CN1197230C - 开关电源电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种谐振型开关电源电路，它能够处理高负载功率，并具有较高的功率转换效率，较小的尺寸和较轻的重量。该开关电源电路可以作为一个复合谐振变换器构成，其中在初级侧上设置一个电压谐振变换器，在次级侧上设置一个并联谐振电路。该开关电源电路可包括具有一对E形磁芯的隔离变换变压器，其中每个磁芯都具有外侧和中间磁路支臂，在两个中间磁路支臂之间形成一个气隙，从而能够得到一个耦合系数高于预定值的弱耦合状态。还可以在次级侧上设置一个相加方式的半波整流电路。用于使输入到隔离变换变压器上的直流输入电压接入和断开的开关元件的开关频率可以改变，从而可以进行恒压控制。

Description

开关电源电路
技术领域
本发明涉及一种可以用作电子设备电源的开关电源电路。
背景技术
包括电压谐振型开关变换器的开关电源电路属于一种平稳的开关电源电路。在此电路中，开关变换器产生并输入到隔离变换变压器中的开关输出脉冲电压和开关输出电流具有平滑的波形。因此，开关变换器产生的噪声相对较低。此外，构成这种开关变换器的部分数目相对来说比较少。
图11所示的是电压谐振型开关电源电路。这种开关电源电路可以在日本或美国通用的100V工业用交流电源AC下工作，最大负载功率为150W(瓦)或更高。
图11中所示的开关电源电路包括对工业用交流电源AC进行整流和滤波的整流滤波电路。该整流滤波电路是用由一对整流二极管Di1和Di2以及一对滤波电容Ci1和Ci2构成的倍压整流电路形成的。倍压整流电路可产生一约等于直流输入电压Ei两倍的直流输入电压，该直流输入电压Ei为交流输入电压VAC的峰值。例如，如果交流输入电压VAC为144V(伏)，则直流输入电压2Ei约为400V。
用倍压整流电路作为整流滤波电路能够使100V交流输入电压的负载相对较大，使最大负载功率达到150W或更高。换句话说，将直流输入电压设定为标称电压的2倍可以抑制流入下一级开关变换器的电流量，从而能够提高开关电源电路元件的可靠性。
一起动冲击电流限制电阻Ri插接在图11中所示的倍压整流电路的整流电流通路上。结果，能够使初始供电期间流入到滤波电容器中的起动冲击电流得到抑制。
图11中的开关电源电路包括一电压谐振型开关变换器，此开关变换器具有自激结构且包括一个单一开关元件Q1。此开关元件可以是耐高压的双极晶体管(BJT：结型晶体管)。开关元件Q1的集电极连接到绝缘变换器功率隔离变压器(PIT)初级绕组N1的一端，开关元件Q1的发射极接地。开关元件Q1的基极通过起动电阻RS连接到滤波电容器Ci2(整流滤波电压Ei)的正电极侧。结果，在起动操作期间，可以对输入到开关元件Q1基极中的电流进行整流和滤波。此外，用于自激振荡的谐振电路连接在开关元件Q1的基极和初级侧接地点之间，由串联连接的电感LB、谐振电容CB、检测驱动绕组NB以及阻尼电阻RB形成。检测驱动绕组NB绕在绝缘变换器PIT上，与电感绕组LB一起提供用于设定开关频率的电感值。
箝位二极管DD设置在开关元件Q1的基极和初级侧接地端之间，当开关元件Q1截止时形成一个阻尼电流流动通路。
并联谐振电容Cr并联连接在开关元件Q1的集电极和发射极之间。根据并联谐振电容Cr和由隔离变换变压器PIT初级绕组N1与正交控制电源调节变压器(PRT)受控绕组NR串联连接所得到的组合电感(L1和LR)、并联谐振晶体管形成了一个电压谐振型变换器的并联谐振电路。当开关元件Q1截止时，由该并联谐振电路可以获得电压谐振型操作，其中电压谐振电路可将电压Vcr加到谐振电容Cr的两端，使其具有一个正弦波形的脉冲波。
PIT初级绕组N1的一端连接到开关元件Q1的集电极上，初级绕组N1的另一端连接到PRT的受控绕组NR上。
PIT将开关元件Q1的开关输出传输到次级侧。
在隔离变换变压器PIT的次级侧上，次级绕组N2上有由初级绕组N1感应的交流电压。次级侧并联谐振电容C2并联连接到次级绕组N2上，以形成一个并联谐振电路。次级绕组N2中感应的交流电压由并联谐振电路转换成一揩振电压。此谐振电压输入到两个半波整流电路中，其中一个半波整流电路包括整流二极管D01和滤波电容C01，另一半波整流电路包括整流二极管D02和滤波电容C02。两个半波整流电路产生两个不同的直流输入电压E01和E02。整流二极管D01和D02可以是高速型整流二极管以便能够对一个开关周期的交流电压进行整流。
