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TECHNISCHES
GEBIET
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Schaltnetzteil, welches
als eine Stromversorgung für
ein Elektronikgerät
verwendet werden kann.
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STAND DER
TECHNIK
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Ein
Schaltnetzteil, welches einen Schaltwandler von einem Spannungsresonanztyp
umfasst, ist ein leises Schaltnetzteil. In einer solchen Schaltung
besitzen eine Schaltausgangsimpulsspannung und ein Schaltausgangsstrom,
welche durch einen Schaltwandler erzeugt werden und zu einem Isolierstromrichttransformator
geleitet werden, glatte Wellenformen. Als ein Resultat erzeugt ein
Schaltwandler einen verhältnismäßig niedrigen
Geräuschpegel. Außerdem kann
ein solcher Schaltwandler aus einer verhältnismäßig kleinen Anzahl von Teilen
gebildet werden.
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11 zeigt
ein Schaltnetzteil von einem Spannungsresonanztyp. Ein solches Schaltnetzteil kann
mit einer kommerziellen Wechselstromversorgung AC von 100 V betrieben
werden, welche in Japan oder in den Vereinigten Staaten von Amerika
verfügbar
ist, und ist bei einer Maximalstromleistung von 150 W oder mehr
anwendbar.
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Das
in 11 dargestellte Schaltnetzteil umfasst eine Gleichrichterglättungsschaltung
zum Gleichrichten und Glätten
einer kommerziellen Wechselstromversorgung AC. Die Gleichrichterglättungsschaltung
ist als eine Spannungsvervielfachergleichrichterschaltung konstruiert,
bestehend aus einem Paar Gleichrichterdioden Di1 und Di2 und einem Paar
Glättkondensatoren
Ci1 und Ci2. Die Spannungsvervielfachergleichrichterschaltung kann eine
Gleichstromeingangsspannung erzeugen, welche näherungsweise doppelt so groß ist, wie
die Gleichstromeingangsspannung Ei, welche gleich dem Maximalwert
der Wechselstromeingangsspannung VAC ist. Wenn beispielsweise die
Wechselstromeingangsspannung VAC 144V beträgt, dann beträgt die Gleichstromeingangsspannung
2Ei näherungsweise
400 V.
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Die
Spannungsvervielfachergleichrichterschaltung wird als Gleichrichterglättungsschaltung angewendet,
um eine verhältnismäßig große Last gegenüber der
Wechselstromeingangsspannung von 100 V zu ermöglichen, mit einer Maximalstromleistung
von 150 W oder mehr. In anderen Worten, die Gleichstromeingangsspannung
wird auf den doppelten Wert der Normalspannung eingestellt, um die Eingangsstromhöhe in den
Schaltwandler in der nächsten
Stufe niedrig zu halten, und um dadurch die Zuverlässigkeit
der Schaltnetzteilkomponenten zu verbessern.
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Ein
Einschaltstrombegrenzungswiderstand Ri ist in den Gleichrichterstromweg
der Spannungsvervielfachergleichrichterschaltung eingefügt, wie
dargestellt in 11. Als ein Resultat kann der
Einschaltstrom, welcher während
der Anfangsstromversorgung in die Glättkondensatoren fließt, niedrig
gehalten werden.
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Das
Schaltnetzteil von 11 kann einen Schaltwandler
von einem Spannungsresonanztyp umfassen, welcher eine selbsterregte
Konstruktion aufweist und ein einzelnes Schaltelement Q1 umfasst.
Ein solches Schaltelement kann ein bipolarer Transistor (BJT: Junction
Transistor) sein, welcher einer hohen Spannung standhält. Der
Kollektor des Schaltelementes Q1 ist mit einem Ende der Primärwicklung
N1 eines Isolierstromrichttransformators (PIT) verbunden, und der
Emitter des Schaltelementes Q1 ist geerdet. Die Basis des Schaltelementes Q1
ist mit der positiven Elektrodenseite des Glättkondensators Ci2 (gleichgerichtete,
geglättete
Spannung Ei) über
den Startwiderstand RS verbunden. Als ein Resultat kann während eines
Startvorganges der Strom, welcher zu der Basis des Schaltelementes Q1
geleitet wird, gleichgerichtet und geglättet werden. Weiter ist eine Resonanzschaltung
für eine selbsterregte
Oszillation zwischen die Basis des Schaltelementes Q1 und die Primärseitenmasse
eingefügt,
und wird aus einer Reihenschaltung eines Induktors LB, eines Resonanzkondensators
CB, einer Detektortreiberwicklung NB, und eines Dämpfungswiderstandes
RB gebildet. Die Detektortreiberwicklung NB ist auf den Isolierstromrichttransformator
PIT gewickelt, und bildet zusammen mit dem Induktor LB die Induktivität zum Einstellen
der Schaltfrequenz.
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Eine
Klemmdiode DD ist zwischen der Basis des Schaltelementes Q1 und
der Primärseitenmasse eingefügt, und
bildet einen Weg für
den Dämpfungsstrom,
welcher fließt,
sobald das Schaltelement Q1 ausgeschaltet ist.
