ES2246849T3 - Circuito de alimentacion de potencia conmutado. - Google Patents
Circuito de alimentacion de potencia conmutado.Info
- Publication number
- ES2246849T3 ES2246849T3 ES00925599T ES00925599T ES2246849T3 ES 2246849 T3 ES2246849 T3 ES 2246849T3 ES 00925599 T ES00925599 T ES 00925599T ES 00925599 T ES00925599 T ES 00925599T ES 2246849 T3 ES2246849 T3 ES 2246849T3
- Authority
- ES
- Spain
- Prior art keywords
- switching
- power supply
- voltage
- circuit
- winding
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33561—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having more than one ouput with independent control
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inorganic Insulating Materials (AREA)
- Crushing And Pulverization Processes (AREA)
- Lubricants (AREA)
- Apparatus For Radiation Diagnosis (AREA)
- Valve Device For Special Equipments (AREA)
- Fluid-Damping Devices (AREA)
- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
- Details Of Television Scanning (AREA)
- Television Receiver Circuits (AREA)
Abstract
Un circuito de suministro de potencia de conmutación, que comprende: medios rectificadores de suavización (Di, Ci), destinados a recibir un suministro de potencia de corriente alterna (AC) y que producen una tensión rectificada y suavizada (Ei) que tiene un nivel igual al del suministro de potencia de corriente alterna, y suministran como salida la tensión rectificada y suavizada como una tensión de entrada de corriente continua; un transformador convertidor aislante (PIT), destinado a transmitir una salida de lado primario a un lado secundario; medios de conmutación (Q1), que incluyen un elemento de conmutación destinado a conmutar la tensión de entrada de corriente continua en conexión y desconexión, de tal forma que sea suministrada como salida hacia un arrollamiento primario de dicho transformador convertidor aislante; un circuito de resonancia en paralelo del lado primario, formado a partir de un componente de inductancia de fuga desde dicho arrollamiento primario de dicho transformador convertidor aislante, y una capacidad (CB) de un condensador de resonancia en paralelo, al objeto de permitir a dichos medios de conmutación funcionar como un tipo de resonancia de tensión.
Description
Circuito de alimentación de potencia
conmutado.
La presente invención se refiere a un circuito de
suministro de potencia de conmutación, que puede ser utilizado como
suministro de potencia para aparatos electrónicos.
Un circuito de suministro de potencia de
conmutación que incluye un convertidor de conmutación de un tipo de
resonancia de tensión, es un circuito de suministro de potencia de
conmutación suave. En tal circuito, una tensión de impulso de
salida de conmutación y una corriente de salida de conmutación,
producidas por el convertidor de conmutación y suministradas a un
transformador de convertidor aislante, pueden tener formas o
perfiles de onda suaves. Como resultado, el convertidor de
conmutación puede generar un ruido relativamente bajo. Por otra
parte, dicho convertidor de conmutación puede estar formado a
partir de un número relativamente pequeño de partes.
La Figura 11 ilustra un circuito de suministro de
potencia de conmutación del tipo de resonancia de tensión. Tal
circuito de suministro de potencia de conmutación es susceptible de
hacerse funcionar con un suministro de potencia de corriente
alterna, CA, comercial de 100 V, del que se puede disponer en Japón
o en los Estados Unidos, y puede utilizarse con una potencia de
carga máxima de 150 W o más.
El circuito de suministro de potencia de
conmutación que se muestra en la Figura 11 incluye un circuito
rectificador de suavización, destinado a rectificar y suavizar el
suministro de potencia de corriente alterna comercial CA. El
circuito rectificador de suavización se ha formado como un circuito
rectificador y multiplicador de tensión, compuesto de un par de
diodos rectificadores Di1 y Di2, y un par de condensadores de
suavización Ci1 y Ci2. El circuito rectificador y multiplicador de
tensión puede producir una tensión de entrada de corriente continua
igual a aproximadamente dos veces una tensión de entrada de
corriente continua Ei, que es igual a un valor de pico de la tensión
de entrada de corriente alterna VAC. Por ejemplo, si la tensión de
entrada de corriente alterna VAC es 144 V, entonces la tensión de
entrada de corriente continua 2Ei es aproximadamente 400
V.
V.
El circuito rectificador y multiplicador de
tensión se ha adoptado como el circuito rectificador de suavización,
a fin de hacer posible una carga relativamente grande desde la
tensión de entrada de corriente alterna de 100 V, y la potencia de
carga máxima de 150 W o más. En otras palabras, la tensión de
entrada de corriente continua se establece como dos veces la
tensión normal, al objeto de suprimir la cantidad de corriente de
flujo entrante a un convertidor de conmutación situado en la
siguiente etapa, con el fin de mejorar la fiabilidad de los
componentes del circuito de suministro de potencia de
conmutación.
Se ha insertado una resistencia Ri limitadora de
sobrecorriente de entrada, en un recorrido o camino de corriente
rectificador del circuito rectificador y multiplicador de tensión
que se muestra en la Figura 11. Como resultado de ello, puede
suprimirse la sobrecorriente de entrada que podría fluir al interior
de los condensadores de suavización durante el suministro inicial
de potencia.
El circuito de suministro de potencia de
conmutación de la Figura 11 puede incluir un convertidor de
conmutación del tipo de resonancia de tensión, que tiene una
construcción de auto-excitación y que incluye un
único elemento de conmutación Q1. Dicho elemento de conmutación
puede ser un transistor bipolar (BJT: "junction
transistor"-transistor de efecto de unión). El colector del
elemento de conmutación Q1 está conectado a un extremo de un
arrollamiento primario N1 de un transformador de aislamiento de
potencia (PIT-"power isolation transformer"), convertidor y
aislante, y el emisor del elemento de conmutación Q1 está puesto a
tierra. La base del elemento de conmutación Q1 está conectada al
lado de electrodo positivo del condensador de suavización Ci2
(tensión suavizada y rectificada Ei), a través de una resistencia
de arranque RS ("starting resistor"). Como resultado de ello,
durante una operación de arranque, la corriente que se suministra a
la base del elemento de conmutación Q1 puede ser rectificada y
suavizada. Por otra parte, un circuito de resonancia para oscilación
auto-excitada está conectado entre la base del
elemento de conmutación Q1 y la tierra del lado primario, y se ha
formado a partir de una conexión en serie de un inductor LB, un
condensador de resonancia CB, un arrollamiento de activación de
detección NB, y una resistencia amortiguadora RB. El arrollamiento
de activación de detección NB está enrollado sobre el convertidor
de aislamiento PIT y, conjuntamente con el inductor LB, proporciona
la inductancia para el establecimiento de una frecuencia de
conmutación.
Se ha dispuesto un diodo de bloqueo o
estabilizador DD entre la base del elemento de conmutación Q1 y la
tierra del lado primario, y forma un camino para la corriente de
amortiguación que fluye cuando el elemento de conmutación Q1 está
desconectado.
Un condensador de resonancia en paralelo Cr está
conectado en paralelo entre el colector y el emisor del elemento de
conmutación Q1. Basándose en la capacidad del condensador de
resonancia en paralelo Cr y en una inductancia combinada (L1 y LR),
obtenida de una conexión en serie del arrollamiento primario N1 del
transformador convertidor aislante PIT, y de un arrollamiento
controlado NR de un transformador regulador de potencia
(PRT-"power regulating transformer") de control ortogonal, el
transistor de resonancia en paralelo Cr forma un circuito resonante
paralelo de un convertidor del tipo de resonancia de tensión.
Cuando el elemento de conmutación Q1 está desconectado, es posible
obtener un funcionamiento del tipo de resonancia de tensión por
parte del circuito de resonancia en paralelo, lo que hace que la
tensión Vcr a través del condensador de resonancia Cr exhiba una
onda pulsante con un perfil de onda senoidal.
Uno de los extremos del arrollamiento primario N1
del PIT está conectado al colector del elemento de conmutación Q1, y
el otro extremo del arrollamiento primario N1 se encuentra
conectado al arrollamiento controlado NR del PRT.
El PIT transmite una salida de conmutación del
elemento de conmutación Q1 al lado secundario.
En el lado secundario del transformador
convertidor aislante PIT, aparece una tensión alterna inducida por
el arrollamiento primario N1 en el arrollamiento secundario N2. Un
condensador de resonancia en paralelo C2 del lado secundario está
conectado en paralelo al arrollamiento secundario N2, al objeto de
formar un circuito de resonancia en paralelo. La tensión alterna
inducida en el arrollamiento secundario N2 es convertida en una
tensión de resonancia por el circuito de resonancia en paralelo.
Dicha tensión de resonancia se suministra a dos circuitos
rectificadores de media onda, de los que uno de tales circuitos
rectificadores de media onda incluye un diodo rectificador D01 y un
condensador de suavización C01, y el otro circuito rectificador de
media onda incluye un diodo rectificador D02 y un condensador de
suavización C02. Los dos circuitos rectificadores de media onda
producen dos tensiones de salida de corriente continua diferentes
E01 y E02. Los diodos rectificadores D01 y D02 pueden ser diodos
rectificadores del tipo de alta velocidad, al objeto de rectificar
la tensión alterna de un periodo de conmutación.
El circuito de control 1 es un amplificador de
error que es capaz de comparar una tensión de salida de corriente
continua del lado secundario con una tensión de referencia, y
suministrar una corriente continua correspondiente a un error entre
las mismas, como una corriente de control al arrollamiento de
control NC del transformador de control ortogonal PRT. Aquí, la
tensión de salida de corriente continua E01 y la tensión de salida
de corriente continua E02 pueden ser suministradas al circuito de
control 1 como una tensión de detección y como un suministro de
potencia de funcionamiento, respectivamente.
A título de ejemplo, si la tensión de salida de
corriente continua E02 del lado secundario varía en respuesta a una
variación de la tensión de entrada de corriente alterna VAC o de la
potencia de carga, entonces la corriente de control que ha de fluir
a través del arrollamiento de control NC, puede ser modificada
dentro del intervalo de 10 mA a 40 mA por el circuito de control 1.
