的时间td2时(模式5)从0电平升到240伏(峰值)。
接着，在每个开关周期分别进行模式(1)到模式(5)的工作。
图2I-2P表示在关于图2A-2H所示波形中交流输入电压VAC=100伏和最小负载功率Pomin=0瓦条件下进行的工作。由于该工作和按照模式(1)到模式(5)的工作相同，本实施例的并联谐振电压V1能够抑制到150伏(峰值)，如图2I所示，而在关于现有技术的图6和7中的常规电路中，为300伏(峰值)。
在这个实施例中，通过比较图2B和2E所示的栅极电压VG1与VG2和图2J和图2J所示的栅极电压VG1与VG2，很明显，可变地控制在用于分别驱动主开关元件Q1和辅助开关元件Q2的导通时间TON1和TON2期间内的高电平波形部分，同时保持开关频率fs为固定值，例如100千赫。
根据从重负载到轻负载的转变，这样控制主开关元件Q1，使导通时间TON1缩短来增加关断时间，相反，这样控制辅助开关元件Q2，使导通时间TON2变长来增加导通时间。
例如，对于主开关元件Q1，这样进行PWM的控制，以便获得如下所示的占空比
TON1/(TON1+TOFF1)=0.5-1
同时对于辅助开关元件Q2，这样进行PWM控制以便获得如下所示的占空比
TON2/(TON2+TOFF2)=0.5-1
从所述的参考附图2A-2P给出的说明表明，主开关元件Q1在关断时间产生的并联谐振电压V1在图1所示的电路中被箝位，因而它的电平被抑制。即使升高交流100伏线路的电源电压至VAC=140伏，或例如在最大负载条件下，并联谐振电压V1的能够被抑制到小于400伏。在交流200伏线路中，能够将并联谐振电压V1峰值电压抑制到小于800伏。因此，在图1所示的电路中，主开关元件Q1对于交流100伏的线路只需满足400伏的耐压，或对于交流200伏的线路只需满足800伏的耐压。也就是，和图6和7所示的常规电路比较，能够降低耐压要求。对于辅助开关元件Q2，可选择利用只满足所需较低耐压要求的元件。
结果，和图6与7所示电路的那些相互比较，能够提高图1所示电路中开关元件的特性。例如，当开关元件由MOS-FET构成时，通过减少通态电阻，可相应提高功率转换效率。实际上，例如，在图6和7所示的电路中的功率转换效率是92％，而在图1所示的电路中的效率可提高至93％，因此减少功率损耗接近2.3瓦。
因为可选择地利用较低耐压要求的开关元件，所以能够减少开关元件本身的尺寸。例如，用于图6和7电路的开关元件需满足大于1000伏耐压的要求，所以它的封装组件尺寸相对变大。然而用于图1所示电路的每个开关元件Q1和开关元件Q2能够形成较小的封装组件。
当能够抑制并联谐振电压V1的电平时，和图6与7所示电路的电容器相比，用于图1所示电路的并联谐振电容器Cr，也只需满足较低耐压要求，因此也能够减小并联谐振电容器Cr的尺寸。
作为参考，下述数值是根据图2A-2P所示获得的实验结果，表示图1中电源电路所选的各元件的实际数值。
并联谐振电容器Cr=6800微微法
箝位电容器CCL=0.22微法
初级绕组N1=35匝
(在图6和7所示的电路中，N1=接近45匝)
图3A-3D表示图1所示电源电路中在负载短路条件下主要元件的某些工作波形。
从所述的说明显看出，本实施例中，通过控制改变开/关占空比，而保持开关频率fs恒定。也就是，通过控制变化频率而不进行电压调节来稳定电压。
当本实施例出现负载短路故障状态时，从图3A和图3B所示的并联谐振电压V1和开关输出电流IQ1可见，控制主开关元件Q1的开/关占空比近似为50％。同时如图3C和3D所示，控制辅助开关元件Q2的开/关占空比也近似为50％。因此，即使在本实施例产生负载短路的状态，稳定进行与参照图2A-2P已经说明那些相同的ZVS和ZCS，以便达到希望的抑制，如并联谐振电压V1=280伏(峰值)，开关输出电流IQ1=5.0Ap，开关输出电压=250伏(峰值)，箝位电流IQ2=5.0Ap。这样，不存在例如必须准备防止负载短路的过流保护电路和过压保护电路。