控制电路1是一误差放大器，它将次级侧的直流输出电压与一参考电压相比较，再将与其间之差相对应的一直流电流作为一控制电流输入到正交控制变压器PRT的控制绕组NC中。此处直流输出电压E01和直流输出电压E02可以分别作为检测电压和操作电源输入到控制电路1中。
例如，如果次级侧的直流输出电压E02随着交流输入电压VAC或负载功率的变化而变化，则由控制电路1所提供的流过控制绕组NC的控制电流可在10mA(毫安)到40mA的范围内变化。因此，受控绕组NR的电感值LR可以在0.1mH(毫亨)到0.6mH的范围内变化。
如前所述，由于受控绕组形成了一个可以进行电压谐振型开关操作的并联谐振电路，所以该并联谐振电路的谐振状态相对于固定开关频率而不同。在开关元件Q1和并联谐振电容Cr的并联电路两端，由于与开关元件Q1截止周期相对应的并联谐振电路的作用而出现一个正弦波形的谐振脉冲，该谐振脉冲的宽度由并联谐振电路谐振状态的变化来可变地进行控制。如此，可获得谐振脉冲的脉冲宽度调制(PWM)控制操作。谐振脉冲宽度的PWM控制可以在开关元件Q1的截止期间进行，因此，在开关频率固定的情况下可以可变地控制开关元件Q1的导通时间。由于开关元件Q1的导通时间可以以此方式可变地进行控制，所以由初级绕组N1(它形成了次级侧的并联谐振电路)传输的开关输出将发生变化，且次级侧的直流输出电压E01和E02的一个电平或一些电平也将发生变化。因此，可以将次级侧直流输出电压E01或E02控制为恒定电压。这种恒定电压控制方法在下文当中被称作为电感控制方法。
图12所示的是另一电压谐振型开关电源电路。图12中与图11中相同的元件用相同的参考标记来表示，为了简单起见，不再对其进行进一步的说明。
在图12的电源电路中，正交控制变压器PRT的受控绕组设置在次级侧上。正交控制变压器PRT的此受控绕组可以包括两个受控绕组NR和NR1。受控绕组NR串联设置在次级绕组N2的一端和整流二极管D01的阳极之间。受控绕组NR1串联设置在次级绕组N2的分接输出和整流二极管D02的阳极之间。在这种结构中，形成包括受控绕组NR和NR1电感部分的次极侧并联谐振电路。
在其中正交控制变压器PRT的受控绕组(NR和NR1)设置在次级侧的图12所示配置中，正交控制变压器PRT进行操作使得当受控绕组NR的电感值根据不同的电感控制方法而改变时，能够对次级侧并联谐振电容C2谐振电压V2的脉冲宽度，即次级侧整流二极管的导通角(continuity angle)变化可变地进行控制。这种对次级侧上的输出电平进行控制的方法能够实现恒压控制。
设置在图11和12电源电路中的隔离变换变压器如图13中所示。如其所示，隔离变换变压器PIT包括一EE形磁芯，该磁芯具有一对由铁氧体材料制成的E形磁心CR1和CR2。这些E形磁芯可相互组合在一起，使其磁路支臂彼此相对，并使得在中间磁路支臂之间不形成一个气隙。初级绕组N1和次级绕组N2各自利用绕线架B相互分别地绕制在EE形磁芯的中间二磁路支臂上。因此，初级绕组N1和次级绕组N2之间可以实现一弱耦合(弱耦合系数k值约为0.9)。
在隔离变换变压器PIT中，初级绕组N1的电感L1和次级绕组N2的电感L2之间的互感M值是+M(相加方式(addtive mode))还是-M(相减方式(subtractive mode))取决于初级绕组N1和次级绕组N2的极性(绕制方向)和整流二极管D01和D02的连接之间的关系。例如，如果这些部分具有图14A中所示的结构，则互感值为+M；而如果这些部分具有图14B中所示结构，则互感值为-M。
图15A到15C所示的是图11中电源电路一个开关周期内的操作波形。在这些图中，参考符号TON和TOFF分别表示开关元件Q1导通和截止时间，参考符号DON和DOFF则分别表示次级侧上整流二极管D01的导通和截止时间。
开关元件Q1和并联揩振电容Cr两端谐振电压Vcr的波形与开关元件Q1截止时间TOFF(如图15A中所示)中的正弦波脉冲相似，开关变换器的操作是电压谐振型操作。谐振电压Vcr的脉冲峰值大约为1800V，它由作用在倍压整流所得到的直流输入电压2Ei上的电压谐振变换器初级侧并联谐振电路的阻抗产生。
