JP2000125554A

JP2000125554A - 電圧共振形スイッチング電源回路

Info

Publication number: JP2000125554A
Application number: JP10292411A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1998-10-14
Filing date: 1998-10-14
Publication date: 2000-04-28

Abstract

(57)【要約】【課題】電力変換効率の向上、回路の小型軽量化を図
る。【解決手段】交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系で１５０Ｗ
以上の比較的高負荷の条件に対応する電圧共振形スイッ
チング電源回路として、ブースト回路を設けてブースト
平滑電圧が得られるようすることで、最大負荷電力が倍
電圧整流により直流入力電圧を得た場合と同等となるよ
うにする。また、二次側においては並列共振コンデンサ
が接続された全波整流回路により二次側直流出力電圧を
得るようにして最大負荷電力の増加を図る。一次側は倍
電圧整流回路ではなく、全波整流回路による等倍電圧整
流回路とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられる電圧共振形のスイッチング電源回路
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】いわゆるソフトスイッチング電源回路と
して、電圧共振形のスイッチングコンバータを備えたス
イッチング電源回路が知られている。電圧共振形のスイ
ッチングコンバータは、スイッチング出力電圧パルスと
絶縁コンバータトランスに流入するスイッチング出力電
流について滑らかな波形が得られるため低ノイズであ
り、かつ、比較的少数の部品点数により構成することが
できる。

【０００３】図１０の回路図は、先に本出願人が提案し
た発明に基づいて構成することのできる電圧共振形スイ
ッチング電源回路の一例を示している。この図に示すス
イッチング電源回路は、例えば日本或いは米国などの商
用交流電源がいわゆるＡＣ１００Ｖ系とされ、最大負荷
電力が１５０Ｗ以上の条件に対応するものとされる。

【０００４】この図に示すスイッチング電源回路におい
ては、交流電源ＡＣを整流平滑化するための整流平滑回
路として、整流ダイオードＤｉ1，Ｄｉ2、及び平滑コン
デンサＣｉ1，Ｃｉ2から成る、いわゆる倍電圧整流回路
が備えられる。この倍電圧整流回路においては、例えば
交流入力電圧ＶACのピーク値の１倍に対応する直流入力
電圧をＥｉとすると、その約２倍の直流入力電圧２Ｅｉ
を生成する。例えば交流入力電圧ＶAC＝１４４Ｖである
とすると、直流入力電圧２Ｅｉは約４００Ｖとなる。こ
のように、整流平滑回路として倍電圧整流回路を採用す
るのは、上述したように、交流入力電圧がＡＣ１００Ｖ
系とされ、かつ、最大負荷電力が１５０Ｗ以上という比
較的重負荷の条件に対応するためとされる。つまり、直
流入力電圧を通常の２倍とすることで、後段のスイッチ
ングコンバータへの流入電流量を抑制し、当該スイッチ
ング電源回路を形成する構成部品の信頼性が確保される
ようにするものである。なお、この図に示す倍電圧整流
回路に対しては、その整流電流経路に対して突入電流制
限抵抗Ｒｉが挿入されており、例えば電源投入時に平滑
コンデンサに流入する突入電流を抑制するようにしてい
る。

【０００５】この図における電圧共振形のスイッチング
コンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1 を備えた自
励式の構成を採っている。この場合、スイッチング素子
Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；
接合型トランジスタ）が採用されている。スイッチング
素子Ｑ1 のベースは、起動抵抗ＲS を介して平滑コンデ
ンサＣｉ1（整流平滑電圧２Ｅｉ）の正極側に接続され
て、起動時のベース電流が整流平滑ラインから得られる
ようにしている。また、スイッチング素子Ｑ1 のベース
と一時側アース間にはインダクタＬB，駆動巻線ＮB，共
振コンデンサＣB ，ダンピング抵抗ＲB とからなる自励
発振用の共振回路が直列接続される。この場合、駆動巻
線ＮB は、絶縁コンバータトランスＰＩＴ（Power Isol
ation Transformer)に巻装されており、インダクタＬB
と共に、スイッチング周波数を設定する所要のインダク
タンスが得られるようにされている。また、スイッチン
グ素子Ｑ1 のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次
側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤD によ
り、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時に流れるダンパー電
流の経路を形成するようにされており、また、スイッチ
ング素子Ｑ1 のコレクタは絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次巻線Ｎ1 の一端と接続され、エミッタは接地さ
れる。

【０００６】また、上記スイッチング素子Ｑ1 のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒ
は、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1、及び直交型制御トラン
スＰＲＴ（Power Regulating Transformer) の被制御巻
線ＮR の直列接続により得られる合成インダクタンス
（Ｌ1，ＬR）とにより電圧共振形コンバータの並列共振
回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省略す
るが、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この並列共
振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電圧Ｖ
ｃｒは、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共
振形の動作が得られるようになっている。

【０００７】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1 のスイッチング出力を二次側に伝送する
ためのもので、この場合、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次巻線Ｎ1 の一端は、スイッチング素子Ｑ1 のコ
レクタと接続され、他端側は図のように直交型制御トラ
ンスＰＲＴの被制御巻線ＮR と直列に接続されている。

【０００８】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されることで
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧とされ、
この共振電圧が整流ダイオードＤO1及び平滑コンデンサ
ＣO2からなる半波整流回路と、整流ダイオードＤO2及び
平滑コンデンサＣO2からなる半波整流回路との２組の半
波整流回路に供給される。そして、これら２組のの半波
整流回路により、それぞれ直流出力電圧ＥO1，ＥO2が得
られる。なお、この半波整流回路を形成する整流ダイオ
ードＤO1，ＤO2は、スイッチング周期の交番電圧を整流
するために高速型を使用している。

【０００９】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力と基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流を、
制御電流として直交型制御トランスＰＲＴの制御巻線Ｎ
C に供給する誤差増幅器である。この場合には、制御回
路１に対して、検出用電圧として直流電圧出力ＥO1が入
力され、動作電源として直流出力電圧ＥO2が入力されて
いる。

【００１０】例えば、交流入力電圧ＶAC或いは最小負荷
電力の変動に伴って二次側の直流出力電圧ＥO2が変動し
た時は、制御回路１によって制御巻線ＮC に流れる制御
電流を例えば１０ｍＡ〜４０ｍＡの範囲で変化させる。
これにより、被制御巻線ＮRのインダクタンスＬR が例
えば０．１ｍＨ〜０．６ｍＨの範囲で変化するようにさ
れる。ここで、図１６に直交型制御トランスＰＲＴのイ
ンダクタンス直流重畳特性を示す。この図においては、
被制御巻線ＮRに流れる電流ＩRを横軸にとり、被制御巻
線ＮRのインダクタンスＬRを縦軸にとっている。そし
て、パラメータが制御巻線ＮCに流れる制御電流ＩCとさ
れている。この場合には、制御電流ＩCのレベルが小さ
くなるのに従って、インダクタンスＬRが増加する傾向
を有している。