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Ein
Parallelresonanzkondensator Cr ist zu Kollektor und Emitter von
Schaltelement Q1 parallel geschaltet. Basierend auf der Kapazität des Parallelresonanzkondensators
Cr und einer kombinierten Induktivität (L1 und LR), welche man durch
eine Reihenschaltung der Primärwicklung
N1 des Isolierstromrichttransformators PIT und einer angesteuerten
Wicklung NR eines orthogonalen Steuerungstransformators (PRT) erhält, bildet
der Parallelresonanzkondensator Cr eine Parallelresonanzschaltung von
einem Spannungsresonanztyp. Sobald das Schaltelement Q1 ausgeschaltet
ist, erhält
man durch die Parallelresonanzschaltung einen Betrieb von einem
Spannungsresonanztyp, welcher bewirkt, dass die am Resonanzkondensator
Cr anliegende Spannung Vcr eine Impulswelle in Form einer Sinuswelle
zeigt.
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Ein
Ende der Primärwicklung
N1 des Isolierstromrichttransformators PIT ist mit dem Kollektor des
Schaltelementes Q1 verbunden, und das andere Ende der Primärwicklung
N1 ist mit der angesteuerten Wicklung NR des orthogonalen Steuerungstransformators
PRT verbunden.
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Der
Isolierstromrichttransformator PIT überträgt einen Schaltausgang des
Schaltelementes Q1 auf die Sekundärseite.
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Auf
der Sekundärseite
des Isolierstromrichttransformators PIT tritt eine Wechselspannung,
induziert durch die Primärwicklung
N1, in der Sekundärwicklung
N2 auf. Ein Sekundärseitenparallelresonanzkondensator
C2 ist zu der Sekundärwicklung
N2 parallel geschaltet, um eine Parallelresonanzschaltung zu bilden.
Die in der Sekundärwicklung
N2 induzierte Wechselspannung wird durch die Parallelresonanzschaltung
in eine Resonanzspannung umgewandelt. Diese Resonanzspannung wird
zu zwei Halbwellengleichrichterschaltungen geleitet, wobei eine
solche Halbwellengleichrichterschaltung eine Gleichrichterdiode
D01 und einen Glättkondensator CO1
umfasst, und die andere Halbwellengleichrichterschaltung eine Gleichrichterdiode
D02 und einen Glättkondensator
C02 umfasst. Die zwei Halbwellengleichrichterschaltungen erzeugen
die zwei unterschiedlichen Gleichstromausgangsspannungen E01 und
E02. Bei den Gleichrichterdioden DO1 und D02 kann es sich um Hochfrequenzgleichrichterdioden handeln,
um die Wechselspannung von einer Schaltperiode gleichzurichten.
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Die
Steuerungsschaltung 1 ist ein Differenzverstärker, welcher
die Gleichstromausgangsspannung der Sekundärseite mit einer Referenzspannung vergleichen
kann, und einen Gleichstrom entsprechend der Spannungsdifferenz
als Steuerstrom zu der Steuerungswicklung NC des orthogonalen Steuerungstransformators
PRT liefert. Die Gleichstromausgangsspannung E01 und die Gleichstromausgangsspannung
E02 können
zu der Steuerungsschaltung 1 jeweils als eine Detektorspannung
und als eine Betriebsstromversorgung geleitet werden.
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Wenn
sich beispielsweise die Gleichstromausgangsspannung E02 der Sekundärseite als
Antwort auf eine Veränderung
der Wechselstromeingangsspannung VAC oder des Laststromes ändert, dann
kann der Steuerstrom, welcher durch die Steuerungswicklung NC fließt, innerhalb
einer Bandbreite von 10 mA bis 40 mA durch die Steuerungsschaltung 1 variiert
werden. Als ein Resultat kann sich die Induktivität LR der
angesteuerten Wicklung NR innerhalb einer Bandbreite von 0,1 mH
bis 0,6 mH verändern.
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Da
die angesteuerte Wicklung NR eine Parallelresonanzschaltung bildet,
welche, wie oben beschrieben, einen Schaltbetrieb von einem Spannungsresonanztyp
ausführt,
kann sich der Resonanzzustand der Parallelresonanzschaltung mit
Bezug auf die Schaltfrequenz verändern,
welche fixiert ist. In der Parallelschaltung des Schaltelementes
Q1 und des Parallelresonanzkondensators Cr kann ein Resonanzimpuls
mit einer Sinuswellenform auf Grund der Parallelresonanzschaltung
während
einer Ausschaltperiode des Schaltelementes Q1 auftreten, und die
Resonanzimpulsbreite kann durch eine Variation des Resonanzzustandes
der Parallelresonanzschaltung variabel gesteuert werden. Dadurch
erhält man
einen Steuerungsbetrieb mit einer Impulsbreitenmodulation (PWM)
für einen
Resonanzimpuls. Eine PWM-Steuerung einer Resonanzimpulsbreite kann
während
einer Ausschaltperiode des Schaltelementes Q1 auftreten, und als
ein Resultat wird die Stromdurchgangsperiode des Schaltelementes
Q1 in einem Zustand variabel gesteuert, bei welchem die Schaltfrequenz
fixiert ist. Da die Stromdurchgangsperiode des Schaltelementes Q1
auf diese Weise variabel gesteuert wird, verändert sich der Schaltausgang,
welcher durch die Primärwicklung
N1 (welche die Parallelresonanzschaltung zu der Sekundärseite darstellt) übertragen
wird, und verändern
sich die Werte der Gleichstromausgangsspannungen E01 und E02 der
Sekundärseite.