关于次级侧的操作情况，如图15C中所示，整流二极管D01操作使得在约等于开关元件Q1时间TON的时间DON内流过整流电流。此操作以上述参考图14的+M(相加方式)互感为基础。整流二极管D02的操作时间基本上相同。
上述整流操作的结果，如图15B中所示，使得次级侧并联电容C2两端的谐振电压V2在整流二极管D01截止的时间DOFF内成为峰值电平约为2到3.5倍直流输出电压E0(E01或E02)、在整流二极管D01导通的时间DON内成为电压电平等于直流输出电压E0(E01或E02)的正弦波。
在上述参考图11到15C的电压谐振变换器中，用倍压整流系统来获得2Ei电平的直流输入电压，以满足交流输入电压VAC为100V及最大负载功率为150W或更高功率的需要。从而，如上参考图15A所述，当开关元件Q1截止时，开关元件Q1和并联谐振电容Cr的两端将有1800V的谐振电压Vcr。
从而，开关元件Q1和并联谐振电容Cr应耐高压。因此，开关元件Q1和并联谐振电容Cr的尺寸相对来说较大。另外，特别是当用高耐压的开关元件Q1时，由于这种元件的饱和电压VCE(SAT)相对较高且保持时间tSTG和下降时间tf较长，以及电流放大系数hFE相对较低，所以难以将开关频率设定成较高数值。开关频率数值较低或下降使得开关损耗及驱动功率增大，这就增大电源电路功耗。
进而，在图11和12所示的电源电路中，正交控制变压器PRT的受控绕组NR串联连接到初级绕组N1和次级绕组N2之一上。这种设置会增大隔离变换变压器PIT的漏电感部分。
作为对策，可以将整个电源电路设置在具有通风孔的铝屏蔽壳内，且可以将连接输入输出线的连接件安装在电路板上。而这种对策会使电源电路的尺寸和重量都增大并且会增加其制造的复杂程度。
本发明的概述
本发明的一个方面在于提供一种可控功率负载相对较高、功率转换效率相对较高而尺寸相对较小、重量较轻的开关电源电路。
根据本发明的一个方面，提供一种开关电源电路，它包括：用于接收交流电源，生成电平等于交流电源电平的整流滤波电压，并将该整流滤波电压输出作为直流输入电压的整流滤波电路；一个将初级侧输出传输到次级侧的隔离变换变压器，其中隔离变换变压器具有一个形成于其间的气隙，能够获得一个弱耦合系数(k)；一开关电路，包括一用于使直流输入电压接入和断开以使其输出到隔离变换变压器初级绕组上的开关元件；一个由来自隔离变换变压器的初级绕组的漏电感分量和并联谐振电容器的电容形成的初级侧并联谐振电路，能使开关电路按电压谐振型电源电路进行操作；一次级侧并联谐振电路，它包括相互连接的隔离变换变压器绕组和次级侧并联谐振电容器，使得由隔离变换变压器次级绕组的漏电感部分和次级侧并联谐振电容器的电容形成并联谐振电路；一直流输出电压生成电路，它用于接收在隔离变换变压器的次级绕组上获得的交流电压，并借助一相加方式对该交流电压进行半波整流操作，从而产生一个次级侧直流输出电压；和一个恒压控制电路，它用于根据次级侧直流输出电压的电平来改变开关元件的开关频率，对次级侧输出电压进行恒压控制。
在本开关电源电路中，隔离变换变压器具有弱耦合，且在用于在初级侧上形成电压谐振变换器的并联谐振电路和次级侧上的并联谐振电路形成一个复合谐振变换器。而且，通过控制形成初级侧电压谐振变换器的开关元件频率可以进行恒压控制。因此该开关电源电路能够在一个很高的频率范围内改变开关频率。
代替倍压整流电路，本开关电源电路初级侧上包括一个用于产生等于其交流输入电压电平的整流滤波电压的全波整流电路。
因此，本开关电源电路可以包括一个复合谐振变换器，其中在初级侧上设置一个电压谐振变换器，在次级侧上设置一个并联谐振电路，并且在隔离变换变压器的中间磁路支臂中形成一个气隙，使得隔离变换变压器具有一个弱耦合状态，弱耦合系数高于预定值，且在次级侧上设置一个相加方式的半波整流电路。可以改变开关频率以进行恒压控制。
在本开关电源电路中，可以通过控制开关频率来实现恒压控制。此外，与其他电路相比可以将开关频率设定到相对高的数值，其中在对隔离变换变压器的电感进行控制的同时，可以使开关频率固定或者对电压谐振脉冲的宽度可变地进行控制。