图4表示本发明开关电源电路的另一个优选实施例。在该图中，相应图1的那些部分利用相同的标号或符号表示，以省略重复说明。
该图的电源电路内，和图1的所述的电路不同，在于其利用IGBT(绝缘栅双极晶体管)作为各主开关元件Q1和辅助开关元件Q2。甚至这种电路结构能够进行和参照图2A-2P以及图3A-3D中所说明的相同的工作。
例如，在图4电路中，可选择低耐压IGBT作为开关元件。这种IGBT的开关特性，在关断时间可实现减少饱和电压或尾部电流。于是通过改善上述的特性能够减少功率损耗。
在该图所示电源电路的次级侧，通过将整流二极管DO1和滤波电容器CO的组合装置连到次级绕组N2可形成半波整流电路，利用此半波整流电路能够获得次级直流输出电压EO。
图5表示本发明开关电源电路的另一个优选实施例。在该图所示的电源电路中，利用BJT(双极晶体管)作为各主开关元件Q1和辅助开关元件Q2。在该电路结构中，分别驱动主开关元件Q1和辅助开关元件Q2。
在此，这样形成开关驱动器10A，使由振荡电路11输出的振荡信号分路并提供到第一PWM控制电路12A和第二PWM控制电路12B。由单块集成电路构成该图所示的开关驱动器10A。
在第一PWM控制电路12A中，根据次级直流输出电压EO变化对振荡信号进行PWM控制，因而可获得相应于图2A-2P所示栅极电压VG1开/关时间的波形信号。
在由第二PWM控制电路12B和电平移动电路14构成的电路线路中，根据次级直流输出电压EO任何变化对振荡信号进行PWM控制，然后对振荡信号电平进行所需电平移动，因而可获得相应图2A-2P所示对应栅极电压VG2开/关时间的波形信号。
将第一PWM控制电路12A的输出提供到开关元件Q3的基极，而将电平移动电路14的输出提供到开关元件Q4的基极。
在这种情况为了达到分别驱动BJT的目的，在主开关元件(Q1,Q2)的前级装有由驱动开关元件(Q3,Q4)和变换器驱动变压器(CDT1,CDT2)构成的驱动电路，用于将驱动开关元件的输出传输到主开关元件(Q1,Q2)。
首先在主开关元件Q1的一侧提供驱动电路，驱动开关元件Q3的集电极连到变换器驱动变压器CDT-1初级绕组N1A的终端，而它的发射极连到初级地端。将由电容器C3和电阻R3构成的串联电路并联地插入到驱动开关元件Q3的发射极和集电极之间，以便吸收噪声。
在变换器驱动变压器CDT-1中，将初级绕组N1A卷绕在初级侧，将驱动绕组NB1卷绕在次级侧。利用沿不同方向卷绕初级绕组N1A和次级绕组NB1，以便产生相反极性的电压。初级绕组N1A的终端连接到上文所述的驱动开关元件Q3，而它的始端连接到电容器CiA的正端。
电容器CiA通过电阻R2连接到经整流滤波后的电压Ei线上，这样通过电阻R2降低经整流滤波后的电压Ei，在电容器CiA两端获得预定电平的直流电压。利用这一直流电压作为驱动开关元件Q3和驱动开关元件Q4的工作电源，以后将要叙述其。
在变换器驱动变压器CDT1中，驱动绕组NB1的终端连接到主开关元件Q1的基极，而它的初端连接到初级地端。
当作为驱动信号的电流从第一PWM电路12A提供到驱动开关元件Q3的基极时，驱动开关元件Q3响应于这一驱动信号进行开关操作，然后将开关输出传输到变换器驱动变压器CDT-1的初级绕组N1A。因此，在初级绕组N1A获得交流电压，而在驱动绕组NB1感应交流电压。接着，将利用在驱动绕组NB1感应得到的交流电压所产生的交流电流作为驱动电流提供到主开关元件Q1的基极，因而通过驱动主开关元件Q1进行开关操作。由于并联谐振电路的谐振作用使主开关元件Q1进行电压谐振开关操作，该并联谐振电路由连接在开关元件Q1的集电极和发射极之间的并联谐振电容器Cr和隔离型变换器变压器PIT的初级绕组N1构成。
在辅助开关元件Q2的一侧提供的驱动电路包括开关元件Q4，和作为其外围元件的电容器C4和电阻R4，以及具有初级绕组NA2和驱动绕组NB2的变换器驱动变压器CDT-2。因为所述的元件的连接是和在主开关元件Q1一侧所提供的驱动电路相同，所以在这里省略了重复说明。