【００１１】上記被制御巻線ＮR は、前述のように電圧
共振形のスイッチング動作を得るための並列共振回路を
形成していることから、固定とされているスイッチング
周波数に対して、この並列共振回路の共振条件が変化す
るようにされる。スイッチング素子Ｑ1と並列共振コン
デンサＣｒの並列接続回路の両端には、スイッチング素
子Ｑ1のオフ期間に対応して上記並列共振回路の作用に
よって正弦波状の共振パルスが発生するが、並列共振回
路の共振条件が変化することによって共振パルスの幅が
可変制御される。つまり、共振パルスに対するＰＷＭ(P
ulse Width Moduration)制御動作が得られる。共振パル
スの幅のＰＷＭ制御とは即ちスイッチング素子Ｑ1のオ
フ期間の制御であるが、これは換言すれば、固定のスイ
ッチング周波数の条件下でスイッチング素子Ｑ1のオン
期間を可変制御することを意味する。このようにしてス
イッチング素子Ｑ1のオン期間が可変制御されること
で、並列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1から二次側に
伝送されるスイッチング出力が変化し、二次側の直流出
力電圧（ＥO1，ＥO2）の出力レベルも変化するようにさ
れる。これによって二次側直流電圧（ＥO1，ＥO2）の定
電圧化が図られることになる。なお、このような定電圧
制御方式を、以降はインダクタンス制御方式ということ
にする。

【００１２】また、図１１の回路図に、先に本出願人が
提案した発明に基づいて構成することのできる電圧共振
形スイッチング電源回路の他の例を示す。なお、図１１
において、図１０と同一部分には同一符号を付し、同一
構成とされる部位についての説明は省略する。この図に
示す電源回路においては、直交型制御トランスＰＲＴの
被制御巻線ＮRが二次側に設けられている例が示されて
いる。この図に示す場合においては、被制御巻線ＮR
は、二次巻線Ｎ2の端部と整流ダイオードＤO2のアノー
ド間に対して直列に挿入されるようにして接続されてい
る。

【００１３】また、図１１に示す回路においては、二次
巻線Ｎ2のタップ出力と整流ダイオードＤO1のアノード
との間に対して巻線Ｎ3が直列に挿入されている。この
場合、巻線Ｎ3は直交型制御トランスＰＲＴにおいて、
制御巻線ＮCと直交する巻回方向によって巻装されてい
る。

【００１４】このように、直交型制御トランスＰＲＴの
被制御巻線ＮRが二次側に設けられた構成とされても、
前述したのと同様の作用によって定電圧制御が図られ
る。

【００１５】ここで、図１０及び図１１に示した電源回
路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造を
図１２により断面的に示す。絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴは、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、Ｃ
Ｒ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型
コアが形成される。この際、中央磁脚には図のようにギ
ャップは形成されない。そして、この中央磁脚に対し
て、ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1（及び駆動巻線Ｎ
B）、二次巻線Ｎ2 をそれぞれ分割した状態で巻装して
構成される。これにより、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2
とでは疎結合（例えば結合係数ｋ≒０．９）の状態が得
られることになる。

【００１６】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴにお
いては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方向）
と整流ダイオードＤO （ＤO1，ＤO2）の接続との関係に
よって、一次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1と二次巻線
Ｎ2 のインダクタンスＬ2 との相互インダクタンスＭに
ついて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがある。例
えば、図１３（ａ）に示す接続形態を採る場合に相互イ
ンダクタンスは＋Ｍとなり、図１３（ｂ）に示す接続形
態を採る場合に相互インダクタンスは−Ｍとなる。

【００１７】続いて、上記図１０又は図１１の電源回路
に備えられる直交型制御トランスＰＲＴの構造を図１４
の斜視図に示す。この図に示す直交型制御トランスＰＲ
Ｔは、共に４本の磁脚を有するフェライト材によるコア
ＣＲ１１，ＣＲ１２を備え、これらＣＲ１１，ＣＲ１２
の互いの磁脚が対向するようにして組み合わされること
でコア本体が形成される。この場合、コア本体は２３×
２３×２３（ｍｍ）のサイズとされ、各磁脚は７×７ｍ
ｍのサイズを有するものとされる。そして、この４本の
磁脚における２本の磁脚に対して制御巻線ＮCを巻装
し、これと巻回方向が直交するようにして、２本の磁脚
を利用して被制御巻線ＮRを巻装している。また、４本
の磁脚のうち、例えば図に示す２対の磁脚の対向面に
は、ギャップＧを形成することで可飽和リアクトルとな
るように構成される。

【００１８】また、図１５に、図１０及び図１１に示し
た電源回路のスイッチング周期による動作波形を示す。
図１５（ａ）（ｂ）は、それぞれ図１０に示す電源回路
のスイッチング素子Ｑ１，並列共振コンデンサＣｒの両
端電圧Ｖｃｒと、被制御巻線ＮR−一次巻線Ｎ1を介して
スイッチング素子Ｑ1のコレクタに流れるスイッチング
電流Ｉ1を示している。図１５（ｃ）（ｄ）は、それぞ
れ図１１に示す電源回路のスイッチング素子Ｑ１，並列
共振コンデンサＣｒの両端電圧Ｖｃｒと、一次巻線Ｎ1
を介してスイッチング素子Ｑ1のコレクタに流れるスイ
ッチング電流Ｉ2を示す。期間ＴON，ＴOFFは、それぞれ
スイッチング素子Ｑ1 がオン、オフとなる期間を示して
いる。

【００１９】この図から分かるように、図１０及び図１
１に示した電源回路の何れにおいても、スイッチング素
子Ｑ1 がオフとなる期間ＴOFFにおいては、ピークで約
１８００Ｖの共振電圧Ｖｃｒが発生する。これは、倍電
圧整流によって得られた２Ｅｉの直流入力電圧に対し
て、電圧共振形コンバータの一次側の並列共振回路のイ
ンピーダンスが作用することに起因する。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図１０
〜図１６により説明した構成による電圧共振形コンバー
タでは、交流入力電圧ＶACがＡＣ１００Ｖ系で最大負荷
電力が１５０Ｗ以上の条件に対応するため、倍電圧整流
方式により２Ｅｉのレベルの直流入力電圧を得るように
している。このため、図１５に示したように、スイッチ
ング素子Ｑ1と並列共振コンデンサＣｒの両端には、ス
イッチングＱ1のオフ時において１８００Ｖの共振電圧
Ｖｃｒが発生する。このため、スイッチング素子Ｑ1と
並列共振コンデンサＣｒについては、１８００Ｖの高耐
圧品を選定することが要求される。この場合、特にスイ
ッチング素子Ｑ1については、飽和電圧ＶCE(SAT)、蓄積
時間ｔSTG、下降時間ｔｆが大きく、電流増幅率ｈFEが
小さくなるため、スイッチング損失とドライブ電力が増
加して、それだけ電源回路としての電力損失が大きくな
る。