当将开关频率设定在相对较高数值时，开关功耗降低，因此能够实现宽范围负载条件下功率转换效率的提高。
另外，由于次级侧上的并联谐振电路在恒压控制下工作，所以可以扩大恒压控制范围。
开关电源电路工作期间，当负载相对较重时，可以控制开关元件的开关频率以提高开关元件的导通时间。由于在此期间可以提供相对高电平的初级侧谐振电流和次级侧谐振电流，所以该开关电源电路能够适应较重的负载情况。因此，本开关电源电路能够提高最大负载功率。从而本开关电源电路可用于负载波动相当大的设备当中。
由于该开关电源电路能够提高最大负载功率，所以即使它采用在初级侧上由普通全波整流电路来代替倍压整流电路、以输入一与交流输入电压电平相对应的整流滤波电压的结构，它也能够充分地适应上述情况。
对于适应上述情况的传统开关电源电路，是利用一倍压整流电路来产生一个两倍于交流输入电压电平的整流滤波电压。在此电路中，初级侧上的开关元件或并联谐振电容应具有足以承受响应于整流滤波电压电平而产生的开关电压的耐压性能。
另一方面，对于本开关电源电路，由于等压整流电路和将开关频率提高到较高数值的能力，取决于整流滤波电压电平的初级侧并联谐振电压大大低于传统开关电源电路的对应电压，所以开关元件或初级侧谐振电容的耐压性能可低于传统开关电源电路开关元件或初级侧谐振电容的耐压性能，且与传统开关电源电路相比较可以具有较小的尺寸、较轻的重量和较高的性能。
因此本开关电源电路(可包括一电压谐振变换器)与传统的开关电源电路相比较，可具有相对小的尺寸和重量，可提供相对较高的功率转换效率和经改进的特性如负载功率特性。
当联系相关附图详细阅读时，根据以下所述实施例的详细说明使本发明的其他目的、特征和优点将变得更为清楚，在附图中，相应的部分用相同的参考标记来标注。
附图的简要说明
图1是根据本发明一实施例的电源电路图；
图2是图1电源电路中隔离变换变压器的剖视图；
图3A到3L是说明图1电源电路的操作情况时所参考的波形图；
图4和5是图1电源电路的操作特性图；
图6是设置在图1电源电路中的另一隔离变换变压器的剖视图；
图7所示的是图6中隔离变换变压器的磁通特性的示意图；
图8和9所示的是图1电源电路的变换型式图；
图10A和10B是图9电源电路变换型式的操作波形图；
图11和12是电源电路的电路图；
图13是可以用于图11或12电源电路中的隔离变换变压器的剖视图；
图14A和14B分别是当互感为+M和-M时、图13的隔离变换变压器图；及
图15A到15C为波形图。
优选实施例的详细描述
图1所示的是根据本发明一实施例的开关电源电路。此开关电源电路包括一些与前述参考图11和12的电源电路相同的部分。此外，图1的电源电路包括一类似于图11和12电源电路中的、在初级侧上具有开关元件(双极晶体管)的电压谐振型开关变换器。应当理解，相同的部分能以与前述基本相同的方式进行操作，为简单起见，下文当中不再对其进行进一步的说明。
在图1的电源电路中，由桥式整流电路Di和滤波电容Ci构成的全波整流电路可以用作为接收交流输入电压VAC并由其生成一直流输入电压Ei的整流滤波电路。整流滤波电压Ei的电平可等于交流输入电压VAC的电平。换句话说，图1的电源电路不象图11和12的电源电路中一样包括一个倍压整流电路。(在本说明书中，生成等于交流输入电压VAC电平的整流滤波电压Ei的全波整流电路被称作为“等压整流电路”。)
图1的电压谐振变换器包括与图11和12中的电源电路相似的、用于关元件Q1的自激振荡驱动电路。而图1的这种自激振荡驱动电路包括以不同于图11和12电源电路的方式插接在开关元件Q1的基极和初级侧接地端之间的基极电流限制电阻RB、用于谐振的电容CB和驱动绕组NB。
图1的开关电源电路进一步包括用作为饱和电抗器的正交控制变压器PRT，具有卷绕其上的检测绕组ND、驱动绕组NB和控制绕组NC。该正交控制变压器PRT用于驱动开关元件Q1和实现恒压控制。