Folglich wird die Sekundärseitengleichstromausgangsspannung
E01 oder E02 auf eine Konstantspannung hin gesteuert. Auf ein derartiges
Konstantspannungssteuerungsverfahren wird hierin nachfolgend als
Induktivitätssteuerungsverfahren
Bezug genommen.
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12 zeigt
noch ein anderes Schaltnetzteil von einem Spannungsresonanztyp.
Dabei werden die Elemente in 12 ähnlich wie
die Elemente in 11 mit den gleichen Bezugssymbolen
gekennzeichnet, und wird im Interesse einer kurzen Darstellung hierin
auf eine weitergehende Beschreibung dieses Schaltnetzteiles verzichtet.
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In
dem Netzteil von 12 wird eine angesteuerte Wicklung
eines orthogonalen Steuerungstransformator PRT auf der Sekundärseite vorgesehen.
Eine solche angesteuerte Wicklung eines orthogonalen Steuerungstransformator
PRT kann zwei angesteuerte Wicklungen NR und NR1 umfassen. Die angesteuerte
Wicklung NR ist in Reihe zwischen einem Ende der Sekundärwicklung
N2 und der Anode der Gleichrichterdiode DO1 angeordnet. Die angesteuerte
Wicklung NR1 ist in Reihe zwischen einem Stromabnehmerausgang der
Sekundärwicklung
N2 und der Anode der Gleichrichterdiode D02 angeordnet. In einer
solchen Konfiguration wird eine Parallelresonanzschaltung der Sekundärseite gebildet,
welche die Induktivitätskomponenten
der angesteuerten Wicklungen NR und NR1 umfasst.
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In
der Anordnung von 12, bei welcher die angesteuerten
Wicklungen (NR und NR1) des orthogonalen Steuerungstransformators
PRT auf der Sekundärseite
vorgesehen sind, arbeitet der orthogonale Steuerungstransformator
PRT derart, dass, sowie die Induktivität der angesteuerten Wicklung NR
entsprechend einem Induktivitätssteuerungsverfahren
verändert
wird, die Impulsbreite der Resonanzspannung V2 des Sekundärseitenparallelresonanzkondensators
C2, das heißt,
der der Stromdurchlasswinkel der Sekundärseitengleichrichterdioden,
variabel gesteuert wird. Eine solche Steuerung des Ausgangswertes
auf der Sekundärseite
ermöglicht,
dass eine Konstantspannungssteuerung erzielt wird.
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Der
Isolierstromrichttransformator PIT, welcher in den Netzteilen der 11 und 12 vorgesehen
ist, ist in 13 dargestellt. Wie darin dargestellt,
umfasst der Isolierstromrichttransformator PIT einen EE-förmigen Kern
mit einem Paar von E-förmigen
Kernen CR1 und CR2, welche aus einem Ferritwerkstoff bestehen. Diese
E-förmigen
Kerne können derart
miteinander kombiniert werden, dass sich ihre magnetischen Schenkel
gegenüberstehen,
und derart, dass kein Spalt zwischen den mittig angeordneten magnetischen
Schenkeln vorhanden ist. Die Primärwicklung N1 und die Sekundärwicklung
N2 sind getrennt voneinander auf die zentralen magnetischen Schenkel
des EE-förmigen Kerns
unter Verwendung eines Wickelkörpers
B gewickelt. Als ein Resultat erhält man eine lose Kopplung (beispielsweise
einen Kopplungskoeffizient k mit einem Wert von näherungsweise
0,9) zwischen der Primärwicklung
N1 und der Sekundärwicklung
N2. Bei dem Isolierstromrichttransformator PIT kann die gemeinsame
Induktivität
M zwischen der Induktivität
L1 der Primärwicklung
N1 und der Induktivität
L2 der Sekundärwicklung
N2 einen Wert +M (Additionsmodus) oder einen Wert –M (Subtraktionsmodus)
aufweisen, abhängig
von dem Verhältnis
zwischen den Polaritäten
(Wickelrichtungen) der Primärwicklung
N1 und der Sekundärwicklung
N2, und der Schaltung der Gleichrichterdioden DO1 und D02. Beispielsweise, wenn
diese Komponenten eine Konfiguration aufweisen, wie in 14A dargestellt, dann beträgt die gemeinsame Induktivität +M; jedoch,
wenn diese Komponenten eine Konfiguration aufweisen, wie in 14B dargestellt, dann beträgt die gemeinsame Induktivität –M.
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Die 15A bis 15C zeigen
Betriebswellenformen in einer Schaltperiode des Netzteils von 11.
In diesen Abbildungen kennzeichnen die Bezugssymbole TON und TOFF
Perioden, in welchen das Schaltelement Q1 entsprechend ein- und ausgeschaltet
ist, und kennzeichnen die Bezugssymbole DON und DOFF Perioden, in
welchen die Gleichrichterdiode DO1 auf der Sekundärseite entsprechend
ein- und ausgeschaltet ist.
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Die
Resonanzspannung Vcr an Schaltelement Q1 und an Parallelresonanzkondensator
Cr weist eine Wellenform ähnlich
wie ein Impuls mit einer Sinuswellenform innerhalb einer TOFF-Periode auf (wie
in 15A dargestellt), in welcher das Schaltelement
Q1 ausgeschaltet ist und der Schaltwandlerbetrieb von einem Spannungsresonanztyp ist.