【００２１】また、図１０及び図１１に示す構成では、
半波整流回路によって直流出力電圧（ＥO1，ＥO2）を得
ているが、半波整流回路の整流ダイオード（ＤO1，ＤO
2）の非導通時においては、図１６（ｄ）（ｉ）に示す
ようにして、直流出力電圧ＥO(ＥO1，ＥO2)の２倍から
３．５倍程度の二次側電圧Ｖ2が印加される。このた
め、半波整流回路に用いる整流ダイオード（ＤO1，ＤO
2）としても、例えば直流出力電圧が１３５Ｖ程度であ
るとして５００Ｖ程度の高耐圧品が必要となり、それだ
け順方向電圧降下ＶFと逆回復時間ｔｒｒが大きくなっ
て電力損失を増加させる要因となる。例えばスイッチン
グ周波数を高くすれば、各種部品素子の小型化が可能に
なるのであるが、上記したような事情により、スイッチ
ング周波数ｆｓを高く設定することが困難で、例えばｆ
ｓ＝５０ＫＨｚ以上では急激に電力変換効率が低下して
しまうことが分かっている。更には、上述したように信
頼性の高い直流入力電圧を得るのに倍電圧整流回路が必
要となることで、比較的大型の平滑コンデンサが２本必
要となって基板面積も大きくなる。

【００２２】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、例えばＡＣ１００Ｖ系で最大負荷電力
が１５０Ｗの条件に対応する電圧共振形スイッチング電
源回路として、電力変換効率の向上、及び基板面積の小
型・軽量化を図ることを目的とする。

【００２３】このため、電圧共振形スイッチング電源回
路として、全波整流によって入力された商用交流電源レ
ベルに対応するレベルの整流平滑電圧を生成する整流平
滑手段と、疎結合とされる所要の結合係数が得られるよ
うにギャップが形成され、一次側出力を二次側に伝送す
るために設けられる絶縁コンバータトランスと、整流平
滑手段より出力される整流平滑電圧を断続して絶縁コン
バータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイ
ッチング手段と、少なくとも絶縁コンバータトランスの
一次巻線を含むインダクタンス成分と共振コンデンサの
キャパシタンスによって形成されて、上記スイッチング
手段の動作を電圧共振形とする一次側共振回路と、絶縁
コンバータトランスの二次巻線のインダクタンス成分
と、二次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによ
って二次側において形成される二次側共振回路と、絶縁
コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入
力し全波整流によって二次側直流出力電圧を得る直流出
力電圧生成手段と、絶縁コンバータトランスの一次巻線
に対して直列又は並列に接続される被制御巻線と、この
被制御巻線とその巻回方向が直交するようにされた制御
巻線とが巻装される直交型制御トランスを備え、直流出
力電圧のレベルに応じて可変の制御電流を上記制御巻線
に流して上記被制御巻線のインダクタンスを変化させる
ことで二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うよ
う構成された定電圧制御手段と、整流平滑電圧に対して
スイッチング手段のスイッチング出力を利用して生成し
たブースト電圧を重畳してブースト整流平滑電圧を得る
ようにされているブースト手段とを備えるものである。
そして、このブースト手段は、絶縁コンバータトランス
の一次巻線を巻き上げるようにして形成されてスイッチ
ング出力を得るブースト用巻線と、ブースト用巻線に得
られる交番電圧を整流するブースト用整流ダイオードと
を直列接続して形成される直列接続回路と、この直列接
続回路により得られる整流出力が充電されることでその
両端にブースト電圧を発生するように設けられるブース
ト用平滑コンデンサとを備え、ブースト用平滑コンデン
サの負極側を上記整流平滑手段を形成する平滑コンデン
サの正極側に対して接続することで形成することとし
た。

【００２４】上記構成によれば、絶縁コンバータトラン
スを疎結合とし、二次側においては全波整流回路によっ
て二次側直流出力電圧を生成して負荷に電力を供給する
ようにされる。つまり、所要の負荷条件に対しては、二
次側に全波整流回路を備えることで対応するようにさ
れ、これに伴い、一次側は倍電圧整流回路ではなく、交
流入力電圧レベルの１倍に対応する整流平滑電圧を生成
する全波整流回路を備えて構成されることになる。ま
た、一次側において整流平滑電圧に対してブースト電圧
を重畳することでブースト平滑電圧を得るブースト回路
が備えられる。これにより、スイッチングコンバータへ
の見かけ上の直流入力電圧レベルを上昇させることにな
る。また、ブースト回路は、一次巻線を巻き上げたブー
スト用巻線に得られた交番電圧を整流平滑化して得るよ
うにされる。つまり、一次側の直列共振回路を形成する
一次側巻線と接続された関係にある。二次側直流出力電
圧の安定化制御は、一次側巻線と接続された直交型制御
トランスの被制御巻線のインダクタンスを可変すること
で行われるが、上記構成ではスイッチング出力による共
振電圧のパルス幅（即ちスイッチング手段のオン／オフ
期間）も被制御巻線の可変インダクタンスに応じて制御
するようにされる。

【００２５】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としての電圧共振形スイッチングコンバータの構成例
を示している。この図に示すスイッチング電源回路にお
いては先に説明した図１０又は図１１の場合と同様に、
１石のスイッチング素子（バイポーラトランジスタ）に
よる自励式の電圧共振形スイッチングコンバータが採用
されている。なお、この図において、図１０又は図１１
と同一部分については同一符号を付して説明を省略す
る。

【００２６】この図に示す本実施の形態としての電源回
路においては、交流入力電圧ＶACを入力して交流入力電
圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路
Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備
えられ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整
流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。つまり、本実
施の形態においては、従来のように倍電圧整流回路は備
えられないものである。なお、本明細書においては交流
入力電圧ＶACのレベルの１倍に対応する整流平滑電圧Ｅ
ｉを生成する全波整流回路を「等倍電圧整流回路」とも
いうことにする。

【００２７】また、本実施の形態の絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴにおいては、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2及
び駆動巻線ＮBに加え、一次巻線Ｎ1を巻き上げることに
よって巻線Ｎ3が備えられている。巻線Ｎ3は後述するブ
ースト回路を形成する。この絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴは、図２に示すように、例えばフェライト材による
Ｅ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように
組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの
中央磁脚に対して、ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1
（及びＮ3，ＮB）と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した
状態で巻装している。そして、本実施の形態では、中央
磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するように
している。これによって、例えば従来例として図１２に
示した絶縁コンバータトランスＰＩＴよりも小さな結合
係数による疎結合となるようにして、その分、飽和状態
が得られにくいようにしている。この場合の結合係数ｋ
としては、例えばｋ≒０．８５とされる。

【００２８】本実施の形態においては、ブースト電圧Ｖ
Bを生成して整流平滑電圧Ｅｉに重畳することで、ブー
スト平滑電圧ＥBを得るためのブースト回路が設けられ
る。このブースト回路は、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次巻線Ｎ1を巻き上げて形成されるブースト用の
巻線Ｎ3、ブースト用ダイオードＤB、及びブースト電圧
生成用の平滑コンデンサＣｉBを備えて成る。巻線Ｎ3の
端部は、平滑コンデンサＣｉBの正極と接続される。平
滑コンデンサＣｉBの負極は平滑コンデンサＣｉの正極
（Ｅｉライン）と接続される。ブースト用ダイオードＤ
Bは、アノードが平滑コンデンサＣｉBの負極と平滑コン
デンサＣｉの正極との接続点（Ｅｉライン）と接続さ
れ、カソードは一次巻線Ｎ1と巻線Ｎ3と接続点に対して
接続される。