Como resultado de ello, la inductancia LR del arrollamiento
controlado NR puede variar dentro del intervalo comprendido entre
0,1 mH y 0,6 mH.
Puesto que el arrollamiento controlado NR forma
un circuito de resonancia en paralelo que puede llevar a cabo una
operación de conmutación del tipo de resonancia de tensión, tal
como se ha descrito previamente, el estado de resonancia del
circuito de resonancia en paralelo puede variar con respecto a la
frecuencia de conmutación, que está fijada. Puede aparecer, a
través del circuito paralelo del elemento de conmutación Q1 y el
condensador de resonancia en paralelo Cr, un impulso de resonancia
con una forma de onda senoidal, debido al circuito de resonancia en
paralelo correspondiente a un periodo inactivo o de desconexión del
elemento de conmutación Q1, y la anchura del impulso de resonancia
puede ser controlada de forma variable mediante la modificación del
estado de resonancia del circuito de resonancia en paralelo. Como
tal, puede obtenerse una operación de control de modulación de
anchura de impulso (PWM-"pulse width modulation") para un
impulso de resonancia. El control de PWM de la anchura del impulso
de resonancia puede producirse durante el periodo de desconexión
del elemento de conmutación Q1, y, como resultado de ello, el
periodo de conexión del elemento de conmutación Q1 es controlado de
forma variable en el estado en el que la frecuencia de conmutación
está fijada. Como el periodo de conexión del elemento de
conmutación Q1 se controla de esta manera de forma variable, la
salida de conmutación transmitida desde el arrollamiento primario
N1 (que forma el circuito de resonancia en paralelo hacia el lado
secundario) varía, y el nivel o niveles de las tensiones de salida
de corriente continua E01 y E02 del lado secundario se controlan de
manera que sean una tensión constante. Se hace referencia aquí, en
lo sucesivo, a dicho método de control de tensión constante como
método de control de inductancia.
La Figura 12 ilustra otro circuito de suministro
de potencia de conmutación del tipo de resonancia de tensión. Los
elementos de la Figura 12 que son similares a los de la Figura 11
se denotan con los mismos caracteres de referencia y, por el
interés de la brevedad, se ha omitido aquí una descripción adicional
de los mismos.
En el circuito de suministro de potencia de la
Figura 12, se ha proporcionado en el lado secundario un
arrollamiento controlado de un transformador de control ortogonal
PRT. Dicho arrollamiento controlado del transformador de control
ortogonal PRT puede incluir dos arrollamientos controlados NR y
NR1. El arrollamiento controlado NR se ha dispuesto en serie entre
un extremo del arrollamiento secundario N2 y el ánodo del diodo
rectificador D01. El arrollamiento controlado NR1 se ha dispuesto en
serie entre una salida de toma del arrollamiento secundario N2 y el
ánodo del diodo rectificador D02. En dicha configuración, se forma
un circuito de resonancia en paralelo del lado secundario, el cual
incluye componentes de inductancia de los arrollamientos controlados
NR y NR1.
En la disposición de la Figura 12, en la cual los
arrollamientos controlados (NR y NR1) del transformador de control
ortogonal PRT se han dispuesto en el lado secundario, el
transformador de control ortogonal PRT funciona de tal manera que,
a medida que la inductancia del arrollamiento controlado NR se hace
variar de acuerdo con un método de control de la inductancia, la
anchura de impulso de una tensión de resonancia V2 del condensador
de resonancia en paralelo C2 del lado secundario, esto es, el
ángulo de continuidad de los diodos rectificadores del lado
secundario, se controla de forma variable. Dicho control del nivel
de salida en el lado secundario permite conseguir un control de
tensión constante.
El transformador convertidor aislante PIT
proporcionado en los circuitos de suministro de potencia de las
Figuras 11 y 12 se ilustra en la Figura 13. Como se muestra en
ella, el transformador convertidor aislante PIT incluye un núcleo
conformado en EE que tiene un par de núcleos conformados en E, CR1
y CR2, que pueden estar hechos de un material ferrítico. Estos
núcleos conformados en E pueden combinarse uno con otro de tal
manera que las patas magnéticas de los mismos queden situadas
opuestas unas con otras, y de modo que no se proporcione ningún
espacio de separación o entrehierro entre medias de las patas
magnéticas. El arrollamiento primario N1 y el arrollamiento
secundario N2 se arrollan, independientemente uno de otro, sobre las
patas magnéticas centrales del núcleo conformado en EE, con el uso
de una bobina B. Como resultado de ello, puede obtenerse un
acoplamiento flojo o débil (por ejemplo, el coeficiente de
acoplamiento k puede tener un valor de aproximadamente 0,9) entre
el arrollamiento primario N1 y el arrollamiento secundario N2.
En el transformador convertidor aislante PIT, la
inductancia mutua M entre la inductancia L1 del arrollamiento
primario N1 y la inductancia L2 del arrollamiento secundario N2
puede tener un valor +M (modo aditivo) o un valor -M (modo
sustractivo), dependiendo de la relación entre las polaridades
(sentidos de arrollamiento) del arrollamiento primario N1 y del
arrollamiento secundario N2, y de la conexión de los diodos
rectificadores D01 y D02. Por ejemplo, si dichos componentes tienen
una configuración como la que se muestra en la Figura 14A, entonces
la inductancia mutua es +M; sin embargo, si tales componentes
tienen una configuración como la mostrada en la Figura 14B,
entonces la inductancia mutua es -M.
Las Figuras 15A a 15C ilustran las formas de onda
de funcionamiento, en un periodo de conmutación, del circuito de
suministro de potencia de la Figura 11. En estas Figuras, los
caracteres de referencia TON y TOFF denotan periodos en los que el
elemento de conmutación Q1 está, respectivamente, conectado y
desconectado, y los caracteres de referencia DON y DOFF denotan
periodos en los cuales el diodo rectificador D01 del lado
secundario está, respectivamente, conectado y desconectado.
La tensión de resonancia Vcr a través del
elemento de conmutación Q1 y del condensador de resonancia en
paralelo Cr tiene una forma de onda similar a un impulso con un
perfil de onda senoidal, dentro de un periodo TOFF (como se muestra
en la Figura 15A) en el que el elemento de conmutación Q1 está
desconectado y el funcionamiento del convertidor de conmutación es
un funcionamiento del tipo de resonancia de tensión. El nivel de
pico del impulso de la tensión de resonancia Vcr es aproximadamente
1.800 V, lo cual se debe a la impedancia del circuito de resonancia
en paralelo del lado primario del convertidor de resonancia de
tensión, que actúa bajo la tensión de entrada de corriente continua
de 2Ei, obtenida por la rectificación de multiplicación de
tensión.
Por lo que respecta al funcionamiento del lado
secundario, el diodo rectificador D01 funciona de tal manera que la
corriente rectificada fluye dentro de un periodo DON que es
aproximadamente igual al periodo TON del elemento de conmutación
Q1, como se muestra en la Figura 15C. Este funcionamiento se basa en
la inductancia mutua +M (modo aditivo), anteriormente descrita con
referencia a la Figura 14. Se obtiene también una regulación
temporal de funcionamiento sustancialmente similar por lo que
respecta al diodo rectificador D02.
Como resultado de la operación de rectificación
anteriormente descrita, la tensión de resonancia V2 a través del
condensador de resonancia en paralelo C2 del lado secundario se
convierte en una forma de onda senoidal que presenta un nivel de
pico igual a entre dos veces y 3,5 veces la tensión de salida de
corriente continua E0 (E01 o E02) dentro del periodo DOFF en el que
el diodo rectificador D01 está desconectado, y un nivel de tensión
igual a la tensión de salida de corriente continua E0 (E01 o E02)
dentro del periodo DON en el que el diodo rectificador D01 está
conectado, tal como se muestra en la Figura 15B.
En los convertidores de resonancia de tensión que
se han descrito anteriormente con referencia a las Figuras 11 a 15C,
se obtiene una tensión de entrada de corriente continua que tiene
un nivel de 2Ei, con el uso del sistema de rectificación de
multiplicación de tensión, al objeto de satisfacer la condición de
una tensión de entrada de corriente alterna VAC de 100 V de
corriente alterna, y una potencia de carga máxima de 150 W o más.
En consecuencia, como se ha descrito aquí anteriormente en relación
con la Figura 15A, aparece la tensión de resonancia Vcr de 1.800 V a
través del elemento de conmutación Q1 y del condensador de
resonancia en paralelo Cr cuando el elemento de conmutación Q1 está
desconectado.
Por lo tanto, el elemento de conmutación Q1 y el
condensador de resonancia en paralelo Cr deberán ser capaces de
soportar una tensión elevada. Como resultado, el elemento de
conmutación Q1 y el condensador de resonancia en paralelo Cr tienen
tamaños relativamente grandes. Por otra parte, y particularmente
cuando se utiliza un elemento de conmutación Q1 que soporta
tensiones elevadas, como tal elemento tiene un valor relativamente
elevado de tensión de saturación VCE (SAT) y un tiempo de
almacenamiento tSTG y un tiempo de caída tf largos, y presenta un
factor de amplificación de corriente hFE relativamente bajo, puede
resultar difícil ajustar la frecuencia de conmutación en un valor
relativamente elevado. Un valor bajo o una disminución de la
frecuencia de conmutación puede incrementar las pérdidas de
conmutación y la potencia de accionamiento, lo que puede
incrementar las pérdidas de potencia del circuito de suministro de
potencia.
Por otra parte, en los circuitos de suministro de
potencia que se muestran en las Figuras 11 y 12, el arrollamiento
controlado NR del transformador de control ortogonal PRT está
conectado en serie a uno de entre el arrollamiento primario N1 y el
arrollamiento secundario N2. Dicha disposición puede incrementar un
componente de inductancia de fuga del transformador convertidor
aislante PIT.