Der Impulsmaximalwert der Resonanzspannung Vcr beträgt näherungsweise
1.800 V, welcher durch die Impedanz der Parallelresonanzschaltung
der Primärseite
des Spannungsresonanzwandlers verursacht wird, welche auf die Gleichstromeingangsspannung
in Höhe
von 2Ei einwirkt, welche man durch eine Spannungsvervielfachung
und Spannungsgleichrichtung erhält.
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Mit
Bezug auf den Betrieb der Sekundärseite arbeitet
die Gleichrichterdiode DO1 derart, dass gleichgerichteter Strom
innerhalb einer Periode DON fließt, welche näherungsweise
so lang wie die Periode TON des Schaltelementes Q1 ist, wie in 15C dargestellt. Dieser Betrieb beruht auf der
gemeinsamen Induktivität
+M (Additionsmodus), wie oben mit Bezug auf 14 beschrieben.
Ein im Wesentlichen ähnliches
Betriebstiming erhält
man auch mit Bezug auf die Gleichrichterdiode D02.
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Als
ein Resultat des oben beschriebenen Gleichrichtungsbetriebes zeigt
die Resonanzspannung V2 an dem Sekundärseitenparallelresonanzkondensator
C2 eine Sinuswellenform mit einem Maximalwert, welcher 2,0- bis
3,5-mal so groß ist
wie die Gleichstromausgangsspannung EO (EO1 oder E02) innerhalb
der Periode DOFF, in welcher die Gleichrichterdiode D01 ausgeschaltet
ist, und einen Spannungswert, welcher so groß ist wie die Gleichstromausgangsspannung
EO (EO1 oder E02) innerhalb der Periode DON, in welcher die Gleichrichterdiode DO1
eingeschaltet ist, wie in 15B dargestellt.
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Bei
dem Spannungsresonanzwandler, welcher oben mit Bezug auf die 11 bis 15C beschrieben wird, erhält man eine Gleichstromeingangsspannung
mit einem Wert von 2Ei unter Verwendung des Spannungsvervielfachungsgleichrichtungssystems,
um die Bedingung nach einer Wechselstromeingangsspannung VAC von
AC gleich 100 V zu erfüllen
und um die Bedingung nach einer Maximalstromlast von 150 W oder
mehr zu erfüllen.
Deshalb tritt, wie mit Bezug auf 15A oben
beschrieben, die Resonanzspannung Vcr in Höhe von 1.800 V an dem Schaltelement
Q1 und an dem Parallelresonanzkondensator Cr auf, sobald das Schaltelement
Q1 ausgeschaltet ist.
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Deshalb
sollten das Schaltelement Q1 und der Parallelresonanzkondensator
Cr in der Lage sein, einer hohen Spannung standzuhalten. Als ein Resultat
weisen das Schaltelement Q1 und der Parallelresonanzkondensator
Cr verhältnismäßig große Abmaße auf.
Außerdem,
und besonders sobald ein Schaltelement Q1 verwendet wird, welches
einer hohen Spannung standhält,
kann es schwierig werden, die Schaltfrequenz auf einen verhältnismäßig hohen Wert
einzustellen, da ein solches Element eine verhältnismäßig hohe Sättigungsspannung VCE (SAT), eine
lange Speicherzeit tSTG und Abklingzeit tf, und einen verhältnismäßig niedrigen
Stromverstärkungsfaktor
hFE aufweist. Ein niedriger Wert oder eine Abnahme der Schaltfrequenz
erhöht
den Schaltverlust und den Treiberstrom, welches wiederum die Verlustleistung
des Netzteils erhöht.
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Weiter
ist in den in 11 und 12 dargestellten
Netzteilen die angesteuerte Wicklung NR des orthogonalen Steuerungstransformators
PRT in Reihe zu der Primärwicklung
N1 beziehungsweise zu der Sekundärwicklung
N2 geschalten. Eine solche Anordnung kann den Induktivitätsstreuungsanteil
des Isolierstromrichttransformators PIT erhöhen.
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Als
Gegenmaßnahme
kann das gesamte Netzteil in einem Aluminiumabschirmgehäuse mit eingebauten
Entlüftungsöffnungen
angeordnet werden, und eine Steckverbindung zum Anschluss der Eingangs-
und Ausgangleitungen kann auf der Schaltungsplatine montiert werden.
Jedoch kann eine solche Gegenmaßnahme
die Größe und das Gewicht
des Netzteils und die Komplexität
von dessen Herstellung erhöhen.
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JP8066026
beschreibt ein Schaltnetzteil gemäß dem Oberbegriff von Anspruch
1.
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US-A-5783984
beschreibt einen integrierten Transformator und Induktor auf einer
einzigen Eisenkernstruktur, um eine Impedanzanpassungsfunktion und
einen Induktor in Reihe mit der transformierten Sekundärseite bereitzustellen,
welcher umfasst: eine Transformatoreisenkernstruktur mit einem Primärschenkel,
einen Sekundärschenkel
und einen Zentralschenkel mit einem Luftspalt, wobei der genannte Zentralschenkel
parallel zu dem genannten Primärschenkel
und zu dem genannten Sekundärschenkel angeordnet
ist, und wobei der genannte Luftspalt eine Steuerung des genannten
Induktorwertes ermöglicht;
eine Primärwicklung
auf dem genannten Primärschenkel;
und eine Sekundärwicklung
auf dem genannten Sekundärschenkel.