在辅助开关元件Q2的一侧，利用从电平移动电路14输出的驱动电流驱动开关元件Q4进行开关操作，然后通过变换器驱动变压器CDT-2将开关输出传输到辅助开关元件Q2，从而使辅助开关元件Q2进行开关操作。
当驱动主开关元件Q1和辅助开关元件Q2进行开关操作时，实现与参考图2A-2P，图3A-3D所述的相同工作状态。
在图5所示电路中，能够选择地利用低耐压BJT作为各开关元件，所述的BJT的开关特性能够有效地减少存储时间和下降时间，因此提高功率转换效率。
应当理解本发明不限于优选实施例图中所示的任何典型结构。例如，可以利用SIT(静电感应晶闸管)或某些其它元件作为主开关元件或辅助开关元件。关于用于外部激励的开关驱动器的结构不必限制到附图中所示的任何示例，并可通过修改以适用某些其它电路装置。
还有，包括次级并联谐振电路的次级整流电路不限制于实施例图中所示任何示例，同样可以采用某些其它适合的电路装置。
在本发明的开关电源电路中，如上所述，在复合谐振型变换器的初级侧提供有源箝位电路，该变换器在其初级侧具有电压谐振型变换器，在其次级侧具有并联谐振电路，其中通过箝位在初级并联谐振电容器两端产生的并联谐振电压脉冲，可以抑制它的电平。因此，能够选择性地降低有关诸如开关元件和在电源电路中采用的初级并联谐振电容器等元件的耐压要求。
因此，通过选择较低耐压要求能够改善开关元件的变换特性，从而提高功率变换效率。还有，由于选择较低耐压要求，则能够减少元件尺寸，最终实现减少构成电源电路的衬底的尺寸和重量。
此外，按照本发明开关驱动结构，当在如负载短路状态下，相应开关频率不会被降低因而保持不变，这与通过改变开关频率进行恒压控制的常规情况不同，这样能够使主开关元件和辅助开关元件利用稳定地ZVS和ZCS进行开关操作。因此，有可能取消必须为防止负载短路而准备的过压保护电路和过流保护电路，从而在减少电路尺寸和重量方面达到很大的改进。
还有，通过将诸如辅助开关元件，箝位电容器和箝位二极管并联到隔离型变换器变压器的初级绕组上，能够形成本发明的有源箝位电路，因此，尽量减少所需增加的元件的数量，从而不会妨碍所期望的减少电路尺寸和重量。
虽然利用专业术语叙述了本发明的优选实施例，所述的说明仅仅是以说明本发明为目的，但是应该了解，在不脱离下述权利要求的实质和范围的情况下，可以进行改变和修改。

Claims (2)

1．开关电源电路包括：
具有主开关元件的开关装置，用于断续地输出提供到其上的直流输入电压；
初级并联谐振电容器，提供其以便构成将所述的开关装置的工作转变成电压谐振型的初级并联谐振电路；
隔离型变换器变压器，其中按这样一种方式形成气隙，以便获得需要的耦合系数，从而实现初级侧与次级侧的粗耦合，并且将在初级侧获得的所述开关装置的输出传输到次级侧；
次级并联谐振电路，通过将次级并联谐振电容器并联到所述的隔离型变换器变压器的次级绕组形成；
直流输出电压发生装置，其构成使得通过对从所述的隔离型变换器变压器的次级绕组获得的交流电压输入和进行整流产生次级直流输出电压。
开关驱动装置，用于根据次级直流输出电压的电平，通过以预定的恒定开关频率在每个开关周期改变开/关占空比，驱动所述的主开关元件进行恒压控制；
具有辅助开关元件的有源箝位装置，根据所述的主开关元件的开/关时间以这样一种方式进行开关操作，以便获得预定可变化的开/关时间，因此在所述的主开关元件的关断时间内，箝位在所述的初级并联谐振电容器两端所产生的初级并联谐振电压。
2．按照权利要求1的开关电源电路，其中所述的有源箝位装置其形成，使由所述的辅助开关元件和箝位电容器构成的串联电路并联到所述的隔离型变换器变压器的初级绕组上，同时将二极管元件并连到所述的辅助开关元件上。
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