Como contramedida, puede disponerse la totalidad
del circuito de suministro de potencia en una caja de protección de
aluminio que tenga orificios de ventilación formados en ella, y
puede montarse sobre una placa de circuito un conectador para la
conexión de líneas de entrada y de salida. Sin embargo, dicha
contramedida puede incrementar el tamaño y el peso del circuito de
suministro de potencia, y puede incrementar la complejidad de la
fabricación del mismo.
El documento JP 8066026 describe un circuito de
potencia de modo de conmutación de acuerdo con el preámbulo de la
reivindicación 1.
El documento
US-A-5783984 describe un
transformador y un inductor integrados, dispuestos en una única
estructura de núcleo para proporcionar una función de coincidencia
de impedancia y un inductor en serie con el secundario
transformado, que incluye: una estructura de núcleo de
transformador, que tiene una pata primaria, una pata secundaria y
una pata central, que contiene un espacio de separación o
entrehierro de aire, de tal manera que dicha pata central se ha
dispuesto paralela a dicha pata primaria y a dicha pata secundaria,
por lo que dicho espacio de separación de aire proporciona el
control del valor de dicho inductor; el arrollamiento primario se ha
dispuesto sobre dicha pata primaria; y un arrollamiento secundario
sobre dicha pata secundaria.
Es un objeto de la presente invención
proporcionar un circuito de suministro de potencia de conmutación
que pueda manejar una carga de potencia relativamente elevada,
presente una eficiencia en la conversión de potencia relativamente
alta, y tenga un tamaño relativamente pequeño y un peso ligero.
De acuerdo con un aspecto de la presente
invención, se proporciona un circuito de suministro de potencia de
conmutación que comprende un circuito rectificador de suavización,
destinado a recibir un suministro de potencia de corriente alterna
y que produce una tensión rectificada y suavizada que tiene un nivel
igual al del suministro de potencia de corriente alterna, y
suministra como salida la tensión rectificada y suavizada como una
tensión de entrada de corriente continua; un transformador
convertidor aislante, destinado a transmitir una salida de lado
primario a un lado secundario, de tal manera que el transformador
convertidor aislante tiene un espacio de separación formado en su
interior, de modo que se obtiene una eficiencia de acoplamiento (k)
para un acoplamiento débil; un circuito de conmutación, que incluye
un elemento de conmutación destinado a conmutar la tensión de
entrada de corriente continua en conexión y desconexión, de tal
forma que sea suministrada como salida hacia un arrollamiento
primario del transformador convertidor aislante; un circuito de
resonancia en paralelo del lado primario, formado a partir de un
componente de inductancia de fuga desde el arrollamiento primario
del transformador convertidor aislante, y una capacidad de un
condensador de resonancia en paralelo, al objeto de permitir al
circuito de conmutación funcionar como un tipo de resonancia de
tensión, un circuito de resonancia en paralelo de lado secundario,
que incluye un arrollamiento secundario del transformador
convertidor aislante y un condensador de resonancia en paralelo de
lado secundario, conectados de tal modo que se forma un circuito de
resonancia en paralelo a partir de un componente de inductancia de
fuga del arrollamiento secundario del transformador convertidor
aislante y una capacidad del condensador de resonancia en paralelo
de lado secundario; un circuito de producción de tensión de salida
de corriente continua, destinado a recibir una tensión alterna
obtenida en el arrollamiento secundario del transformador
convertidor aislante, y llevar a cabo una operación de
rectificación de media onda mediante modo aditivo para la tensión
alterna, a fin de producir una tensión de salida de corriente
continua del lado secundario; y un circuito de control de tensión
constante, destinado a variar una frecuencia de conmutación del
elemento de conmutación en respuesta a un cierto nivel de la
tensión de salida de corriente continua de lado secundario, con el
fin de llevar a cabo un control de tensión constante de la tensión
de salida del lado secundario.
En el presente circuito de suministro de potencia
de conmutación, el transformador convertidor aislante tiene un
acoplamiento débil, y el circuito de resonancia en paralelo para
formar un convertidor de resonancia de tensión en el lado primario,
y el circuito de resonancia en paralelo del lado secundario, forman
un convertidor de resonancia compuesto. Por otra parte, el control
de tensión constante se realiza controlando la frecuencia de
conmutación del elemento de conmutación que constituye el
convertidor de resonancia de tensión del lado primario. El circuito
de potencia de conmutación puede, de esta forma, funcionar para
variar la frecuencia de conmutación dentro de un intervalo de
frecuencias elevado.
En lugar de un circuito rectificador y
multiplicador de tensión, el presente circuito de suministro de
potencia de conmutación puede incluir, en el lado primario, un
circuito rectificador de onda completa destinado a producir una
tensión rectificada y suavizada igual al nivel de la tensión de
corriente alterna de entrada al mismo.
En consecuencia, el presente circuito de
suministro de potencia de conmutación puede incluir un convertidor
de resonancia compuesto en el que se ha dispuesto, en el lado
primario, un convertidor de resonancia de tensión, y se ha
proporcionado, en el lado secundario, un circuito de resonancia en
paralelo, y se ha formado un espacio de separación o entrehierro en
una pata magnética intermedia de un transformador convertidor
aislante, de tal manera que el transformador convertidor aislante
puede tener un estado de acoplamiento débil y un coeficiente de
acoplamiento más alto que un valor predeterminado, y se ha
proporcionado, en el lado secundario, un circuito rectificador de
media onda de un modo aditivo. La frecuencia de conmutación se hace
variar para llevar a cabo el control de tensión constante.
En el presente circuito de suministro de potencia
de conmutación, puede llevarse a cabo el control de tensión
constante mediante el control de frecuencia de conmutación. Además,
la frecuencia de conmutación puede ajustarse en un nivel
relativamente alto, en comparación con otros circuitos en los que el
control de inductancia del transformador convertidor aislante se
lleva a cabo mientras la frecuencia de conmutación está fija o la
anchura de un impulso de resonancia de tensión se controla de forma
variable.
Cuando la frecuencia de conmutación se ajusta en
un nivel relativamente alto, las pérdidas de potencia por la
conmutación decrecen y, como resultado, puede lograrse un
incremento en la eficiencia de la conversión de potencia a lo largo
de un amplio intervalo de condiciones de carga.
Por otra parte, como el circuito de resonancia en
paralelo situado en el lado secundario funciona con un control de
tensión constante, el intervalo del control de tensión constante
puede ser extendido.
En el curso de un funcionamiento del circuito de
suministro de potencia de conmutación, cuando la carga es
relativamente grande, la frecuencia de conmutación del elemento de
conmutación puede ser controlada con el fin de incrementar el
periodo de conexión del elemento de conmutación. Como es posible
suministrar, durante el periodo, niveles relativamente altos de
corriente de resonancia en el lado primario y de corriente de
resonancia en el lado secundario, el circuito de suministro de
potencia de conmutación es capaz de manejar el estado de carga
grande. Como resultado de ello, puede lograrse con el presente
circuito de suministro de potencia de conmutación un incremento en
la potencia de carga máxima. En consecuencia, el presente circuito
de suministro de potencia de conmutación puede ser aplicado a un
aparato que exhiba una gran fluctuación en la carga.
Como el circuito de suministro de potencia de
conmutación puede incrementar la potencia de carga máxima, es capaz
de manejar con suficiencia el estado descrito anteriormente,
incluso si se ha construido de tal manera que, en lugar de un
circuito rectificador y multiplicador de tensión, se emplee en el
lado primario un circuito rectificador de onda completa ordinario,
de tal manera que pueda ser suministrada como entrada una tensión
rectificada y suavizada, correspondiente al nivel de tensión de
entrada de corriente alterna.
Para que un circuito de suministro de potencia de
conmutación convencional maneje el estado anteriormente descrito,
éste se sirve de un circuito rectificador y multiplicador de
tensión para producir una tensión rectificada y suavizada igual a
dos veces el nivel de tensión de entrada de corriente alterna. Por
lo tanto, en dicho circuito, el elemento de conmutación o el
condensador de resonancia en paralelo situado en el lado primario,
habrá de tener una propiedad de soportar la tensión, ante una
tensión de conmutación generada en respuesta al nivel de tensión
rectificada y suavizada.
Por otro lado, por lo que respecta al presente
circuito de suministro de potencia de conmutación, puesto que la
tensión de resonancia en paralelo de lado primario, que depende de
un nivel de tensión rectificada y suavizada, es mucho más baja que
la del circuito de suministro de potencia de conmutación
convencional, como resultado del circuito rectificador de tensión
igual y de la facultad de elevar la frecuencia de conmutación a un
nivel alto, el elemento de conmutación o el condensador de
resonancia del lado primario puede tener una propiedad de soportar
la tensión inferior a la del circuito de suministro de potencia de
conmutación convencional, y puede tener un tamaño más pequeño, un
peso inferior y características superiores, en comparación con las
del circuito de suministro de potencia de conmutación
convencional.
De esta forma, el presente circuito de suministro
de potencia de conmutación (que puede incluir un convertidor de
resonancia de tensión) puede tener un tamaño y un peso
relativamente pequeños, es capaz de proporcionar una eficiencia de
conversión de potencia relativamente alta, así como características
mejoradas, tales como una característica de potencia de carga, en
comparación con el circuito de suministro de potencia de
conmutación convencional.
Otros objetos, características y ventajas de
conformidad con la presente invención, se pondrán de manifiesto a
partir de la siguiente descripción detallada de las realizaciones
que se ilustran, cuando se lean en conjunción con los dibujos que
se acompañan, en los cuales los componentes correspondientes se han
identificado con los mismos números de referencia.