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Es
ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Schaltnetzteil zu
schaffen, welches eine verhältnismäßig hohe
Stromlast bewältigen
kann, eine verhältnismäßig hohe
Stromwandlungseffizienz aufweist, und eine verhältnismäßig kleine Größe und ein
geringes Gewicht besitzt.
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Gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Schaltnetzteil geschaffen,
welches umfasst, eine Gleichrichterglättungsschaltung zur Aufnahme
einer Wechselstromversorgung, welche eine gleichgerichtete, geglättete Spannung
mit einer Spannungshöhe
erzeugt, welche der Spannungshöhe
der Wechselstromversorgung entspricht, und welche eine gleichgerichtete,
geglättete
Spannung als eine Gleichstromeingangsspannung liefert; einen Isolierstromrichttransformator
zum Übertragen
des Primärseitenausgangs
auf die Sekundärseite,
wobei der Isolierstromrichttransformator mit einem darin ausgebildeten
Spalt versehen ist, so dass man einen Kopplungskoeffizient (k) für eine lose
Kopplung erhält;
einen Schaltstromkreis einschließlich eines Schaltelementes
zum Ein- und Ausschalten der Gleichstromeingangsspannung, um zu
einer Primärwicklung
des Isolierstromrichttransformators geliefert zu werden; eine Primärseitenparallelresonanzschaltung,
welche aus einem Induktivitätsstreuungsanteil der
Primärwicklung
des Isolierstromrichttransformators und aus einer Kapazität eines
Parallelresonanzkondensators gebildet wird, um dem Schaltstromkreis
zu ermöglichen,
als ein Spannungsresonanztyp zu arbeiten; eine Sekundärseitenparallelresonanzschaltung
einschließlich
einer Sekundärwicklung
eines Isolierstromrichttransformators und einen Sekundärseitenparallelresonanzkondensator,
welcher derart verbunden ist, dass eine Parallelresonanzschaltung
aus einem Induktivitätsstreuungsanteil
der Sekundärwicklung
des Isolierstromrichttransformators und aus einer Kapazität eines Sekundärseitenparallelresonanzkondensators
gebildet wird; eine Gleichstromausgangsspannungserzeugungsschaltung
zur Aufnahme einer Wechselspannung, welche man an der Sekundärwicklung des
Isolierstromrichttransformators erhält, und zur Ausführung eines
Halbwellengleichrichtungsvorganges durch einen Additionsmodus für die Wechselspannung,
um eine Sekundärseitengleichstromausgangsspannung
zu erzeugen; und eine Konstantspannungssteuerungsschaltung zum Variieren
der Schaltfrequenz des Schaltelementes als Antwort auf einen Sekundärseitengleichstromausgangsspannungswert,
um eine Konstantspannungssteuerung der Sekundärseitenausgangsspannung auszuführen.
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Bei
dem vorliegenden Schaltnetzteil besitzt der Isolierstromrichttransformator
eine lose Kopplung, und eine Parallelresonanzschaltung zur Ausbildung
eines Spannungsresonanzwandlers auf der Primärseite und eine Parallelresonanzschaltung
auf der Sekundärseite
eines Kombinationsresonanzwandlers. Weiter wird die Konstantspannungssteuerung ausgeführt, indem
die Schaltfrequenz des Schaltelementes gesteuert wird, welches den
Spannungsresonanzwandler auf der Primärseite bildet. Das Schaltnetzteil
ist auf diese Weise in der Lage, die Schaltfrequenz innerhalb eines
großen
Frequenzbereiches zu variieren.
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Statt
einer Spannungsvervielfachergleichrichterschaltung kann das vorliegende
Schaltnetzteil auf der Primärseite
eine Vollwellengleichrichterschaltung umfassen, um eine gleichgerichtete,
geglättete Spannung
zu erzeugen, deren Spannungshöhe
der Spannungshöhe
der dazugehörigen
Wechselstromeingangsspannung entspricht.
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Deshalb
kann das vorliegende Schaltnetzteil einen Kombinationsresonanzwandler
umfassen, bei welchem ein Spannungsresonanzwandler auf der Primärseite vorgesehen
ist, und eine Parallelresonanzschaltung auf der Sekundärseite,
und ein Spalt in einem mittleren magnetischen Schenkel eines Isolierstromrichttransformators
ausgebildet wird, so dass der Isolierstromrichttransformator einen
losen Kopplungszustand mit einem Kopplungskoeffizient aufweist,
welcher höher
als ein vorherbestimmter Wert ist, und eine Halbwellengleichrichterschaltung für einen
Additionsmodus auf der Sekundärseite
vorgesehen ist. Die Schaltfrequenz wird variiert, um eine Konstantspannungssteuerung
auszuführen.