【００２９】このような接続形態によると、巻線Ｎ3に
得られたスイッチング出力電圧をブースト用ダイオード
ＤBにより整流して平滑コンデンサＣｉBにより平滑化す
ることで、平滑コンデンサＣｉBの両端にブースト電圧
ＶBを生成するブースト回路が形成されることになる。
そして、本実施の形態では、スイッチング素子Ｑ1を備
えて成る電圧共振形スイッチングコンバータは、整流平
滑電圧Ｅｉに対して上記ブースト電圧ＶBを重畳して得
られるブースト平滑電圧ＥBを動作電源としてスイッチ
ングを行うようにされる。つまり、本実施の形態では、
ブースト回路によって、電圧共振形スイッチングコンバ
ータに供給すべき見かけ上の直流入力電圧レベルを上昇
させているものである。

【００３０】また、この実施の形態の電源回路の一次側
並列共振回路としては、一次巻線Ｎ1の端部と被制御巻
線ＮRの一端とを接続し、更に被制御巻線ＮRの他端をス
イッチング素子Ｑ1のコレクタ及び並列共振コンデンサ
Ｃｒの接続点に対して接続して形成される。つまり、被
制御巻線ＮRは、スイッチング素子Ｑ1側に設けられるよ
うにして一次巻線Ｎ1と直列に接続される。

【００３１】また、本実施の形態の電源回路の二次側に
おいては、二次巻線Ｎ2に対してセンタータップを設け
た上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，ＤO3，ＤO4及び平
滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接続することで、
［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサＣO1］の
組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデンサＣ
O2］の組とによる、２組の全波整流回路が設けられる。
［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサＣO1］か
ら成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO1を生成し、［整
流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデンサＣO2］から成
る全波整流回路は直流出力電圧ＥO2を生成する。つま
り、本実施の形態においては、二次側において直流出力
電圧を得るのにあたり全波整流回路が設けられる。な
お、この場合には、直流出力電圧ＥO1及び直流出力電圧
ＥO2は制御回路１に対して分岐して入力される。直流出
力電圧ＥO1は制御回路１における検出電圧とし利用さ
れ、直流出力電圧ＥO2は制御回路１の動作電源として利
用される。

【００３２】先に図１３にて説明したように、絶縁コン
バータトランスＰＩＴでは、一次巻線Ｎ1 のインダクタ
ンスＬ1と二次巻線Ｎ2 のインダクタンスＬ2 との相互
インダクタンスＭについて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとな
る場合とがあることを説明したが、例えば二次巻線Ｎ2
に得られる交番電圧が正極性のときに整流ダイオードＤ
O1，ＤO3に整流電流が流れる動作は＋Ｍの動作モード
（フォワード方式）とみることができ、逆に、二次巻線
Ｎ2に得られる交番電圧が負極性のときに整流ダイオー
ドＤO2，ＤO4に流れる整流電流は−Ｍの動作モード（フ
ライバック方式）であるとみることができる。即ち、本
実施の形態では、二次巻線に得られる交番電圧が正／負
となるごとに、相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍのモー
ドで動作することになる。

【００３３】また、上記構成による電源回路では、前述
したように、一次側に設けられたブースト回路によって
平滑コンデンサＣｉBの両端にブースト電圧ＶBが発生す
る。そして、直列接続された平滑コンデンサＣｉB−平
滑コンデンサＣｉの両端には、整流平滑電圧Ｅｉに対し
てブースト電圧ＶBが重畳されたブースト平滑電圧ＥＢ
が得られることになるが、このブースト平滑電圧ＥＢ
は、

【数１】により表すことができる。ここで、巻線Ｎ3及び一次巻
線Ｎ1のインダクタンスとしてＬ3＝Ｌ1の関係が得られ
るようにし、かつ、被制御巻線ＮRのインダクタンスＬR
と一次巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1についてＬR＝０．
０５×Ｌ1〜０．６×Ｌ1の関係が得られるように選定し
たとすると、上記（数１）により、ブースト平滑電圧Ｅ
Bは、ほぼ１．９Ｅｉ〜１．５Ｅｉの範囲で変化する。

【００３４】ここで、交流入力電圧ＶACに対する、整流
平滑電圧Ｅｉ及び上記ブースト平滑電圧ＥBの関係を図
３に示す。この図においては、横軸が交流入力電圧ＶAC
とされ、縦軸が整流平滑電圧Ｅｉ又はブースト平滑電圧
ＥBのレベルとされている。また、ここでは、交流入力
電圧ＡＣ１００Ｖ系として、地域Ａにおける商用交流電
源がＡＣ８０〜１２０の範囲と、地域ＢにおけるＡＣ１
００〜１４０の範囲との両者の条件における特性を示し
ている。

【００３５】図のように、平滑コンデンサＣｉの両端に
得られる整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの上昇
に伴って上昇する。これに対してブースト電圧ＶBが重
畳されることで得られるブースト平滑電圧ＥBは、前述
したようにして１．９Ｅｉ〜１．５Ｅｉの範囲で可変さ
れるが、図のように、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ時と最小
負荷電力Ｐｏｍｉｎ時とで、それぞれ、交流入力電圧の
変動に対応する変化がみられている。

【００３６】また、本実施の形態の電源回路におけるス
イッチング周期での要部の動作を図４の波形図に示す。
図４（ａ）（ｂ）（ｃ）は、交流入力電圧ＶACが最小
（ＡＣ８０Ｖ）、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝１６０Ｗ時
の、スイッチング素子Ｑ1／並列共振コンデンサＣｒの
並列接続の両端に得られる共振電圧Ｖｃｒ、一次巻線Ｎ
1に流れる電流Ｉ1、ブースト用ダイオードＤBに流れる
整流電流ＩDBを示している。また、図４（ｄ）（ｅ）
（ｆ）は、交流入力電圧ＶACが最大（ＡＣ１４０Ｖ）、
最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ＝０Ｗ時の、共振電圧Ｖｃｒ、
電流Ｉ1、整流電流ＩDBを示している。また、期間ＴO
N，ＴOFFは、それぞれスイッチング素子Ｑ1がオン、オ
フとなる期間を示している。この図から分かるように、
図４（ａ）に示す共振電圧Ｖｃｒとして現れるパルス波
形は、電圧共振形の動作となっており、矩形波状ではな
く正弦波に近い滑らかな波形形状を有している。本実施
の形態の場合、共振電圧Ｖｃｒは、一次巻線Ｎ1と被制
御巻線ＮRの合成インダクタンス（Ｌ1＋ＬR）と並列共
振コンデンサＣｒのキャパシタンスから成る一次側並列
共振回路の共振作用によって、スイッチング素子Ｑ1が
オフの期間ＴOFFにおいて現れるものである。