La Figura 1 es un diagrama de un circuito de
suministro de potencia de acuerdo con una realización de la presente
invención;
la figura 2 es una vista en corte de un
transformador convertidor aislante dispuesto en el circuito de
suministro de potencia de la Figura 1;
las Figuras 3A a 3L son diagramas de forma de
onda a los que se hará referencia a la hora de explicar el
funcionamiento del circuito de suministro de potencia de la Figura
1;
las Figuras 4 y 5 son diagramas de
características de funcionamiento del circuito de suministro de
potencia de la Figura 1;
la Figura 6 es una vista en corte de otro
transformador convertidor aislante que puede proporcionarse en el
circuito de suministro de potencia de la Figura 1;
la Figura 7 es un diagrama que ilustra una
característica de flujo magnético del transformador convertidor
aislante de la Figura 6;
las Figuras 8 y 9 son diagramas que ilustran
modificaciones del circuito de suministro de potencia de la Figura
1;
las Figuras 10A y 10B son diagramas de forma de
onda que corresponden a un funcionamiento del circuito de suministro
de potencia modificado que se muestra en la Figura 9;
las Figuras 11 y 12 son diagramas de circuito de
circuitos de suministro de potencia;
la Figura 13 es una vista en corte de un
transformador convertidor aislante que puede ser utilizado en el
circuito de suministro de potencia de la Figura 11 ó la Figura
12;
las Figuras 14A y 14B son diagramas del
transformador convertidor aislante de la Figura 13 cuando la
inductancia mutua es +M o -M, respectivamente; y
las Figuras 15A a 15C son diagramas de forma o
perfil de onda.
La Figura 1 ilustra un circuito de suministro de
potencia de conmutación de acuerdo con una realización de la
presente invención. Dicho circuito de suministro de potencia
incluye un cierto número de componentes similares a los de los
circuitos de suministro de potencia previamente descritos con
referencia a las Figuras 11 y 12. Además, el circuito de suministro
de potencia de la Figura 1 incluye un convertidor de conmutación
del tipo de resonancia de tensión, que tiene un elemento de
conmutación (transistor bipolar) en el lado primario, que es
similar al de los circuitos de suministro de potencia de las
Figuras 11 y 12. Como se ha de apreciar, los componentes similares
pueden funcionar o comportarse de una forma sustancialmente similar
a la que se ha descrito previamente y, en el interés de la
brevedad, se ha omitido aquí una descripción adicional de tales
componentes similares.
En el circuito de suministro de potencia de la
Figura 1, puede proporcionarse un circuito rectificador de onda
completa, compuesto de un circuito de puente rectificador Di y un
condensador de suavización Ci, como circuito rectificador de
suavización que recibe una tensión de entrada de corriente alterna
VAC y produce a partir de ella una tensión de entrada de corriente
continua Ei. La tensión rectificada y suavizada Ei puede tener un
nivel igual al de la tensión de entrada de corriente alterna VAC. En
otras palabras, el circuito de suministro de potencia de la Figura
1 no incluye un circuito rectificador y multiplicador de tensión,
como el que está presente en los circuitos de suministro de potencia
de las Figuras 11 y 12. (En la presente Memoria, se hace referencia
a un circuito rectificador de onda completa que produce una tensión
rectificada y suavizada Ei igual al nivel de la tensión de entrada
de corriente alterna VAC, como un "circuito rectificador de
tensión igual".)
El convertidor de resonancia de tensión de la
Figura 1 incluye un circuito de activación de oscilación
auto-excitado para el elemento de conmutación Q1,
similar a los circuitos de suministro de potencia de las Figuras 11
y 12. Sin embargo, dicho circuito de activación de oscilación
auto-excitado de la Figura 1 incluye una resistencia
RB de limitación de corriente de base, un condensador CB para
resonancia y un arrollamiento de activación NB, insertado entre la
base del elemento de conmutación Q1 y la tierra del lado primario,
de una manera diferente de las de los circuitos de suministro de
potencia de las Figuras 11 y
12.
12.
El circuito de suministro de potencia de
conmutación de la Figura 1 incluye adicionalmente un transformador
de control ortogonal PRT, en la forma de un reactor saturable que
tiene, enrollados sobre él, un arrollamiento de detección ND, un
arrollamiento de activación NB y un arrollamiento de control NC. El
transformador de control ortogonal PRT está diseñado para activar
el elemento de conmutación Q1 y para llevar a cabo el control de
tensión constante.
El transformador PRT puede tener un núcleo
tridimensional, formado de tal manera que se unen entre sí dos
núcleos con forma de doble canal, cada uno de los cuales tiene
cuatro patas magnéticas, por los extremos de las patas magnéticas de
los mismos. El arrollamiento de detección ND y el arrollamiento de
activación NB se encuentran arrollados en el mismo sentido de
arrollamiento en torno a dos patas predeterminadas de entre las
patas magnéticas del núcleo tridimensional, y el arrollamiento de
control NC está arrollado en una dirección ortogonal o
perpendicular a la del arrollamiento de detección ND y del
arrollamiento de activación NB. El arrollamiento de detección ND
puede estar dispuesto en serie entre el electrodo positivo del
condensador de suavización Ci y un arrollamiento primario N1 de un
transformador convertidor aislante PIT, de tal manera que la salida
de conmutación del elemento de conmutación Q1 es transmitida al
arrollamiento de detección ND a través del arrollamiento primario
N1. El arrollamiento de activación NB puede ser excitado, a través
de un acoplamiento de transferencia, por parte de la salida de
conmutación obtenida en el arrollamiento de detección ND, de tal
modo que puede generarse una tensión alterna como tensión de
excitación en el arrollamiento de activación NB. Como resultado de
ello, es posible suministrar una corriente de excitación, a través
de la resistencia RB limitadora de corriente de base, a la base del
elemento de conmutación Q1 desde un circuito resonante de corriente
continua formado por el arrollamiento NB y el condensador CB (que
forma el circuito de activación de oscilación
auto-excitado). En consecuencia, el elemento de
conmutación Q1 puede llevar a cabo una operación de conmutación con
una frecuencia de conmutación que depende de la frecuencia de
resonancia del circuito de resonancia de corriente continua (NB y
CB).
En el circuito de suministro de potencia que
tiene el transformador PRT anteriormente descrito, puede no estar
conectado en serie un componente de inductancia de un arrollamiento
controlado, bien al arrollamiento primario N1 o bien al
arrollamiento secundario N2. Aunque el arrollamiento primario N1 y
el arrollamiento de detección ND pueden estar conectados en serie,
puesto que el número de vueltas del arrollamiento de detección ND
es relativamente pequeño, la inductancia del arrollamiento de
detección ND es relativamente baja con respecto a la inductancia de
fuga del transformador convertidor aislante PIT y, como tal, la
influencia de la inductancia del arrollamiento de detección ND
sobre la inductancia de fuga del transformador convertidor aislante
PIT puede ser casi ignorada.
La Figura 2 ilustra el transformador convertidor
aislante PIT dispuesto en el circuito de suministro de potencia de
la Figura 1. Como se ha mostrado aquí, el transformador PIT puede
incluir un núcleo conformado con forma de EE, que tiene un par de
núcleos conformados en E, CR1 y CR2, que pueden estar fabricados de
un material ferrítico o similar y combinarse uno con otro de tal
manera que las patas magnéticas de los mismos queden situadas
opuestas entre sí. El arrollamiento primario N1 y el arrollamiento
secundario N2 se encuentran enrollados independientemente uno de
otro sobre el centro o patas magnéticas centrales del núcleo
conformado en EE, con el uso de una bobina dividida B que tiene
porciones de bobina divididas para el lado primario y para el lado
secundario. Por otra parte, en el transformador convertidor aislante
PIT, puede formarse un espacio de separación o entrehierro G entre
las patas magnéticas centrales del núcleo conformado en EE. Dicho
espacio de separación G puede formarse al haberse dispuesto las
patas magnéticas centrales de los núcleos conformados en E CR1 y CR2
más cortas que las dos patas magnéticas exteriores. Además, el
sentido de arrollamiento del arrollamiento primario N1 y el del
arrollamiento secundario N2 del transformador convertidor aislante
PIT pueden ser coincidentes uno con otro, tal como se indica con las
flechas de la Figura 2.
Como resultado, el transformador PIT de la Figura
2 puede tener un acoplamiento débil, con un coeficiente de
acoplamiento inferior a los de los transformadores convertidores
aislantes PIT de las Figuras 11 y 12. En consecuencia, es menos
probable que se alcance un estado de saturación. El coeficiente de
acoplamiento k del transformador PIT de la Figura 2 puede tener un
valor de aproximadamente 0,78.
En relación con el lado secundario del circuito
de suministro de suministro de potencia de la Figura 1, dicho lado
secundario puede ser similar al del circuito de suministro de
potencia de la Figura 11. Más concretamente, puede formarse, en el
lado secundario, un circuito de resonancia en paralelo de lado
secundario a partir del arrollamiento secundario N2 y del
condensador de resonancia en paralelo C2 de lado secundario.
Además, pueden disponerse en el lado secundario circuitos
rectificadores de media onda (que pueden estar formados a partir del
condensador C01 y el diodo rectificador D01, y del condensador C02
y el diodo rectificador D02), al objeto de obtener tensiones de
corriente continua de lado secundario E01 y E02. De aquí, es posible
obtener una operación de rectificación en modo aditivo (+M;
operación directa) similar a la que se ha descrito en relación con
la Figura 14A.
A continuación se describirá un funcionamiento de
control de tensión constante que puede ser llevado a cabo por el
circuito de suministro de potencia que tiene el transformador de
control ortogonal PRT que se ha descrito anteriormente con
referencia a la Figura 1.
Un circuito de control 1 puede modificar el nivel
de una corriente de control (corriente continua) que se suministra
al arrollamiento de control NC en respuesta a una variación en el
nivel de tensión de salida de corriente continua del lado
secundario (E01), a fin de controlar de forma variable la
inductancia LB del arrollamiento de activación NB enrollado sobre
el transformador de control ortogonal PRT. Como resultado de ello,
puede resultar afectado el estado de resonancia del circuito de
resonancia en serie contenido en el circuito de activación de
oscilación auto-excitado para el elemento de
conmutación Q1, que puede incluir la inductancia LB del
arrollamiento de activación NB. En cuanto a ella, la frecuencia de
conmutación del elemento de conmutación Q1 puede variar como se
describe aquí en lo que sigue, con referencia a las Figuras 3A a 3L.