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Bei
dem vorliegenden Schaltnetzteil kann eine Konstantspannungssteuerung
durch eine Schaltfrequenzsteuerung ausgeführt werden. Weiter kann die
Schaltfrequenz auf einen verhältnismäßig hohen
Wert im Vergleich zu anderen Schaltungen eingestellt werden, wobei
die Induktivitätssteuerung des
Isolierstromrichttransformators ausgeführt wird, während die Schaltfrequenz fixiert
wird oder die Spannungsresonanzimpulsbreite variabel gesteuert wird.
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Sobald
die Schaltfrequenz auf einen verhältnismäßig hohen Wert eingestellt
wird, nimmt die Verlustleistung durch das Schalten ab, und kann
als ein Resultat ein Anstieg bei der Stromwandlungseffizienz über eine
große
Bandbreite von Lastzuständen
erzielt werden.
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Weiter
kann der Konstantspannungssteuerungsbereich erweitert werden, da
die Parallelresonanzschaltung auf der Sekundärseite mit einer Konstantspannungssteuerung
arbeitet.
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Sobald
die Last während
des Schaltnetzteilbetriebes verhältnismäßig groß wird,
kann die Schaltfrequenz des Schaltelementes gesteuert werden, um die
Einschaltperiode des Schaltelementes zu erhöhen. Da ein verhältnismäßig hoher
Primärseitenresonanzstrom
und Sekundärseitenresonanzstrom
während
der Periode auftritt, kann das Schaltnetzteil den Hochlastzustand
bewältigen.
Als ein Resultat kann eine Erhöhung
der Maximallastleistung mit dem vorliegenden Schaltnetzteil erzielt
werden. Dementsprechend kann das vorliegende Schaltnetzteil bei
einem Gerät
angewendet werden, welches eine große Lastschwankung aufweist.
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Da
das Schaltnetzteil die Maximallastleistung erhöhen kann, kann es ausreichend
den oben beschriebenen Zustand bewältigen, selbst wenn es derart
konstruiert ist, dass statt einer Spannungsvervielfachergleichrichterschaltung
eine gewöhnliche
Vollwellengleichrichterschaltung auf der Primärseite angewendet wird, so
dass eine gleichgerichtete, geglättete
Spannung entsprechend der Wechselstromeingangsspannungshöhe bereitgestellt
werden kann.
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Um
mit einem konventionellen Schaltnetzteil den oben beschriebenen
Zustand zu bewältigen, wird
eine Spannungsvervielfachergleichrichterschaltung verwendet, um
eine gleichgerichtete, geglättete Spannung
mit einer Spannungshöhe
zu erzeugen, welche doppelt so groß ist wie die Wechselstromeingangsspannungshöhe. Deshalb
sollte das Schaltelement oder der Parallelresonanzkondensator auf
der Primärseite
einer solchen Schaltung eine Spannungswiderstandseigenschaft gegenüber einer Schaltspannung
aufweisen, welche als Antwort auf eine gleichgerichtete, geglättete Spannungshöhe erzeugt
wird.
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Auf
der anderen Seite, mit Bezug auf das vorliegende Schaltnetzteil,
da die Primärseitenparallelresonanzspannung,
welche von einer gleichgerichteten, geglätteten Spannungshöhe abhängt, als
ein Resultat der Äquivalentspannungsgleichrichterschaltung
und der Fähigkeit,
die Schaltfrequenz auf einen hohen Wert zu erhöhen, viel niedriger ist als
die Spannung eines konventionellen Schaltnetzteils, kann das Schaltelement
oder der Primärseitenresonanzkondensator
eine niedrigere Spannungswiderstandseigenschaft aufweisen als bei
einem konventionellen Schaltnetzteil und kann eine kleinere Größe, ein
niedrigeres Gewicht und bessere Charakteristiken aufweisen als vergleichsweise
bei einem konventionellen Schaltnetzteil.
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Dadurch
besitzt das vorliegende Schaltnetzteil (welches einen Spannungsresonanzwandler
umfasst) eine verhältnismäßig kleine
Größe und ein
verhältnismäßig geringes
Gewicht und weist eine verhältnismäßig hohe
Stromwandlungseffizienz und verbesserte Charakteristiken auf, wie
zum Beispiel eine Lastleistungscharakteristik, im Vergleich zu einem konventionellen
Schaltnetzteil, Andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile gemäß der vorliegenden
Erfindung werden aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung
der abgebildeten Ausführungsformen ersichtlich,
sobald sie in Verbindung mit den Begleitzeichnungen gelesen wird,
in welchen die entsprechenden Komponenten durch die selben Bezugssymbole
gekennzeichnet sind.
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KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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1 ist
ein Diagramm eines Netzteils gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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2 ist
eine Schnittansicht des in dem Netzteil von 1 vorgesehenen
Isolierstromrichttransformators;
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3A bis 3L sind
Wellenformdiagramme, auf welche zur Erklärung des Betriebes des Netzteils
von 1 Bezug genommen wird;
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4 und 5 sind
Diagramme von Betriebscharakteristiken des Netzteils von 1;
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6 ist
eine Schnittansicht eines anderen Isolierstromrichttransformators,
welcher in dem Netzteil von 1 vorgesehen
wird;
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7 ist
ein Diagramm, welches eine Magnetflusscharakteristik des Isolierstromrichttransformators
von 6 zeigt;
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8 und 9 sind
Diagramme, welche Modifikationen des Netzteils von 1 zeigen;
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10A und 10B sind
Wellenformdiagramme, welche zu einem Betrieb des modifizierten Netzteils
von 9 gehören;
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11 und 12 sind
Schaltungsdiagramme von Netzteilen;
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13 ist
eine Schnittansicht eines Isolierstromrichttransformators, welcher
in dem Netzteil von 11 oder 12 verwendet
werden kann;
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14A und 14B sind
Diagramme des Isolierstromrichttransformators von 13,
sobald die gemeinsame Induktivität
entsprechend +M und –M
beträgt;
und
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15A bis 15C sind
Wellenformdiagramme.