变压器PRT具有一个三维磁心，其构成使每个各有四条磁路支臂的两个双通道形磁芯在其磁路支臂的末端相互连接在一起。检测绕组ND和驱动绕组NB绕着三维磁芯的两条预定磁路支臂之一、沿相同绕制方向卷绕，而控制绕组NC沿着垂直于检测绕组和驱动绕组绕制方向的方向绕制。检测绕组ND可串联设置在滤波电容Ci的正极和隔离变换变压器PIT的初级绕组N1之间、使得开关元件Q1的开关输出通过初级绕组N1传输到检测绕组ND上。可以利用在检测绕组ND上所获得的开关输出通过传输耦合来激励驱动绕组，从而在驱动绕组NB中产生用作为驱动电压的交流电压。结果，一驱动电流通过基极电流限制电阻RB从由绕组NB和电容CB(它形成自激振荡驱动电路)形成的直流谐振电路输入到开关元件Q1的基极。因此，开关元件Q1可以在取决于直流谐振电路(NB和CB)谐振频率的开关频率下进行开关操作。
在具有上述变压器PRT的电源电路中，受控绕组的电感部分可不串联连接到初级绕组N1或次级绕组N2。尽管初级绕组N1和检测绕组ND可以串联连接，但由于检测绕组ND的圈数相对来说较少，相对于隔离变换变压器PIT的漏电感来说，检测绕组ND的电感相对较低，因此，检测绕组ND的电感对隔离变换变压器PIT的漏电感的影响几乎可以忽略不计。
图2所示的是设置在图1电源电路中的隔离变换变压器PIT。如其中所示，变压器PIT可包括一EE形磁芯，它具有一对由铁氧体材料等制成并相互组合在一起、其磁路支臂彼此相对的E形磁芯CR1和CR2。初级绕组N1和次级绕组N2利用分裂式绕线架B彼此分别绕制在EE形磁芯的中心或中间磁路支臂上，该分裂式绕线架B具有用于初级侧和次级侧的分裂绕制部分。此外，在隔离变换变压器PIT中，可以在EE形磁芯的中间磁路支臂之间形成一个气隙G。此气隙G可以通过使E形磁芯CR1和CR2的中心磁路支臂短于两条外侧磁路支臂来形成。此外，隔离变换变压器PIT初级绕组N1的绕制方向和次级绕组N2的绕制方向可以一样，如图2中箭头所示。
结果，图2的变压器PIT具有耦合系数低于图11和12隔离变换变压器耦合系数的弱耦合。因此，难以达到饱和状态。图2变压器PIT的耦合系数k约为0.78。
关于图1电源电路的次级侧，该次级侧与图11电源电路的次级侧相似。特别是在该次级侧上，可由次级侧绕组N2和次级侧并联谐振电容C2形成次级侧并联谐振电路。此外，可以在次级侧上设置半波整流电路(可由电容C01和整流二极管D01，以及电容C02和整流二极管D02形成)以获得次级侧直流电压E01和E02。在此，也可获得类似于参考图14A所述的相加方式(+M，正向操作)整流操作。
下面将对由具有参考图1所述正交控制变压器PRT的电源电路所实现的恒压控制操作进行说明。
控制电路1根据次级侧直流输出电压电平(E01)的变化而改变输入到控制绕组NC中的控制电流(直流电流)电平，从而可变地控制卷绕在正交控制变压器PRT上的驱动绕组NB的电感LB。结果，可影响包括该驱动绕组NB电感LB的开关元件Q1自激振荡驱动电路的串联谐振电路的谐振状态。因此，开关元件Q1的开关频率可如下参考图3A到3L所述的进行变化。该操作可以稳定次级侧的直流输出电压。
关于开关频率控制，当次级侧输出电压由于负载下降或其他变化而升高时，开关频率可提高从而进行控制有效地抑制次级侧输出。
图1的电源电路可作为一个复合谐振开关变换器构成，其中在初级侧上设置一个用于进行电压谐振型开关操作的并联谐振电路，并且在次级侧上设置一个用于获得倍压全波整流操作的串联谐振电路。此外，为了恒压控制，电源电路可具有一个“自激振荡开关频率控制”系统，其中可以有效地控制自激振荡的开关频率。另外，电源电路可如此进行操作，使得当它改变开关频率时，它能够可变地控制开关元件Q1的导通时间TON，而又可以使开关元件截止的时间TOFF保持固定不变。此电源电路可以实现恒压控制操作、以可变地控制开关频率以实现开关输出的谐振阻抗控制，且同时在一个开关周期内实现开关元件的导通角控制(PWM控制)。可以利用一个控制电路系统实现此复合控制操作。
在图1的电源电路中，隔离变换变压器PIT的铁氧体EE型磁芯可以是一EE35型磁芯。此外，变压器PIT形成的耦合系数约为0.78时，气隙G值约为1毫米。变压器PIT的初级绕组N1和次级绕组N2分别为43匝和38匝。另外，关于变压器PIT的漏电感，初级绕组N1侧的电感L1和次级绕组N2侧的电感L2的数值分别为130μH(微亨)和100μH。还有初级侧上的并联谐振电容Cr和次级侧并联谐振电容C2的数值分别为5600PF(微微法)和0.022μF(微法)。