Dicho funcionamiento puede estabilizar la tensión de salida de
corriente continua del lado secundario.
Con respecto al control de la frecuencia de
conmutación, cuando la tensión de salida del lado secundario crece
como consecuencia de una reducción en la carga o de otro cambio, la
frecuencia de conmutación puede aumentarse de tal manera que se
lleve a cabo un control para suprimir la salida del lado
secundario.
El circuito de suministro de potencia de la
Figura 1 puede haberse formado como un convertidor de conmutación de
resonancia compuesto en el cual se ha dispuesto en el lado primario
un circuito de resonancia en paralelo para realizar una operación
de conmutación del tipo de resonancia de tensión, y se ha
proporcionado en el lado secundario un circuito de resonancia en
serie para obtener una operación de rectificación de onda completa
y multiplicadora de tensión. De manera adicional, para el control de
tensión constante, el circuito de suministro de potencia puede
tener un sistema de "control de frecuencia de conmutación de
oscilación auto-excitado", en el cual la
frecuencia de conmutación de la oscilación
auto-excitada se controla de forma variable.
Además, el circuito de suministro de potencia puede funcionar de tal
manera que, cuando modifica la frecuencia de conmutación, controla
de forma variable el periodo TON dentro del cual el elemento de
conmutación Q1 está conectado, en tanto que mantiene fijo el periodo
TOFF dentro del cual el elemento de conmutación Q1 está
desconectado. Puede considerarse que dicho circuito de suministro
de potencia lleva a cabo un funcionamiento de control de tensión
constante con el fin de controlar de forma variable la frecuencia de
conmutación para efectuar un control de impedancia de resonancia
para la salida de conmutación, y llevar a cabo simultáneamente un
control de ángulo de continuidad (control de PWM) del elemento de
conmutación en un periodo de conmutación. Este funcionamiento de
control compuesto se realiza con un único sistema de circuito de
control.
En el circuito de suministro de potencia de la
Figura 1, el núcleo de tipo de EE de ferrita del transformador
convertidor de aislamiento PIT puede ser un núcleo del tipo EE 35.
Por otra parte, el espacio de separación G del transformador PIT
puede tener un valor de aproximadamente 1 mm, con un coeficiente de
acoplamiento resultante de aproximadamente 0,78. Por otra parte, el
arrollamiento primario N1 y el arrollamiento secundario N2 del
transformador PIT pueden ser 43 T y 38 T, respectivamente. De
manera adicional, con respecto a las inductancias de fuga del
transformador PIT, la inductancia L1 del lado del arrollamiento
primario N1, y la inductancia L2 del arrollamiento secundario N2
pueden tener valores de 130 \muH y 100 \muH, respectivamente.
Además, el condensador de resonancia en paralelo Cr dispuesto en el
lado primario, y el condensador de resonancia en paralelo C2 de
lado secundario pueden tener valores de 5.600 pF y 0,022 \muF,
respectivamente.
Las Figuras 3A a 3L son diagramas de forma de
onda relativos a funcionamientos u operaciones del circuito de
suministro de potencia de la Figura 1. Más concretamente, las
Figuras 3A a 3F muestran formas de onda de funcionamiento en
diferentes partes del circuito de suministro de potencia cuando la
tensión de entrada de corriente alterna VAC es de 80 V y la
potencia de carga es una potencia de carga máxima Pomax de 270 W, y
las Figuras 3G a 3L muestran formas de onda de funcionamiento de
las mismas partes cuando la tensión de entrada de corriente alterna
VAC es de 144 V y la potencia de carga es una potencia de carga
mínima Pomin de 0 W.
A continuación se describirá el funcionamiento
ilustrado en las Figuras 3A a 3F.
El periodo TOFF dentro del cual el elemento de
conmutación Q1 está desconectado o desactivado, es aproximadamente 3
\mus, y el periodo TON dentro del cual el elemento de conmutación
Q1 está conectado o activado es aproximadamente 8,1 \mus, y la
frecuencia de conmutación es aproximadamente 100 kHz. Aquí, la
tensión de resonancia Vcp (Figura 3A) a través del circuito en
paralelo del elemento de conmutación Q1 y el condensador de
resonancia en paralelo Cr de lado secundario, puede ser generada
cuando el elemento de conmutación Q1 está desconectado, conforme el
circuito de resonancia en paralelo del lado primario actúa sobre la
tensión rectificada y suavizada Ei. En el presente circuito de
suministro de potencia, puesto que la tensión rectificada y
suavizada Ei es aproximadamente la mitad de la obtenida bajo la
rectificación multiplicadora de tensión según se ha descrito
anteriormente, la tensión de resonancia Vcp puede ser suprimida a
aproximadamente 700 V de valor de pico, en tanto que la tensión de
resonancia Vcp generada en el circuito de suministro de potencia de
la Figura 11 es aproximadamente 1.800 V. En consecuencia, en el
circuito de suministro de potencia de la Figura 1, puede
seleccionarse para el elemento de conmutación Q1 y el condensador de
resonancia en paralelo Cr un dispositivo que presente una propiedad
de soportar la tensión frente a aproximadamente 800
V.
V.
Al conectar o activar el elemento de conmutación
Q1, puede fluir una corriente amortiguadora a través de un diodo de
bloqueo o estabilizador DD y de la unión
base-colector del elemento de conmutación Q1, hacia
el arrollamiento primario N1. Tras el final de un periodo de
amortiguación en el que el flujo de la corriente de amortiguación
cesa, la corriente de colector Icp del elemento de conmutación Q1
exhibe en primer lugar un incremento de nivel repentino hacia un
nivel positivo desde un nivel negativo, y muestra, a continuación,
una caída moderada, como se muestra en la Figura 3C. En ese tiempo,
la forma de onda de la corriente de colector Icp dentro del periodo
TON tiene una pendiente decreciente hacia la derecha. Como
resultado de ello, cada una de la corriente de resonancia I1 del
lado primario, que fluye a través del arrollamiento primario N1, y
la corriente de resonancia I2 del lado secundario, que fluye a
través del arrollamiento secundario N2, exhibe un repentino cambio
de nivel hasta un nivel negativo, una vez dentro del periodo TOFF,
y presenta, a continuación, un incremento hasta un nivel positivo
durante un periodo que se corresponde sustancialmente con el
periodo de amortiguación. Tras ello, la corriente 11 y la corriente
12 exhiben una reducción, como se muestra, respectivamente, por las
formas de onda de las Figuras 3B y 3D. Como se muestra en ellas, en
dicho tiempo, las formas de onda tienen una pendiente decreciente
hacia la derecha dentro del periodo TON.
Como se muestra en las Figuras 3B y 3D, la
corriente de resonancia I1 del lado primario y la corriente de
resonancia I2 del lado secundario tienen niveles altos para una
porción relativamente larga del periodo TON. Como resultado, el
circuito de suministro de potencia de la Figura 1 puede incrementar
la potencia de carga disponible, en comparación con un circuito de
suministro de potencia convencional.
El funcionamiento y la característica anteriores
del presente circuito de suministro de potencia pueden deberse al
espacio de separación G formado entre las patas magnéticas
intermedias del transformador convertidor aislante PIT, el cual
proporciona un estado de acoplamiento débil tal y como se ha
descrito aquí en lo anterior, en relación con la Figura 2.
Con respecto al funcionamiento del lado
secundario, en la Figura 3F se muestra la tensión de resonancia V2
de lado secundario, aplicada a través del arrollamiento secundario
N2 y del condensador de resonancia en paralelo C2 de lado
secundario, y la corriente rectificada I3 que fluye a través del
diodo rectificador D01 se muestra en la Figura 3E. Como se observa
a partir de las formas de onda de las Figuras 3E y 3F, la tensión
de resonancia V2 de lado secundario tiene una forma o perfil de onda
de impulso de resonancia de polaridad negativa, con la forma de una
onda senoidal, dentro de un periodo DOFF en el cual el diodo
rectificador D01 está desconectado y la corriente rectificada fluye
a través del diodo rectificador D01, y la tensión de resonancia V2
de lado secundario tiene, a continuación, una forma de onda
bloqueada o estabilizada en un nivel igual a la tensión de salida
de corriente alterna (E0), dentro de un periodo DON en el que el
diodo rectificador D01 está conectado. Las formas de onda de las
Figuras 3E y 3F proporcionan una indicación de un funcionamiento de
rectificación de media onda para una tensión de resonancia generada
en el lado secundario.
Por otro lado, cuando la tensión de entrada de
corriente alterna VAC es 144 V y la potencia de carga es la potencia
de carga mínima, tal como se ilustra en las Figuras 3G a 3L, la
frecuencia de conmutación puede ser incrementada como se observa a
partir de la forma de onda de la tensión de resonancia en paralelo
Vcp aplicada en el lado primario y que se muestra en la Figura 3G.
Además, cuando se modifica la frecuencia de conmutación, el periodo
TOFF puede estar fijado, en tanto que el periodo TON (ángulo de
continuidad del elemento de conmutación q1) puede ser modificado
como se ha descrito aquí en lo anterior. Como resultado de ello, el
periodo TON puede hacerse más corto. A modo de ejemplo, el periodo
TOFF y el periodo TON pueden tener, cada uno de ellos, un valor de
sustancialmente 3 \mus, y la frecuencia de conmutación puede ser
aproximadamente 170
kHz.
kHz.
En otras palabras, en el circuito de suministro
de potencia de la Figura 1, la frecuencia de conmutación puede ser
controlada de forma variable dentro del intervalo comprendido entre
aproximadamente 100 kHz y 170 kHz, en respuesta a una variación en
la potencia de carga. De esta forma, en comparación con los
circuitos de las Figuras 11 y 12, en los que la frecuencia de
conmutación puede estar fijada en aproximadamente 50 kHz, es
posible obtener una frecuencia de conmutación superior con el
presente circuito de la Figura 1.