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BESTE AUSFÜHRUNGSFORM
DER ERFINDUNG
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1 zeigt
ein Schaltnetzteil gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Ein solches Netzteil umfasst eine Anzahl
von Komponenten, vergleichbar mit den Komponenten der Netzteile, welche
oben mit Bezug auf 11 und 12 beschrieben
sind. Weiter umfasst das Netzteil von 1 einen
Schaltwandler von einem Spannungsresonanztyp mit einem Schaltelement
(bipolarer Transistor) auf der Primärseite, vergleichbar mit dem Schaltwandler
in den Netzteilen von 11 und 12. Wie
gewürdigt
werden wird, arbeiten oder wirken die ähnlichen Komponenten im Wesentlichen so ähnlich wie
die Komponenten, welche oben beschrieben sind, und deshalb wird
im Interesse einer kurzen Darstellung hierin auf eine weitergehende
Beschreibung von solchen ähnlichen
Komponenten verzichtet.
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In
dem Netzteil von 1 kann eine Vollwellengleichrichterschaltung,
bestehend aus einer Brückengleichrichterschaltung
Di und einem Glättkondensator
Ci, als eine Gleichrichterglättungsschaltung vorgesehen
werden, welche eine Wechselstromeingangsspannung VAC aufnimmt und
daraus eine Gleichstromeingangsspannung Ei erzeugt. Die gleichgerichtete,
geglättete
Spannung Ei weist eine Spannungshöhe auf, welche der Spannungshöhe der Wechselstromeingangsspannung
VAC entspricht. In anderen Worten, das Netzteil von 1 umfasst
keine Spannungsvervielfachergleichrichterschaltung, wie das in den
Netzteilen von 11 und 12 der
Fall ist. (In der vorliegenden Spezifikation wird auf eine Vollwellengleichrichterschaltung,
welche eine gleichgerichtete, geglättete Spannung Ei mit einer
Spannungshöhe
erzeugt, welche der Spannungshöhe
der Wechselstromeingangsspannung VAC entspricht, als "Äquivalentspannungsgleichrichterschaltung" Bezug genommen)
Der Spannungsresonanzwandler von 1 umfasst
eine selbsterregte Oszillationstreiberschaltung für das Schaltelement Q1 ähnlich wie
bei den Netzteilen von 11 und 12. Jedoch
umfasst die derartige selbsterregte Oszillationstreiberschaltung
von 1 einen Basisstrombegrenzungswiderstand RB, einen
Kondensator CB für
die Resonanz und eine Treiberwicklung NB, welche zwischen die Basis
des Schaltelementes Q1 und die Primärseitenmasse in einer anderen
Weise eingefügt
sind als bei den Netzteilen von 11 und 12.
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Weiter
umfasst das Schaltnetzteil von 1 einen
orthogonalen Steuerungstransformator PRT als einen Magnetverstärker mit
einer Detektorwicklung ND, einer Treiberwicklung NB und einer Steuerwicklung
NC, welche darauf gewickelt sind. Der orthogonale Steuerungstransformator
PRT ist in der Lage, das Schaltelement Q1 zu treiben und eine Konstantspannungssteuerung
auszuführen.
Der orthogonale Steuerungstransformator PRT weist einen dreidimensionalen
Kern auf, welcher derart gebildet ist, dass zwei doppelkanalförmige Kerne,
jeder mit vier Magnetschenkeln, an ihren Magnetschenkelenden miteinander
verbunden sind. Die Detektorwicklung ND und die Treiberwicklung
NB sind in derselben Wicklungsrichtung um zwei vorherbestimmte Schenkel
der Magnetschenkel des dreidimensionalen Kernes gewickelt, und die
Steuerungswicklung NC ist in eine Richtung, orthogonal zu der Wicklungsrichtung der
Detektorwicklung ND und der Treiberwicklung NB, gewickelt. Die Detektorwicklung
ND wird in Reihe zwischen der positiven Elektrode des Glättkondensators
Ci und der Primärwicklung
N1 des Isolierstromrichttransformators PIT angeordnet, so dass der
Schaltausgang des Schaltelementes Q1 auf die Detektorwicklung ND über die
Primärwicklung
N1 übertragen
wird. Die Treiberwicklung NB wird über eine Übertragungskopplung durch den
Schaltausgang erregt, welchen man an der Detektorwicklung ND erhält, so dass
eine Wechselspannung als eine Treiberspannung in der Treiberwicklung
NB erzeugt wird. Als ein Resultat wird ein Treiberstrom über den Basisstrombegrenzungswiderstand
RB zu der Basis des Schaltelementes Q1 von einer Gleichstromresonanzschaltung
geliefert, welche von der Wicklung NB und dem Kondensator CB gebildet
wird (welche die selbsterregte Oszillationstreiberschaltung bildet).