图3A到3L是涉及图1电源电路操作的波形图。更具体地说，图3A到3F所示的是当交流输入电压VAC为80V且负载功率为最大负载功率Pomax＝270W时、电源电路不同部分的操作波形，而图3G到3L所示的是当交流输入电压VAC为144V且负载功率为最小负载功率值Pomin0W时、同一部分的操作波形。
下面将描述图3A到3F中所示的操作。
开关元件Q1截止的时间TOFF约为3μs(微秒)，开关元件Q1导通的时间TON约为8.1μs，且开关频率约为100KHz(千赫)。此处，当开关元件Q1由于初级侧并联谐振电路作用在整流滤波电压Ei上而截止时，在开关元件Q1的并联电路和次级侧并联谐振电容Cr的两端上可产生谐振电压Vcp(图3A)。在本电源电路中，由于整流滤波电压Ei约是上述倍压整流所获得电压的1/2，所以可将谐振电压Vcp的峰值抑制到大约700V，而图11电源电路中产生的谐振电压Vcp约为1800V。因此，在图1的电源电路中，可以选择耐压性能大约为800V的器件作为开关元件和并联谐振电容Cr。
开关元件Q1一旦导通，阻尼电流便通过箝位二极管DD和开关元件Q1的基极-集电极流入初级绕组N1。在阻尼电流流动结束后的阻尼时间终止后，开关元件Q1的集电电流Icp首先从负电平突然向正电平上升，之后如图3C中所示有适度下降。此时，时间TON期间的集电极电流Icp的波形具有一个向右的下降斜度。结果，流过初级绕组N1的初级侧谐振电流I1和流过次级绕组N2的次级侧谐振电流I2在时间TOFF期间有一个变为负电平的电平突变，之后在与阻尼时间相对应的时间内再上升为正电平。之后，分别如图3B和3D中波形所示，电流I1和电流I2下降。如其中所示，此时，在时间TON期间，波形具有一个向右下降的斜度。
如图3B和3D中所示，初级侧谐振电流I1和次级侧谐振电流I2在较大部分时间TON内都是高电平。结果与传统电源电路相比较，图1的电源电路能够提高可用负载功率。
此电源电路的上述操作和特征归因于形成于隔离变换变压器PIT中间磁路支臂之间的气隙G，如上参考图2中所述，它提供了一种弱耦合状态。
关于次级侧的操作情况，次级绕组N2和次级侧并联谐振电容C2两端的次级侧谐振电压V2如图3F中所示，流过整流二极管D01的整流电流I3如图3E中所示。由图3E和3F的波形可见，次级侧谐振电压V2在整流二极管D01截止时间DOFF期间具有一个正弦波形式的负极性谐振脉冲波形，在整流二极管导通的时间DON期间，整流电流流过整流二极管D01且次级侧谐振电压V2具有一个电平等于直流输出电压(E0)的箝位波形。图3E和3F的波形表示对次级侧上产生的谐振电压的半波整流操作。
另一方面，如图3G到3L中所示，当交流输入电压VAC为144V且负载功率为最小负载功率时，由图3G中所示的初级侧上的并联谐振电压Vcp的波形可见，可以提高开关频率。此外，当开关频率改变时，如上文当中所述，时间TOFF可以固定不变，而时间TON(开关元件Q1的导通角)可以改变。结果，时间TON可以变短。例如，时间TOFF和时间TON大约都为3μs，开关频率约为170KHz。
换句话说，在图1的电源电路中，根据负载功率的变化情况，可以将开关频率控制在100KHz到170KHz的范围之内。因此，与图11和图12开关频率固定在大约50KHz的电路相比较，用图1的电路可以得到较高的开关频率。
如图3I中所示，集电极电流Icp呈现的波形与在TON的前半个周期时流过阻尼电流时的操作波形相对应，在TON的后半个周期，集电极电流Icp沿从集电极到射极的方向流动。此外，初级侧谐振电流I1和次级侧谐振电流I2分别具有如图3H和3J中所示的与开关周期相对应的正弦波形。此外，次级侧谐振电压V2具有与次级侧谐振电流I2相对应的正弦波形。
当开关频率升高而致使开关元件Q1的导通角(时间TON)下降时，次级侧整流二极管D01进行整流操作，从而使整流电流I3在开关元件Q1截止的时间DOFF内保持不变，并使开关元件Q1的导通时间DON缩短，如图3K中所示。由于整流电流I3此种操作波形的结果，可以大大扩大恒压控制范围。