Como se muestra en la Figura 3I, la corriente de
colector Icp puede exhibir una forma de onda correspondiente al
funcionamiento en el cual la corriente de amortiguación fluye dentro
de la mitad delantera del periodo TON y, a continuación, la
corriente de colector Icp fluye en el sentido desde el colector
hacia el emisor, dentro de la última mitad del periodo TON. Además,
la corriente de resonancia I1 de lado primario y la corriente de
resonancia I2 de lado secundario pueden exhibir formas de onda de
ondas senoidales correspondientes a un periodo de conmutación, tal
como se muestra en las Figuras 3H y 3J, respectivamente. También,
la tensión de resonancia V2 de lado secundario puede tener la forma
de onda de una onda senoidal correspondiente a la corriente de
resonancia I2 de lado secundario.
A medida que se eleva la frecuencia de
conmutación con el fin de reducir el ángulo de continuidad (periodo
TON) del elemento de conmutación Q1, el diodo rectificador D01 del
lado secundario puede llevar a cabo un funcionamiento de
rectificación de tal manera que la corriente rectificada I3 queda
fija dentro del periodo DOFF en el cual el elemento de conmutación
Q1 está desconectado, y se acorta el periodo DON dentro del cual el
elemento de conmutación Q1 está conectado, tal como se muestra en la
Figura 3K. Como resultado de dicha forma de onda de funcionamiento
de la corriente rectificada I3, el intervalo de control de tensión
constante puede ser expandido significativamente.
Cuando la tensión de entrada de corriente alterna
VAC es 100 V y la potencia de carga varía entre Pomin = 0 W y Pomax
= 270 W, el circuito de suministro de potencia de la Figura 1 puede
tener una característica de eficiencia de conversión de potencia,
así como unas características de frecuencia de conmutación fs y de
periodo TON del elemento de conmutación Q1, con respecto a la
variación de la potencia de carga, según se ilustra en la Figura 4.
Como se observa a partir de las características de la Figura 4, a
medida que la potencia de carga se incrementa desde la potencia de
carga mínima Pomin = 0 W hasta la potencia de carga máxima Pomax =
270 W, la frecuencia de conmutación fs puede caer de
aproximadamente 170 kHz a aproximadamente 90 kHz, y el periodo TON
en el que el elemento de conmutación Q1 está conectado, puede
incrementarse. Esto corresponde al funcionamiento
descrito anteriormente con referencia a la Figura 3.
descrito anteriormente con referencia a la Figura 3.
Cuando la potencia de carga se encuentra en su
máximo Pomax = 275 W y la tensión de entrada de corriente alterna
VAC varía entre 80 V y 144 V, el circuito de suministro de potencia
de la Figura 1 puede tener una característica de eficiencia de
conversión de potencia, así como unas características de frecuencia
de conmutación fs y de periodo TON del elemento de conmutación Q1,
con respecto a la tensión de entrada de corriente alterna VAC,
tales como las ilustradas en la Figura 5. Como se observa en la
Figura 5, a medida que la tensión de entrada de corriente alterna
VAC se incrementa desde 80 V hasta 144 V, la frecuencia de
conmutación fs puede aumentar desde aproximadamente 60 kHz hasta
aproximadamente 150 kHz, y el periodo TON en el cual el elemento de
conmutación Q1 está conectado, puede reducirse.
Además, como se observa en las Figuras 4 y 5, el
circuito de suministro de potencia de la Figura 1 puede tener una
eficiencia de conversión de potencia de aproximadamente el 92%.
Dicha eficiencia de conversión de potencia es sustancialmente más
alta que la del circuito de suministro de potencia de la Figura 11,
el cual tiene una eficiencia de conversión de potencia de
aproximadamente el 84%. Esto puede ser consecuencia del control de
la frecuencia de conmutación dentro de un intervalo de variación
grande de aproximadamente 100 kHz o más, debido a la construcción
del transformador de control ortogonal PRT que se ha descrito
anteriormente con referencia a la Figura 1.
El circuito de suministro de potencia de la
Figura 1 que se ha descrito puede ser modificado como se describe
aquí en lo que sigue.
El circuito de suministro de potencia modificado
puede adoptar un sistema de control de frecuencia de conmutación del
tipo de oscilación auto-excitada, y puede estar
formado como un convertidor de resonancia compuesto que incluye un
convertidor de resonancia de tensión en el lado primario. El
transformador convertidor aislante PIT puede estar construido en el
lado primario y en el lado secundario, como se muestra en la Figura
8. (Es de apreciar que en la Figura 8 se muestran únicamente el
condensador de suavización Ci, el elemento de conmutación Q1, el
circuito de resonancia en paralelo (N1) del lado primario, el
transformador convertidor aislante PIT, el circuito de resonancia
de lado secundario (N2 y C2) y circuito rectificador de media de
lado secundario (D01 y C01) para producir la tensión de salida de
corriente continua E01.) En el lado secundario puede llevarse a
cabo una rectificación de media onda por medio de un funcionamiento
en modo directo.
En el circuito de suministro de potencia
modificado de la Figura 8, el transformador convertidor aislante PIT
puede tener una estructura de núcleo similar a la que se ha
descrito anteriormente en relación con la Figura 2, con la excepción
de los sentidos de arrollamiento. Es decir, el sentido de
arrollamiento del arrollamiento primario N1 y el sentido de
arrollamiento del arrollamiento secundario N2, enrollados sobre el
transformador convertidor aislante PIT, son opuestos entre sí, tal y
como se muestra en la Figura 6. En dicho transformador convertidor
aislante PIT, según se muestra en la Figura 7, el flujo magnético
\phi1 generado por la corriente de resonancia de lado primario que
fluye a través del arrollamiento primario N1, y el flujo magnético
\phi2 generado por la corriente de resonancia de lado secundario
que fluye a través del arrollamiento secundario N2, actúan
cancelándose uno con otro. Por otro lado, cuando los sentidos de
arrollamiento del arrollamiento primario N1 y del arrollamiento
secundario N2 son coincidentes, como en la disposición de la Figura
2, el flujo magnético \phi1 y el flujo magnético \phi2 pueden
actuar de manera que se sumen entre sí.
Cuando el flujo magnético \phi1 y el flujo
magnético \phi2 actúan cancelándose uno con otro, como en el
circuito de suministro de potencia modificado, la densidad de flujo
magnético del núcleo de ferrita que forma el transformador
convertidor aislante PIT, es inferior a la que se da cuando el flujo
magnético \phi1 y el flujo magnético \phi2 se suman entre sí.
Esto puede dar lugar a una reducción de las pérdidas en el hierro
del núcleo de ferrita. Por ejemplo, en el circuito de suministro de
potencia de la Figura 8, que tiene el transformador convertidor
aislante PIT de la Figura 6, es posible conseguir una reducción de
las pérdidas de potencia en aproximadamente 1,5 W con respecto a la
potencia de carga máxima Pomax = 270
W.
W.
El funcionamiento del circuito de suministro de
potencia modificado que se ha descrito en lo anterior, puede ser
similar al descrito en relación con los diagramas de forma de onda
de las Figuras 3A a 3L.
La Figura 9 muestra otra modificación del
circuito de suministro de potencia de la Figura 1. En la Figura 9,
los elementos similares a los de las Figuras 1 y 8 se han denotado
con los mismos caracteres de referencia. Dichos elementos de la
Figura 9 pueden operar y funcionar de una forma similar a la que se
ha descrito previamente con referencia a las Figuras 1 y 8, y, por
ello, se ha omitido aquí una descripción adicional de los
mismos.
El circuito de suministro de potencia modificado
de la Figura 9 puede tener una construcción similar a la de la
Figura 1 puede estar provisto de un transformador convertidor
aislante PIT similar al de la Figura 6. Sin embargo, el presente
circuito de suministro de potencia modificado de la Figura 9 es
diferente del circuito de suministro de potencia modificado de la
Figura 8 por lo que respecta a la construcción de un circuito
rectificador de media onda del lado secundario. En el circuito de
suministro de potencia modificado de la Figura 9, el terminal
positivo del condensador de suavización C01 está conectado a un
extremo del arrollamiento secundario N2, y el otro extremo del
arrollamiento secundario N2 está puesto a tierra, en la tierra del
lado secundario, a través del diodo rectificador D01. El ánodo del
diodo rectificador D01 está conectado a la tierra del lado
secundario, y el cátodo del mismo está conectado al arrollamiento
secundario N2. Además, el condensador de resonancia en paralelo C2
está conectado en paralelo con el diodo rectificador D01. Puede
haberse formado, también, un circuito de resonancia en paralelo de
lado secundario a partir del condensador de resonancia en paralelo
C2 y de un componente de inductancia de fuga del arrollamiento
secundario N2.
El circuito de suministro de potencia modificado
de la Figura 9 es capaz de lograr una reducción de las pérdidas de
potencia, ya que las pérdidas en el hierro por parte del núcleo de
ferrita pueden ser reducidas de una forma similar a las del
circuito de suministro de potencia modificado de la Figura 8.
En relación con el funcionamiento del circuito de
suministro de potencia modificado de la Figura 9, en la Figura 10A
se muestra un diagrama de forma de onda de la tensión de resonancia
en paralelo Vcp de lado primario, y se muestra un diagrama de forma
de onda de la tensión de resonancia de lado secundario V2 en la
Figura 10B. Como el circuito rectificador de media onda del lado
secundario está formado según se ha descrito anteriormente con
referencia a la Figura 9, la tensión de resonancia de lado
secundario V2 que se muestra en la Figura 10B, es diferente de la
forma de onda mostrada en la Figura 3F.