【００３７】ここで、本実施の形態の制御回路１として
は、直交型トランスＰＲＴの制御巻線ＮCに対して、直
流出力電圧ＥO1の変動に応じたレベルの制御電流を流し
て、被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRを可変するよう
に動作する。本実施の形態の接続形態では、インダクタ
ンスＬRは一次側並列共振回路を形成することから、可
変されるインダクタンスＬRにより、前述したインダク
タンス制御方式によって二次側直流出力電圧を一定とす
るように動作する。つまり、図４（ａ）（ｄ）に示すよ
うに、共振電圧Ｖｃｒのパルス幅（即ちＴOFF期間）を
可変制御する結果、スイッチング素子Ｑ1のＴON期間を
可変制御する。

【００３８】このようにして本実施の形態では、インダ
クタンス制御方式によって二次側直流電圧の安定化制御
を図る構成に対してブースト回路を設けて見かけ上の直
流入力電圧が上昇するようにしたことで、結果的に被制
御巻線ＮRに流れる電流量は従来よりも少なくて済むも
のである。このため、本実施の形態では直交型制御トラ
ンスＰＲＴのサイズを従来よりも小型とすることが可能
となる。

【００３９】そして、本実施の形態では、上述のように
してブースト回路によって見かけ上の交流入力電圧の上
昇を図ることによって、従来のように倍電圧整流により
整流平滑電圧を得た場合とほぼ同等の最大負荷電力に対
応できることになる。これに加えて、例えば本実施の形
態の電源回路のように、二次側並列共振コンデンサＣ2
を設けて二次側並列共振回路を形成した構成とすると、
この二次側並列共振回路の作用によって負荷側に電力が
供給されるため、二次側並列共振コンデンサＣ2を設け
ない場合よりも、更に最大負荷電力が増加する。この
際、二次側並列共振回路に接続される整流平滑回路が半
波整流回路であるとすると、二次巻線Ｎ2Aに発生する交
番電圧が負極性のときには整流電流が得られないため、
最大負荷電力の増加率としては５０％程度となる。これ
に対して、本実施の形態のようにして、二次側並列共振
回路に対して全波整流回路を接続した場合、前述のよう
に、相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの両方の動作モー
ドで交互に整流電流が流れるようにされる。つまり、交
番電圧が正極と負極との両期間において整流出力が得ら
れるようにされるので、それだけ負荷側に供給される電
力も増加して、最大負荷電力の増加率も向上する。例え
ば、二次側並列共振コンデンサＣ2を設けず、かつ、半
波整流回路が接続された構成と比較すると、本実施の形
態では、約２倍程度の最大負荷電力の増加が得られる。

【００４０】上記のようにして最大負荷電力の増加を図
ることで、本実施の形態では、直流入力電圧（整流平滑
電圧）を生成する整流平滑回路としては倍電圧整流方式
を採って負荷電力をカバーする必要はなくなる。この結
果、本実施の形態では図１にて説明したように、例えば
ブリッジ整流回路による通常の等倍電圧整流回路の構成
を採ることができるものである。これにより、例えば本
実施の形態では、交流入力電圧ＶAC＝１４４Ｖ時におけ
る整流平滑電圧Ｅｉは２００Ｖ程度となる。共振電圧Ｖ
ｃｒは、整流平滑電圧Ｅｉに対して一次側の並列共振回
路が作用することで、スイッチング素子Ｑ1がオフ時に
発生するが、本実施の形態では、上記のように整流平滑
電圧Ｅｉが倍電圧整流時の約１／２とされることにな
る。但し、本実施の形態では、この整流平滑電圧Ｅｉに
対してブースト電圧ＶBを重畳してブースト平滑電圧ＥB
が発生するため、共振電圧Ｖｃｒはブースト平滑電圧Ｅ
Bのレベルに依存するのであるが、それでも共振電圧Ｖ
ｃｒは、先に図４（ａ）に示したようにして、最大負荷
電力時で、従来の１８００Ｖから１５００Ｖ程度にまで
抑えられることになる。従って、本実施の形態において
は、スイッチング素子Ｑ1と並列共振コンデンサＣｒに
ついては、１５００Ｖの耐圧品を選定すればよいことに
なる。

【００４１】更に、上述したようにして二次側において
全波整流回路を設け、二次巻線Ｎ2Aの交番電圧が正負の
両期間において整流電流が流れるようにしたことで、本
実施の形態では、二次側の共振電圧Ｖ2は正負の両期間
において共に整流平滑電圧Ｅｉと同等のレベルにまで抑
制されることになる。これにより、二次側の全波整流回
路を形成する整流ダイオード（ＤO1〜Ｄ04）としては、
整流平滑電圧Ｅｉのレベルにほぼ対応する耐圧品を選定
すればよいことになる。

【００４２】このように、本実施の形態では、スイッチ
ング素子Ｑ1、並列共振コンデンサＣｒ，及び二次側の
全波整流回路を形成する整流ダイオードについて、従来
例に備えられるべきものよりも低耐圧品を用いることが
できるため、素子としてはそれだけ安価となる。このた
め、特にコストアップを考慮することなく、例えばスイ
ッチング素子Ｑ1及び二次側の全波整流回路を形成する
整流ダイオードについて特性の向上されたもの（スイッ
チング素子Ｑ1であれば、飽和電圧ＶCE(SAT)、蓄積時間
ｔSTG、下降時間ｔｆ、電流増幅率ｈFE等の特性の良好
なもの、また、整流ダイオードであれば順方向電圧降下
ＶF、逆回復時間ｔｒｒ等の特性の良好なもの）を選定
することができ、それだけ電力損失の低減が促進される
ことにもなる。つまり、従来よりも低コスト或いはほぼ
同等のコストでありながら電力変換効率の向上を図るこ
とが可能になる。また、電力変換効率の向上により、例
えば従来必要であった放熱板等も不要となる。

【００４３】また、電圧共振形コンバータの構成として
従来例よりも高いスイッチング周波数を設定するように
すれば、上記各種部品の小型・軽量化も図られることに
なる。ここで、実際に対応すべき最大負荷電力に応じ
て、ブースト電圧ＶBが最適となるように巻線Ｎ3を選定
すれば、更なる各種部品の小型・軽量化を実現できる。
更に、電源回路の小型・軽量化の観点からすれば、従来
のように直流入力電圧の生成のために倍電圧整流回路を
備える構成では、それぞれ２組の整流ダイオードと平滑
コンデンサが必要とされたのであるが、本実施の形態で
は、例えば通常のブリッジ整流回路による全波整流回路
とされるため、１組のブロック型の平滑コンデンサとブ
リッジ整流ダイオードを採用することができるので、こ
の点でも、コストの削減及び部品の小型化が図られるも
のである。

【００４４】図５は、本発明の第２の実施の形態として
の電圧共振形スイッチング電源回路の構成例を示す回路
図である。なお、この図において図１と同一部分につい
ては同一符号を付して説明を省略する。