当交流输入电压VAC是100V且负载功率范围为Pomin＝0W到Pomax＝270W时，图1电源电路具有如图4中所示的、开关元件Q1相对于负载功率变化的功率转换效率特性及开关频率fs和时间TON特性。如图4中的特性可见，当负载功率从最小负载功率Pomin＝0W增大到最大负载功率Pomax＝270W时，开关频率fs从大约170KHz下降到大约90KHz，而开关元件Q1导通的时间TON增大。这与上述参考图3所述的操作相一致。
当负载功率在最大值Pomax＝275W、且交流输入电压VAC在80V到144V之间时，如图5中所示，图1的电源电路可以具有开关元件Q1相对于交流输入电压VAC的功率转换效率特性、开关频率fs和时间TON特性。如图5中可见，当交流电压由80V升高至144V时，开关频率fs从约60KHz变为约150KHz，且开关元件Q1导通的时间TON下降。
进而，由图4和5可见，图1电源电路的功率转换效率约为92％。此功率转换效率明显高于功率转换效率约为84％的图11中电源电路的功率转换效率。这是由于在上述参考图1所述的正交控制变压器PRT的结构，在大约100KHz或更高的频率变化范围内对开关频率进行控制而得到的。
图1的电源电路可以进行下述改型。
改型的电源电路可以采用自激振荡型开关频率控制系统，可以形成一个包括初级侧上的电压谐振变换器的复合谐振变换器。隔离变换变压器PIT初级侧及次级侧上的结构如图8中所示(应当注意，在图8中，只给出了用于产生直流输出电压E01的滤波电容Ci、开关元件Q1、初级侧并联谐振电路(N1)、隔离变换变压器PIT，次级侧谐振电路(N2和C2)及次级侧半波整流电路(D01和C01))。在次级侧上，半波整流可以由一正向(forward)方式操作来实现。
在图8的改型电源电路中，隔离变换变压器PIT的磁芯结构除绕组绕向之外都于上述参考图2所述的磁芯结构相同。也就是说，如图6中所示，初级绕组N1的绕制方向和次级绕组N2的绕制方向彼此相反。在此隔离变换变压器PIT中，如图7中所示，流过初级绕组N1的初级侧谐振电流所产生的磁通量φ1和流过次级绕组N2的次级侧谐振电流所产生的磁通量φ2相互抵消。另一方面，当初级绕组N1和次级绕组N2的绕制方向与图2装置中相同时，磁通量φ1和磁通量φ2则相互叠加。
当在该改型电源电路中，磁通量φ1和磁通量φ2相互抵消时，形成隔离变换变压器PIT的铁氧体磁芯的磁通量密度低于磁通量φ1和磁通量φ2叠加在一起时的磁通量密度。由此可使铁氧体磁芯的铁损耗减少。例如，在具有图6所示隔离变换变压器PIT的图8电源电路中，最大负载功率Pomax＝270W时功耗大约减少1.5W。
上述改型电源电路的操作与参考波形图3A到3L所述的操作相同。
图9所示的是图1电源电路的另一改型实例。在图9中，与图1和8中相同的元件用同一标号来表示。图9的这些元件以同于前述参考图1和图8的方式进行操作和运行，因此，不再对其进行进一步的说明。
图9改型电源电路结构类似于图1中电源电路结构，具有与图6中隔离变换变压器相似的隔离变换变压器PIT。而图9这种改型电源电路不同于图8改型电源电路之处在于次级侧上半波整流电路的结构不同。在图9改型电源电路中，滤波电容C01的正极端连接到次级绕组N2的一端，而次级绕组N2的另一端通过整流二极管D01连接到次级侧接地端上。整流二极管D01的阳极连接到次级侧接地端上，其阴极连接到次级绕组N2上。此外，并联谐振电容C2并联连接到整流二极管D01上。而且，可以由并联谐振电容C2和次级绕组N2的漏电感形成次级侧并联谐振电路。
图9改型电源电路与图8改型电源电路一样，由于铁氧体磁芯铁损耗下降，可以降低功耗。
关于图9改型电源电路的操作，初级侧并联谐振电压Vcp的波形图如图10A中所示，而次级侧谐振电压V2的波形图如图10B中所示。由于如上参考图9所述次级侧形成的是半波整流电路，所以图10B中所示的次级侧谐振电压V2的波形图不同于图3F中所示的波形图。
尽管图1、8和9的电源电路结构中，都在初级侧上设置了一个自激电压谐振变换器，但并不仅限于此，也可以有其他结构，例如，用一个集成电路(IC)形式的振荡和驱动电路来代替自激振荡驱动电路以驱动电压谐振变换器的开关元件。