Si bien los circuitos de suministro de potencia
de las Figuras 1, 8 y 9 tienen una construcción tal, que es posible
proporcionar un convertidor de resonancia de tensión
auto-excitado en el lado primario, no están
limitados a esto y pueden tener una construcción alternativa, de
tal forma que, por ejemplo, un circuito de oscilación y activación
con la forma de un circuito integrado (IC-"integrated circuit")
se ha dispuesto en lugar del circuito de activación de oscilación
auto-excitado que acciona el elemento de
conmutación del convertidor de resonancia de tensión.
En este caso, como control de tensión constante,
la forma de onda de la señal de activación producida por el circuito
de oscilación y activación, se controla de forma variable en
respuesta al nivel de tensión de salida del lado secundario. Para
dicho control, la forma de onda de la señal de activación producida
puede ser tal, que el periodo TOFF en el que el elemento de
conmutación se encuentra desconectado, está fijado, y el periodo
TON en el que el elemento de conmutación está conectado, se reduce a
medida que el nivel de tensión de salida del lado secundario se
eleva, de tal manera que se corresponda con el funcionamiento de
control de frecuencia de conmutación (variación del ángulo de
continuidad) anteriormente descrito con referencia a las Figuras 3A
a 3L. Por medio de dicho control, el circuito de suministro de
potencia puede funcionar de una forma similar a la que se ha
descrito con referencia a la Figura 5.
Cuando se adopta una construcción excitada
independientemente, como se acaba de describir, es posible omitir el
transformador de control ortogonal
PRT.
PRT.
Además, cuando se adopta la construcción excitada
independientemente que se ha descrito en lo anterior, en lugar del
elemento de conmutación Q1 con la forma de un único transistor
bipolar (BJT), puede utilizarse un circuito Darlington en el que se
conectan dos transistores bipolares (BJT) en una conexión
Darlington. También en lugar del elemento de conmutación Q1 con la
forma de un único transistor bipolar (BJT), es posible utilizar un
MOS-FET (transistor de efecto de campo MOS;
metal-óxido-semiconductor), un IGBT (transistor
bipolar de puerta aislada-"isolated gate bipolar transistor") o
un SIT (tiristor de inducción electrostática-"electrostatic
induction thyristor"), y similares. Cuando se utiliza el
circuito Darlington o uno de estos otros dispositivos como elemento
de conmutación, es posible conseguir una eficiencia adicionalmente
elevada. Además, cuando se utiliza cualquiera de estos dispositivos
como elemento de conmutación, la construcción de un circuito de
activación para el elemento de conmutación puede ser modificada de
tal manera que satisfaga una característica del dispositivo
respectivo utilizado en lugar del elemento de conmutación Q1. Por
ejemplo, si se utiliza un MOS-FET como elemento de
conmutación, entonces el circuito de activación para el elemento de
conmutación puede construirse de tal modo que active el elemento de
conmutación de un modo excitado independientemente, tal como se ha
descrito anteriormente.
Si bien se han descrito aquí en detalle una
realización preferida de la presente invención y modificaciones de
la misma, ha de comprenderse que esta invención no está limitada a
esta realización ni a sus modificaciones, y que pueden efectuarse
otras modificaciones y variaciones por parte de un experto de la
técnica, sin apartarse del espíritu y ámbito de la invención, tal y
como se define mediante las reivindicaciones que se acompañan.
Como se ha descrito anteriormente, un circuito de
suministro de potencia de conmutación de acuerdo con la presente
invención se ha formado como un convertidor de resonancia compuesto
en el cual se ha dispuesto un convertidor de resonancia de tensión
en un lado primario, y se ha proporcionado un circuito de resonancia
en paralelo en un lado secundario. El circuito de suministro de
potencia de conmutación incluye un transformador convertidor
aislante que tiene un par de núcleos conformados con forma de E,
cada uno de los cuales presenta unas patas exteriores y central, de
tal manera que se ha formado un espacio de separación entre las
patas intermedias del mismo, de forma que puede obtenerse un estado
de acoplamiento débil que tiene un coeficiente de acoplamiento más
alto que un nivel predeterminado. En el lado secundario se ha
dispuesto un circuito rectificador de media onda, de un modo
aditivo. Se hace variar una frecuencia de conmutación de un
elemento de conmutación con el fin de conmutar en conexión y
desconexión una tensión de entrada de corriente continua al
transformador convertidor aislante, al objeto de llevar a cabo un
control de tensión constante. En consecuencia, el circuito de
suministro de potencia de conmutación del tipo de resonancia puede
manejar una elevada potencia de carga y tiene una eficiencia de
conversión de potencia alta, un tamaño pequeño y un peso
ligero.
Claims (7)
1. Un circuito de suministro de potencia de
conmutación, que comprende:
medios rectificadores de suavización (Di, Ci),
destinados a recibir un suministro de potencia de corriente alterna
(AC) y que producen una tensión rectificada y suavizada (Ei) que
tiene un nivel igual al del suministro de potencia de corriente
alterna, y suministran como salida la tensión rectificada y
suavizada como una tensión de entrada de corriente conti-
nua;
nua;
un transformador convertidor aislante (PIT),
destinado a transmitir una salida de lado primario a un lado
secundario;
medios de conmutación (Q1), que incluyen un
elemento de conmutación destinado a conmutar la tensión de entrada
de corriente continua en conexión y desconexión, de tal forma que
sea suministrada como salida hacia un arrollamiento primario de
dicho transformador convertidor aislante;
un circuito de resonancia en paralelo del lado
primario, formado a partir de un componente de inductancia de fuga
desde dicho arrollamiento primario de dicho transformador
convertidor aislante, y una capacidad (CB) de un condensador de
resonancia en paralelo, al objeto de permitir a dichos medios de
conmutación funcionar como un tipo de resonancia de tensión;
un circuito de resonancia en paralelo de lado
secundario (N2, C2), que incluye un arrollamiento secundario (N2) de
dicho transformador convertidor aislante y un condensador de
resonancia en paralelo (C2) de lado secundario, conectados de tal
modo que se forma un circuito de resonancia en paralelo a partir de
un componente de inductancia de fuga de dicho arrollamiento
secundario de dicho transformador convertidor aislante y una
capacidad de dicho condensador de resonancia en paralelo de lado
secunda-
rio;
rio;
medios (D01, C01, D02, C02) de producción de
tensión de salida de corriente continua, destinados a recibir una
tensión alterna obtenida en dicho arrollamiento secundario de dicho
transformador convertidor aislante, y llevar a cabo una operación de
rectificación de media onda mediante un modo aditivo para la
tensión alterna, a fin de producir una tensión de salida de
corriente continua (E01, E02) de lado secundario; y
medios (I, PRT) de control de tensión constante,
destinados a variar una frecuencia de conmutación de dicho elemento
de conmutación en respuesta a un cierto nivel de la tensión de
salida de corriente continua (E01, E02) de lado secundario, con el
fin de llevar a cabo un control de tensión constante de la tensión
de salida del lado secundario;
caracterizado porque dicho transformador
convertidor aislante (PIT) tiene un espacio de separación o
entrehierro (G) formado en él, de tal manera que se obtiene un
coeficiente de acoplamiento (k) para un acoplamiento débil.
2. Un circuito de suministro de potencia de
conmutación de acuerdo con la reivindicación 1, en el cual dicho
arrollamiento primario (N1) y dicho arrollamiento secundario (N2)
de dicho transformador convertidor aislante (PIT) están enrollados
en el mismo sentido de arrollamiento.
3. Un circuito de suministro de potencia de
acuerdo con la reivindicación 1, en el cual dicho arrollamiento
primario (N1) y dicho arrollamiento secundario (N2) de dicho
transformador convertidor aislante (PIT) están enrollados en
sentidos opuestos.
4. Un circuito de suministro de potencia de
acuerdo con las reivindicaciones 1, 2 ó 3, en el cual dicho
transformador convertidor aislante (PIT) incluye dos núcleos (CR1,
CR2) conformados con forma de E, cada uno de los cuales tiene unas
patas exteriores y central, en las que dicho espacio de separación
G es la distancia entre las patas centrales de los núcleos
conformados con forma de E.
5. Un circuito de suministro de potencia de
conmutación de acuerdo con la reivindicación 4, en el cual dicho
espacio de separación (G) es aproximadamente 1 mm.
6. Un circuito de suministro de potencia de
conmutación de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones
precedentes, en el cual dicho coeficiente de acoplamiento k tiene
un valor de aproximadamente 0,78.
7. Un circuito de suministro de potencia de
conmutación de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones
precedentes, en el cual dichos medios de control de tensión
constante incluyen un transformador de control ortogonal (PRT).