【００４５】この図に示す電源回路においては、先ず、
スイッチング素子Ｑ1として、バイポーラトランジスタ
（ＢＪＴ）Ｑ11，Ｑ12、クランプダイオードＤD1，ＤD
2、抵抗Ｒ11，Ｒ12を図のように接続して形成されるダ
ーリントン回路が備えられる。この場合の、上記ダーリ
ントン回路の接続形態としては、トランジスタＱ11のコ
レクタとトランジスタＱ12のコレクタを接続し、トラン
ジスタＱ11のエミッタをトランジスタＱ12のエミッタと
接続し、トランジスタＱ12のエミッタをアースに接地し
ている。また、ダンパーダイオードＤD1のアノードをト
ランジスタＱ11のエミッタと接続し、ダンパーダイオー
ドＤD1のカソードを抵抗Ｒ11を介してトランジスタＱ11
のベースに接続している。ダンパーダイオードＤD2のア
ノードは、トランジスタＱ12のエミッタに接続され、カ
ソードはトランジスタＱ12のコレクタに接続されてい
る。抵抗Ｒ12は、トランジスタＱ12のベース−エミッタ
間に対して並列に接続されている。このようにして形成
したダーリントン回路においては、トランジスタＱ11の
ベースが先の各実施の形態に示したスイッチング素子Ｑ
1のベースと等価となり、トランジスタＱ11，Ｑ12のコ
レクタ接点がスイッチング素子Ｑ1のコレクタと等価と
なる。また、トランジスタＱ12のエミッタがスイッチン
グ素子Ｑ1のエミッタと等価となる。

【００４６】また、この場合には、スイッチング素子を
自励式により駆動するための自励発振回路は省略され、
代わりに発振・ドライブ回路２を備えた、他励式による
スイッチング駆動が行われる構成を採る。このため、本
実施の形態においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
において巻線Ｎ4A，Ｎ4Bが設けられる。そして、巻線Ｎ
4A，整流ダイオードＤ1，コンデンサＣAから成る半波整
流回路によって＋１２Ｖの直流電圧を生成すると共に、
巻線Ｎ4B，整流ダイオードＤ2，コンデンサＣBから成る
半波整流回路によって−１２Ｖの直流電圧を生成するよ
うにされる。そして、発振・ドライブ回路２２に対して
は、上記＋１２Ｖ及び−１２Ｖの直流電圧が動作電源と
して供給される。

【００４７】発振・ドライブ回路２は、起動抵抗ＲSに
より起動されるようになっており、所要のスイッチング
周波数ｆｓ（例えばｆｓ＝１００ＫＨｚ）を有する周期
の発振信号を生成する。そして、＋１２Ｖ／−１２Ｖの
動作電源を利用することで、上記発振信号をスイッチン
グ周期ごとに正（オン）／負（オフ）となるスイッチン
グ駆動電流に変換してスイッチング素子Ｑ1のベース端
子に出力する。これによりスイッチング素子Ｑ1は所要
のスイッチング周波数でもってスイッチング動作を行う
ように駆動される。本実施の形態のように、スイッチン
グ素子Ｑ1についてダーリントン回路を採用した場合に
は、例えばスイッチング素子Ｑ1が１石のバイポーラト
ランジスタとされる場合よりも更に高い電力変換効率が
得られることになる。

【００４８】また、この図に示す電源回路の二次側にお
いては、２組の二次巻線Ｎ2，Ｎ2Aが備えられている。
この場合、並列共振コンデンサＣ2は二次巻線Ｎ2のみに
対して接続されているが、二次巻線Ｎ2Aに対しても接続
するようにしてよいものである。ここで、二次巻線Ｎ2
に対してはブリッジ整流回路ＤOが接続されており、こ
のブリッジ整流回路ＤO及び平滑コンデンサＣ01からな
る整流回路により全波整流を行って直流出力電圧ＥO1を
得るようにされている。また、二次巻線Ｎ2A側では、二
次巻線Ｎ2Aに対してセンタータップを設けて接地した上
で、２本の整流ダイオードＤO3，ＤO4及び平滑コンデン
サＣ02から成る、センタータップ全波整流方式による整
流回路によって直流出力電圧ＥO2を得るようにされてい
る。

【００４９】また、図５に示す回路では、直交型制御ト
ランスＰＲＴの被制御巻線ＮRは、一次巻線Ｎ1に対して
並列に接続された形態を採っている。この接続形態の場
合、一次巻線Ｎ1に流れるべき電流Ｉ1は、被制御巻線Ｎ
Rと一次巻線Ｎ1の各インダクタンスＬR，Ｌ1の比に従っ
て分流する。このため、図５に示す回路におけるブース
ト回路により得られるブースト平滑電圧ＥBは、

【数２】に示すようにして表され、第１の実施の形態の場合と同
様、被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRに応じて変化す
ることが示される。ここで、巻線Ｎ3及び一次巻線Ｎ1の
インダクタンスとしてＬ3＝Ｌ1／２の関係が得られるよ
うにし、かつ、被制御巻線ＮRのインダクタンスＬR一次
巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1についてＬR＝Ｌ1の関係が
得られているときには、上記（数２）により、ブースト
平滑電圧ＥBは、ほぼ２Ｅｉとなり、交流入力電圧の２
倍に対応する倍圧レベルにまでブーストされることにな
る。

【００５０】図６は、本実施の形態の変形例としての構
成を示している。なお、この図においては絶縁コンバー
タトランスＰＲＴ及び二次側の回路のみを抜き出して示
しており、他の部分の構成は、図１又は図５と同様とさ
れる。図６においては、二次側の直流出力電圧ＥOを得
るための整流回路として、全波倍電圧整流方式が採られ
ている。つまり、二次巻線Ｎ2Aに対して、２本の平滑コ
ンデンサＣO11，ＣO12と、整流ダイオードＤO1，ＤO2に
より形成される倍電圧整流回路を設けるようにされる。
この回路においては、二次巻線Ｎ2Aに得られる交番電圧
が正の期間は二次巻線Ｎ2A→整流ダイオードＤO1→平滑
コンデンサＣO11→二次巻線Ｎ2Aの経路により整流電流
が流れて平滑コンデンサＣO11に充電を行う。また、二
次巻線Ｎ2Aに得られる交番電圧が負の期間は二次巻線Ｎ
2A→平滑コンデンサＣO12→整流ダイオードＤO2→二次
巻線Ｎ2Aの経路により整流電流が流れて平滑コンデンサ
ＣO12に充電を行う。そして、この動作が１周期ごとに
繰り返される。この動作によって、平滑コンデンサＣO1
1、ＣO12には、それぞれ二次巻線Ｎ2Aに得られる電圧レ
ベルに対応する直流電圧レベルが得られる。従って、直
列接続された平滑コンデンサＣO11−ＣO12の両端には、
二次巻線Ｎ2Aに得られる電圧レベルの２倍に対応する直
流電圧が得られ、この直流電圧が直流出力電圧ＥOとな
る。このような構成では、例えば先に示した第１及び第
２の実施の形態の電源回路における直流出力電圧ＥO1と
同等レベルの直流出力電圧ＥOを得ようとすれば、二次
巻線Ｎ2Aの巻数は少なくて済み、例えば第１及び第２の
実施の形態における二次巻線Ｎ2の巻数の１／２程度
（図にＮ2A＝Ｎ2／２として示す）とすることができ
る。