在此实例中，为了恒压控制，可以根据次级侧输出电压电平来可变地控制由振荡和驱动电路所产生的驱动信号波形。由于此控制，当次级侧输出电压电平升高时，所产生的驱动信号波形在开关元件截止的时间TOFF保持不变而开关元件的导通时间TON下降，以与前述参考图3A到3L所述的开关频率控制(导通角变化)操作相对应。由于此控制，该电源电路能够以参考图5所述相同方式进行操作。
当采用刚才所述的它激式结构时，可以不用正交控制变压器PRT。
此外，当采用上述它激式结构时，可以用将两个双极晶体管(BJT)按达灵顿连接方式连接成达灵顿电路来代替一个双极晶体管(BJT)形式的开关元件Q1。此外还可以用MOS-FET(MOS场效应晶体管，金属氧化物半导体)、IGBT(绝缘栅双极晶体管)或SIT(静电感应半导体闸流管)等来代替一个双极晶体管(BJT)形式的开关元件Q1。当用达灵顿电路或其他器件之一作为开关元件时，可以获得更高的效率。此外，当用任何一种器件作为开关元件时，可以改型用作开关元件的驱动电路结构以满足代替开关元件Q1的相应器件的特性。例如，如果用MOS-FET作为开关元件，则开关元件的驱动电路应以上述的它激式方式来驱动开关元件。
尽管在本说明书中对本发明的一个优选实施例及其变型进行了详细的说明，但应当理解，本发明并不限于此实施例和该变型，不脱离本发明实质和范围的、本领域的普通技术人员可以实现的其他变型和变化由附加的权利要求书进行限定。
工业实用性
如上所述，本发明的开关电源电路可以作为一个复合谐振变换器构成，其中在初级侧上设置了一个电压谐振变换器，在次级侧上设置了一个并联谐振电路。该开关电源电路包括具有一对E形磁芯的隔离变换变压器，E形磁芯具有外侧和中间磁路支臂，在其中间磁路支臂之间形成一个气隙，从而得到了一个耦合系数高于预定值的弱耦合状态。在次级侧上设置了一个相加方式的半波整流电路。可以改变用于将到隔离变换变压器的直流输入电压接通通和断开的开关元件的开关频率以进行恒压控制。因此，谐振型开关电源电路能够适应高负载功率并具有高功率转换效率，小尺寸和轻重量。

Claims (7)

1.一种开关电源电路，包括：
整流滤波装置，用于接收一交流电源、产生一电平等于交流电源电平的整流滤波电压并将该整流滤波电压输出作为一直流输入电压；
隔离变换变压器，用于将初级侧输出传输给次级侧，该隔离变换变压器具有一个形成于其中的气隙，从而具有一弱耦合的耦合系数(k)；
开关装置，包括一开关元件，该开关元件用于使直流输入电压接入和断开以使其输出到所述隔离变换变压器初级绕组中；
初级侧并联谐振电路，由隔离变换变压器初级绕组的漏电感部分和并联谐振电容器的电容构成，能使所述开关装置按电压谐振型进行操作；
次级侧并联谐振电路，包括隔离变换变压器的次级绕组和相连接的次级侧并联谐振电容，使得由隔离变换变压器次级绕组的漏电感部分和次级侧并联谐振电容器的电容构成一并联谐振电路；
直流输出电压生成装置，用于接收在隔离变换变压器次级绕组上获得的交流电压、并利用一相加方式对该交流电压进行半波整流操作而生成一个次级侧输出电压；及
恒压控制装置，用于根据次级侧直流电压的电平来改变开关元件的开关频率从而对次级侧输出电压进行恒压控制。
2.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中隔离变换变压器的初级绕组和次级绕组沿相同的绕制方向进行卷绕。
3.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中隔离变换变压器的初级绕组和次级绕组沿相反的绕制方向进行卷绕。
4.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中隔离变换变压器包括两个E形磁芯，每个磁芯具有外侧和中间磁路支臂，其中上述的气隙是两个E形磁芯中间磁路支臂之间的距离。
5.根据权利要求4所述的开关电源电路，其中所述气隙大约为1毫米。
6.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中耦合系数(k)值约为0.78。
7.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中所述的恒压控制装置包括一个正交控制变压器。
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