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11129725A JP2000324831A (ja) | 1999-05-11 | 1999-05-11 | スイッチング電源回路 |
| JP12972599 | 1999-05-11 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2246849T3 true ES2246849T3 (es) | 2006-03-01 |
Family
ID=15016665
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES00925599T Expired - Lifetime ES2246849T3 (es) | 1999-05-11 | 2000-05-10 | Circuito de alimentacion de potencia conmutado. |
Country Status (17)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6370043B1 (es) |
| EP (1) | EP1097506B1 (es) |
| JP (1) | JP2000324831A (es) |
| KR (1) | KR100718480B1 (es) |
| CN (1) | CN1197230C (es) |
| AT (1) | ATE307419T1 (es) |
| AU (1) | AU761043B2 (es) |
| BR (1) | BR0006113A (es) |
| CA (1) | CA2337014C (es) |
| DE (1) | DE60023241T2 (es) |
| ES (1) | ES2246849T3 (es) |
| ID (1) | ID29345A (es) |
| MY (1) | MY120390A (es) |
| PL (1) | PL345466A1 (es) |
| TR (1) | TR200100042T1 (es) |
| TW (1) | TW483224B (es) |
| WO (1) | WO2000069059A1 (es) |
Families Citing this family (26)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001086796A1 (en) * | 2000-05-11 | 2001-11-15 | Sony Corporation | Switching power supply circuit |
| JP2002064980A (ja) * | 2000-08-16 | 2002-02-28 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| JP2002159178A (ja) * | 2000-11-15 | 2002-05-31 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| WO2002071589A1 (fr) * | 2001-03-05 | 2002-09-12 | Sony Corporation | Circuit de commutation d'alimentation a frequence d'excitation commandee de maniere variable par un element de commutation |
| EP1257048B1 (de) * | 2001-05-09 | 2017-10-04 | Philips Lighting Holding B.V. | Regelvorrichtung für einen resonanten Konverter |
| DE10122534A1 (de) * | 2001-05-09 | 2002-11-21 | Philips Corp Intellectual Pty | Resonanter Konverter |
| EP1303032A3 (de) * | 2001-09-04 | 2005-02-09 | Philips Intellectual Property & Standards GmbH | Regelvorrichtung für einen resonanten Konverter |
| DE60126362T2 (de) * | 2001-12-14 | 2007-11-08 | Danfoss A/S | Elektronische zündschaltung für ölbrenner |
| US20040189555A1 (en) * | 2003-03-26 | 2004-09-30 | Capen Larry Stephen | Use of track lighting switching power supplies to efficiently drive LED arrays |
| US20080290730A1 (en) * | 2004-04-13 | 2008-11-27 | Koninklijke Philips Electronics, N.V. | Flyback Converter |
| JP4506469B2 (ja) * | 2005-01-06 | 2010-07-21 | サンケン電気株式会社 | 共振型電源装置 |
| JP2006217747A (ja) * | 2005-02-04 | 2006-08-17 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| US8188709B2 (en) * | 2008-01-09 | 2012-05-29 | Seiko Epson Corporation | Power transmission control device, power transmitting device, non-contact power transmitting system, and electronic instrument |
| JP5297076B2 (ja) * | 2008-04-24 | 2013-09-25 | 本田技研工業株式会社 | 磁気相殺型変圧器 |
| CN101604282B (zh) * | 2008-06-13 | 2012-08-29 | 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 | 电压侦测报警装置 |
| JP4893755B2 (ja) * | 2009-01-14 | 2012-03-07 | セイコーエプソン株式会社 | 送電制御装置、送電装置、電子機器及び負荷状態検出回路 |
| CN102065622B (zh) * | 2010-09-30 | 2011-12-28 | 深圳市新能通节能科技有限公司 | 隔离式无极灯 |
| CN102360907B (zh) * | 2011-10-08 | 2012-10-24 | 东莞市光华实业有限公司 | 高欧洲效率太阳能逆变输出变压器的制备方法 |
| CN103474212A (zh) * | 2013-08-27 | 2013-12-25 | 崧顺电子（深圳）有限公司 | 一种开关电源高频变压器 |
| KR20150026874A (ko) * | 2013-08-30 | 2015-03-11 | 삼성전기주식회사 | 전원 공급 장치 |
| JP6191562B2 (ja) | 2013-08-30 | 2017-09-06 | サムソン エレクトロ−メカニックス カンパニーリミテッド． | 電源供給装置 |
| JP6202212B2 (ja) * | 2014-09-11 | 2017-09-27 | 株式会社村田製作所 | 電力変換装置 |
| US10553339B1 (en) * | 2018-03-30 | 2020-02-04 | Universal Lighting Technologies, Inc. | Common-mode choke with integrated RF inductor winding |
| CN110871816A (zh) * | 2018-08-29 | 2020-03-10 | 中车大同电力机车有限公司 | 电力机车滤波系统 |
| TWI790873B (zh) * | 2021-12-23 | 2023-01-21 | 捷拓科技股份有限公司 | 電源轉換器的二次側保護偵測電路 |
| US11955881B2 (en) | 2022-03-10 | 2024-04-09 | Minmax Technology Co., Ltd | Secondary-side protection and sense circuit for power converter |
Family Cites Families (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4559590A (en) * | 1983-03-24 | 1985-12-17 | Varian Associates, Inc. | Regulated DC to DC converter |
| US4628426A (en) | 1985-10-31 | 1986-12-09 | General Electric Company | Dual output DC-DC converter with independently controllable output voltages |
| US4785387A (en) * | 1986-04-28 | 1988-11-15 | Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. | Resonant converters with secondary-side resonance |
| US5315496A (en) * | 1990-01-29 | 1994-05-24 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Current resonance converter having overload detecting function |
| US5396410A (en) * | 1990-01-31 | 1995-03-07 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Zero current switching resonant converter |
| JPH04331461A (ja) * | 1991-05-01 | 1992-11-19 | Sony Corp | スイッチング電源装置 |
| JP2733817B2 (ja) * | 1993-08-30 | 1998-03-30 | 昌和 牛嶋 | 放電管用インバーター回路 |
| JPH086626A (ja) * | 1994-06-20 | 1996-01-12 | Fanuc Ltd | 動作経路生成方式及び動作経路生成方法 |
| JPH0819252A (ja) * | 1994-06-27 | 1996-01-19 | Nec Eng Ltd | 共振コンバータ |
| KR970011863B1 (ko) * | 1994-10-27 | 1997-07-18 | 한국트랜스 주식회사 | 정전압변압기 |
| JP2565217B2 (ja) * | 1995-01-30 | 1996-12-18 | ソニー株式会社 | スイッチング電源装置 |
| US5783984A (en) * | 1995-06-16 | 1998-07-21 | Hughes Electronics | Method and means for combining a transformer and inductor on a single core structure |
| DE69506096T2 (de) * | 1995-07-31 | 1999-04-15 | Hewlett Packard Co | Sperrwandler |
| TW349287B (en) * | 1996-09-12 | 1999-01-01 | Thomson Consumer Electronics | A forward converter with an inductor coupled to a transformer winding |
| US5991170A (en) * | 1998-02-03 | 1999-11-23 | Sony Corporation | Equipment and method for transmitting electric power |
| US5991171A (en) * | 1998-02-05 | 1999-11-23 | Pi Electronics (H.K.) Ltd. | DC-to-DC converters |
-
1999
- 1999-05-11 JP JP11129725A patent/JP2000324831A/ja not_active Abandoned
-
2000
- 2000-05-05 TW TW089108643A patent/TW483224B/zh not_active IP Right Cessation
- 2000-05-08 MY MYPI20001990A patent/MY120390A/en unknown
- 2000-05-10 ES ES00925599T patent/ES2246849T3/es not_active Expired - Lifetime
- 2000-05-10 BR BR0006113-1A patent/BR0006113A/pt not_active IP Right Cessation
- 2000-05-10 CA CA002337014A patent/CA2337014C/en not_active Expired - Fee Related
- 2000-05-10 DE DE60023241T patent/DE60023241T2/de not_active Expired - Fee Related
- 2000-05-10 WO PCT/JP2000/002994 patent/WO2000069059A1/en active IP Right Grant
- 2000-05-10 AT AT00925599T patent/ATE307419T1/de not_active IP Right Cessation
- 2000-05-10 US US09/743,548 patent/US6370043B1/en not_active Expired - Fee Related
- 2000-05-10 TR TR2001/00042T patent/TR200100042T1/xx unknown
- 2000-05-10 KR KR1020017000468A patent/KR100718480B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2000-05-10 AU AU44303/00A patent/AU761043B2/en not_active Ceased
- 2000-05-10 EP EP00925599A patent/EP1097506B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-05-10 ID IDW20010047A patent/ID29345A/id unknown
- 2000-05-10 PL PL00345466A patent/PL345466A1/xx unknown
- 2000-05-10 CN CNB008007985A patent/CN1197230C/zh not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| AU761043B2 (en) | 2003-05-29 |
| WO2000069059A1 (en) | 2000-11-16 |
| TW483224B (en) | 2002-04-11 |
| CN1304578A (zh) | 2001-07-18 |
| KR20010071857A (ko) | 2001-07-31 |
| US6370043B1 (en) | 2002-04-09 |
| EP1097506B1 (en) | 2005-10-19 |
| DE60023241T2 (de) | 2006-07-13 |
| MY120390A (en) | 2005-10-31 |
| CA2337014A1 (en) | 2000-11-16 |
| KR100718480B1 (ko) | 2007-05-16 |
| ATE307419T1 (de) | 2005-11-15 |
| EP1097506A1 (en) | 2001-05-09 |
| PL345466A1 (en) | 2001-12-17 |
| BR0006113A (pt) | 2001-03-27 |
| AU4430300A (en) | 2000-11-21 |
| JP2000324831A (ja) | 2000-11-24 |
| CA2337014C (en) | 2007-03-13 |
| ID29345A (id) | 2001-08-23 |
| DE60023241D1 (de) | 2006-03-02 |
| TR200100042T1 (tr) | 2002-07-22 |
| CN1197230C (zh) | 2005-04-13 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| ES2246849T3 (es) | Circuito de alimentacion de potencia conmutado. | |
| KR20020029902A (ko) | 2중 전압 출력을 가진 공진 스위칭 전원 회로 | |
| KR20000035380A (ko) | 스위칭 전원 회로 | |
| KR20130114694A (ko) | 전력 전송 시스템 | |
| JP2000324826A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP4218089B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JPH08154378A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| US7298633B2 (en) | Switching power supply circuit | |
| JP2019041531A (ja) | Ｌｌｃ共振コンバータ | |
| JP4218092B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP4240606B2 (ja) | 電圧共振形スイッチング電源回路 | |
| JP3528816B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP4192488B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP3326655B2 (ja) | 電流共振型スイッチング電源 | |
| JP2001135531A (ja) | トランス、スイッチング電源回路 | |
| JP2000125552A (ja) | 電圧共振形スイッチング電源回路 | |
| JP4218095B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2000152620A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2000134926A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2000125555A (ja) | 電圧共振形スイッチング電源回路 | |
| MXPA01000034A (es) | Circuito de suministro de energia de conmutacion | |
| JP2003143851A (ja) | スイッチング電源回路及び絶縁コンバータトランス | |
| JP2000125554A (ja) | 電圧共振形スイッチング電源回路 | |
| JP2001086748A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2000125553A (ja) | 電圧共振形スイッチング電源回路 |