【００５１】これまでの実施の形態の説明においては、
スイッチング素子Ｑ1として、１石のバイポーラトラン
ジスタ（ＢＪＴ）、或いは２本のバイポーラトランジス
タを備えたダーリントン回路を採用した場合を例に挙げ
ていたが、本発明の実施の形態としては、以降示すよう
なスイッチング素子をスイッチング素子Ｑ1に代えて採
用することも可能である。

【００５２】図７には、スイッチング素子Ｑ1に代え
て、ＭＯＳ−ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ；
金属酸化膜半導体）を使用した例が示されている。ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴを用いる場合、ドレイン−ソース間に対し
て、スイッチングオフ時の期間電流の経路を形成するた
めのツェナーダイオードＺＤが図に示す方向により並列
に接続される。つまり、アノードがＭＯＳ−ＦＥＴのソ
ースと接続され、カソードがツェナーダイオードＺＤの
ドレインと接続される。この場合、先の実施の形態に示
したスイッチング素子Ｑ1のベース、コレクタ、エミッ
タは、それぞれ、ＭＯＳ−ＦＥＴのゲート、ドレイン、
ソースに置き換わることになる。

【００５３】図８は、スイッチング素子Ｑ1に代えて、
ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を使用
した例が示されている。ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ
間に対しては、スイッチングオフ時の期間電流の経路を
形成するためのダイオードＤが並列に接続される。ここ
では、ダイオードＤのアノード、カソードはそれぞれＩ
ＧＢＴのコレクタ，エミッタに対して接続されている。
この回路では、先の各実施の形態に示したスイッチング
素子Ｑ1のベース、コレクタ、エミッタは、それぞれ、
ＩＧＢＴのゲート、コレクタ、エミッタに置き換わる。

【００５４】図９は、スイッチング素子Ｑ1に代えて、
ＳＩＴ（静電誘導サイリスタ）を使用した例が示されて
いる。このＳＩＴのコレクタ−エミッタ間に対しても、
スイッチングオフ時の期間電流の経路を形成するための
ダイオードＤが並列に接続され、ダイオードＤのアノー
ド、カソードがそれぞれＳＩＴのカソード，アノードに
対して接続される。この回路では、先の各実施の形態に
示したスイッチング素子Ｑ1のベース、コレクタ、エミ
ッタは、それぞれ、ＳＩＴのゲート、アノード、カソー
ドに置き換わる。

【００５５】上記図７〜図９に示す何れの構成を採った
場合にも、本実施の形態では更なる高効率化を図ること
が可能になる。なお、図７〜図９に示す構成を採る場
合、ここでは図示しないが、実際にスイッチング素子Ｑ
1に代えて採られるべき構成に適合するようにして、そ
の駆動回路の構成が変更されるものである。また、実施
の形態として上記各図に示した構成の細部は、実際の使
用条件等に応じて変更されて構わない。

【００５６】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、例えば交
流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系で１５０Ｗ以上の比較的高負
荷の条件に対応する電圧共振形スイッチング電源回路と
して、整流平滑電圧に対してブースト電圧を重畳してブ
ースト平滑電圧を得るためのブースト回路（ブースト手
段）が設けられる。これによって、対応可能な最大負荷
電力は、例えば倍電圧整流回路により交流入力電圧レベ
ルの２倍に対応する整流平滑電圧を得た構成の場合とほ
ぼ同等とすることが可能である。更にこの上で、絶縁コ
ンバータトランスを疎結合とすることで、一次巻線と二
次巻線の相互インダクタンスが互いに逆極性となる動作
モード（＋Ｍ／−Ｍ）が得られるようにしている。この
うえで、二次側においては全波整流回路を備えること
で、二次巻線に得られる交番電圧から二次側直流出力電
圧を得るようにされる。つまり、二次側において全波整
流回路により負荷に電力供給をする結果、本発明では従
来のように半波整流回路により二次側直流出力電圧を得
る場合よりも、対応可能な最大負荷電力を向上させるこ
とが可能になる。そしてこれに伴い、一次側は倍電圧整
流回路ではなく、通常の全波整流回路により交流入力電
圧レベルに対応するレベルの整流平滑電圧を入力するよ
うに構成しても、充分に上記した条件に対応することが
できることになる。

【００５７】例えば従来においては、上記の条件に対応
する場合には、倍電圧整流回路により交流入力電圧レベ
ルの２倍に対応する整流平滑電圧を得る必要があり、こ
のため、スイッチング素子や一次側の並列共振コンデン
サには、整流平滑電圧レベルに応じて発生するスイッチ
ング電圧に応じた耐圧品を選定する必要があった。ま
た、従来においては、二次側において半波整流回路によ
り直流出力電圧を生成するようにしていたことで、整流
ダイオードの非導通期間において整流平滑電圧の２．５
倍〜３．５倍程度の電圧が印加されるため、この電圧レ
ベルに応じた耐圧品を選定していた。

【００５８】これに対して本発明では、整流平滑電圧レ
ベルに依存するスイッチング電圧が従来の１／２となる
ことから、スイッチング素子や一次側の共振コンデンサ
について、従来よりも遙かに耐圧の低い部品素子を用い
ることができる。また、二次側においては、並列共振回
路を形成する二次巻線に得られる交番電圧（共振電圧）
を全波整流回路により整流して直流出力電圧を得るよう
にしている。この結果、対応可能な最大負荷電力を増加
させた上で、整流ダイオードに印加される電圧は整流平
滑電圧レベルとほぼ同等に抑制されるため、二次側の整
流ダイオードについても従来より耐圧の低いものを選定
することができる。これによって、先ずスイッチング素
子、一次側の並列共振コンデンサ、及び二次側整流ダイ
オード等にかかるコストを削減することができる。ま
た、スイッチング素子及び二次側整流ダイオードの特性
の向上したものを選定すれば、電力変換効率の向上が図
られることになる。また、スイッチング素子の特性が向
上されればスイッチング周波数を高くすることが容易と
なるので、スイッチング周波数を高くすればスイッチン
グ素子周辺の回路部品の小型・軽量化を図ることも可能
になるものである。また、商用交流電源から整流平滑電
圧を得る回路が通常の全波整流回路とされたことで、例
えば通常の１組のブロック型の平滑コンデンサとブリッ
ジ整流ダイオードを採用することができるので、この点
でも、コストの削減及び回路規模の縮小が図られる。

【００５９】また、本発明としては、上記のようにブー
スト回路を設けて見かけ上の直流入力電圧を上昇させた
上で、インダクタンス制御方式によってスイッチング素
子のオン期間（即ち、共振電圧のパルス幅）を可変制御
することで二次側の定電圧制御を行うように動作する構
成を採るが、この構成の結果、例えば最小負荷電力の拡
大を図ることも可能になる。更には、例えば従来のよう
に被制御巻線が一次側の並列共振回路に挿入される場合
よりも、本発明では、被制御巻線に流すべき電流を低減
させることが可能になる。これによって、直交型制御ト
ランスの小型化を図ることが可能とされる。そして、上
記ブースト回路は、ブースト用巻線と、ブースト用の整
流ダイオードを直列に接続した直列接続回路と、この直
列接続回路の整流出力を充電してブースト電圧を得るブ
ースト用の平滑コンデンサとから成る簡易な回路により
形成される。また、ブースト用の平滑コンデンサについ
ては、倍電圧整流方式ではなく、通常の全波整流方式に
よって整流平滑電圧（直流入力電圧）を得るようにした
ことに伴い、例えば１００Ｖ程度の耐圧品を選定すれば
よく、安価で小型のものを採用することができる。

【００６０】更に、本発明として、二次側に設けられる
整流回路については、ブリッジ整流回路による全波整流
回路、センタータップ方式の全波整流回路、更には倍電
圧全波整流回路などを採用することが可能であり、回路
形態としては相応の自由度を有するが、特に倍電圧全波
整流回路を採用した場合には、二次巻線の巻数を従来の
１／２程度にまで少なくすることも可能になる。

【００６１】また、スイッチング手段としては、バイポ
ーラトランジスタを備えて形成されるダーリントン回
路、又はＭＯＳ型電界効果トランジスタ、絶縁ゲートバ
イポーラトランジスタ、又は静電誘導サイリスタにより
構成することが可能であり、この場合には、例えば１石
のバイポーラトランジスタにより上記スイッチング手段
を形成する場合よりも、更に電力変換効率を向上させる
ことが可能となる。

【００６２】このように本発明では、電圧共振形コンバ
ータを備えた電源回路の低コスト化、小型軽量化、及び
電力変換効率の向上が促進されるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態の電源回路の構成例
を示す回路図である。

【図２】本実施の形態の電源回路の絶縁コンバータトラ
ンスの構成を示す断面図である。

【図３】交流入力電圧と直流入力電圧（整流平滑電圧、
ブースト平滑電圧）との関係を示す説明図である。

【図４】第１の実施の形態の電源回路の要部の動作を示
す波形図である。

【図５】本発明の第２の実施の形態の電源回路の構成例
を示す回路図である。

【図６】本発明の実施の形態の変形例としての構成を示
す回路図である。

【図７】本発明の実施の形態の変形例としての構成を示
す回路図である。

【図８】本発明の実施の形態の変形例としての構成を示
す回路図である。

【図９】本発明の実施の形態の変形例としての構成を示
す回路図である。

【図１０】従来例としての電源回路の構成を示す回路図
である。

【図１１】従来例としての電源回路の構成を示す回路図
である。

【図１２】従来例としての電源回路の絶縁コンバータト
ランスの構成を示す回路図である。

【図１３】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各
動作を示す説明図である。

【図１４】従来例としての電源回路に備えられる直交型
制御トランスの構成を示す斜視図である。

【図１５】図１０及び図１１に示す電源回路の要部の動
作を示す波形図である。

【図１６】図１０及び図１１に示す電源回路における定
電圧制御系のインダクタンス重畳特性を示す説明図であ
る。

【符号の説明】

１制御回路、２発振回路、３ドライブ回路、Ｃ
ｉ，ＣｉB 平滑コンデンサ、Ｃｒ並列共振コンデン
サ、Ｃ2 （二次側）並列共振コンデンサ、Ｄｉ，ＤO
ブリッジ整流回路、ＤO1，ＤO2，ＤO3，ＤO4 整流ダイ
オード、ＰＩＴ絶縁コンバータトランス、ＰＲＴ直交
型制御トランス、ＮC 制御巻線、ＮR被制御巻線、Ｑ1
スイッチング素子、ＤBブースト用ダイオード、Ｎ3
（ブースト用）巻線

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】全波整流によって、入力された商用交流
電源レベルに対応するレベルの整流平滑電圧を生成する
整流平滑手段と、疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャッ
プが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設
けられる絶縁コンバータトランスと、上記整流平滑手段より出力される整流平滑電圧を断続し
て上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するよ
うにされたスイッチング手段と、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を
含むインダクタンス成分と共振コンデンサのキャパシタ
ンスによって形成されて、上記スイッチング手段の動作
を電圧共振形とする一次側共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線のインダクタン
ス成分と、二次側並列共振コンデンサのキャパシタンス
とによって二次側において形成される二次側共振回路
と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
電圧を入力し、全波整流によって二次側直流出力電圧を
得る直流出力電圧生成手段と、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に対して直列又
は並列に接続される被制御巻線と、該被制御巻線とその
巻回方向が直交するようにされた制御巻線とが巻装され
る直交型制御トランスを備え、上記直流出力電圧のレベ
ルに応じて可変の制御電流を上記制御巻線に流して上記
被制御巻線のインダクタンスを変化させることで、二次
側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うよう構成され
た定電圧制御手段と、上記整流平滑電圧に対して、上記スイッチング手段のス
イッチング出力を利用して生成したブースト電圧を重畳
して、ブースト整流平滑電圧を得るようにされているブ
ースト手段とを備え、上記ブースト手段は、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を巻き上げるよ
うにして形成されてスイッチング出力を得るブースト用
巻線と、上記ブースト用巻線に得られる交番電圧を整流
するブースト用整流ダイオードとを直列接続して形成さ
れる直列接続回路と、該直列接続回路により得られる整
流出力が充電されることでその両端にブースト電圧を発
生するように設けられるブースト用平滑コンデンサとが
備えられ、上記ブースト用平滑コンデンサの負極側を上
記整流平滑手段を形成する平滑コンデンサの正極側に対
して接続することで形成される、ことを特徴とする電圧共振形スイッチング電源回路。
【請求項２】上記直流出力電圧生成手段は、ブリッジ
整流回路を備えた全波整流回路として構成されることを
特徴とする請求項１に記載の電圧共振形スイッチング電
源回路。
【請求項３】上記直流出力電圧生成手段は、センター
タップ全波整流方式による整流回路を備えて構成される
ことを特徴とする請求項１に記載の電圧共振形スイッチ
ング電源回路。
【請求項４】上記直流出力電圧生成手段は、倍電圧全
波整流回路を備えて構成されることを特徴とする請求項
１に記載の電圧共振形スイッチング電源回路。
【請求項５】上記スイッチング手段は、バイポーラト
ランジスタを備えて形成されるダーリントン回路とされ
ていることを特徴とする請求項１に記載の電圧共振形ス
イッチング電源回路。
【請求項６】上記スイッチング手段は、ＭＯＳ型電界
効果トランジスタとされていることを特徴とする請求項
１に記載の電圧共振形スイッチング電源回路。
【請求項７】上記スイッチング手段は、絶縁ゲートバ
イポーラトランジスタとされていることを特徴とする請
求項１に記載の電圧共振形スイッチング電源回路。
【請求項８】上記スイッチング手段は、静電誘導サイ
リスタとされていることを特徴とする請求項１に記載の
電圧共振形スイッチング電源回路。