In der Folge führt
das Schaltelement Q1 einen Schaltbetrieb mit einer Schaltfrequenz
aus, welche von der Resonanzfrequenz der Gleichstromresonanzschaltung
(NB und CB) abhängig
ist.
-
In
einem Netzteil mit dem oben beschriebenen orthogonalen Steuerungstransformator
PRT ist eine Induktivitätskomponente
einer angesteuerten Wicklung nicht in Reihe geschaltet zu entweder
der Primärwicklung
N1 oder der Sekundärwicklung
N2. Obwohl die Primärwicklung
N1 und die Detektorwicklung ND in Reihe geschalten sind, ist die
Induktivität der
Detektorwicklung ND mit Bezug auf die Streuinduktivität des Isolierstromrichttransformators
PIT verhältnismäßig gering
und kann als solche der Einfluss der Induktivität der Detektorwicklung ND auf
die Streuinduktivität
des Isolierstromrichttransformators PIT nahezu ignoriert werden,
da die Anzahl der Windungen der Detektorwicklung ND verhältnismäßig klein
ist.
-
2 zeigt
den Isolierstromrichttransformator PIT, welcher in dem Netzteil
von 1 vorgesehen ist. Wie darin dargestellt, umfasst
der Isolierstromrichttransformator PIT einen EE-förmigen Kern, welcher
zwei E-förmige
Kerne CR1 und CR2 aufweist, welche aus einem Ferritwerkstoff oder
dergleichen gefertigt sind und welche miteinander derart kombiniert
sind, dass sich ihre Magnetschenkel zueinander gegenüberstehen.
Die Primärwicklung
N1 und die Sekundärwicklung
N2 sind getrennt voneinander auf den Zentralmagnetschenkeln oder
den mittig angeordneten Magnetschenkeln des EE-förmigen Kernes unter Verwendung
eines geteilten Wickelkörpers
B gewickelt, welcher geteilte Wicklungsabschnitte für die Primärseite und
die Sekundärseite aufweist.
Weiter ist bei dem Isolierstromrichttransformator PIT ein Spalt
G zwischen den mittig angeordneten Magnetschenkeln des EE-förmigen Kernes ausgebildet.
Ein solcher Spalt G wird gebildet, indem die mittig angeordneten
Magnetschenkel der E-förmigen Kerne
CR1 und CR2 kürzer
gefertigt werden als die äußeren zwei
Magnetschenkel. Außerdem
sind die Wicklungsrichtung der Primärwicklung N1 und die Wicklungsrichtung
der Sekundärwicklung
N2 des Isolierstromrichttransformators PIT zueinander identisch,
wie angezeigt durch die Pfeile in 2. Als ein Resultat
besitzt der Isolierstromrichttransformator PIT von 2 eine
lose Kopplung mit einem Kopplungskoeffizient, welcher niedriger
ist als die Kopplungskoeffizienten der Isolierstromrichttransformatoren
PIT von 11 und 12. In
der Folge wird ein Sättigungszustand
mit einer geringeren Wahrscheinlichkeit erreicht werden. Der Kopplungskoeffizient
k des Isolierstromrichttransformators PIT von 2 besitzt
einen Wert von näherungsweise
0,78.
-
Mit
Bezug auf die Sekundärseite
des Netzteils von 1 ist eine solche Sekundärseite vergleichbar
mit der Sekundärseite
des Netzteils von 11. Noch genauer ausgedrückt, auf
der Sekundärseite
wird eine Sekundärseitenparallelresonanzschaltung
aus der Sekundärwicklung
N2 und dem Sekundärseitenparallelresonanzkondensator
C2 gebildet. Zusätzlich
werden Halbwellengleichrichterschaltungen (welche aus dem Kondensator
C01 und der Gleichrichterdiode D01, und dem Kondensator C02 und
der Gleichrichterdiode D02 gebildet werden) auf der Sekundärseite vorgesehen,
um die Sekundärseitengleichstromspannungen
E01 und E02 zu erhalten. Hier erhält man einen Additionsmodus(+M; Vorwärtsbetrieb)-Gleichrichtungsbetrieb,
vergleichbar mit dem Betrieb, welcher mit Bezug auf 14A beschrieben ist.
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Ein
Konstantspannungssteuerungsbetrieb, welcher durch das Netzteil mit
dem orthogonalen Steuerungstransformator PRT ausgeführt wird,
wie oben mit Bezug auf 1 dargestellt, wird jetzt beschrieben.
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Eine
Steuerungsschaltung 1 variiert die Höhe eines Steuerstroms (Gleichstrom),
welcher zu der Steuerungswicklung NC als Antwort auf eine Änderung
der Sekundärseitengleichstromausgangsspannungshöhe (E01)
geleitet wird, um die Induktivität
LB der Treiberwicklung NB vaxiabel zu steuern, welche auf den orthogonalen
Steuerungstransformator PRT gewickelt ist. Als ein Resultat wird
der Resonanzzustand der Reihenresonanzschaltung in der selbsterregten
Oszillationstreiberschaltung für
das Schaltelement Q1, welche die Induktivität LB der Treiberwicklung NB
umfasst, beeinflusst. Als solche ändert sich die Schaltfrequenz
des Schaltelementes Q1, wie hierin nachfolgend mit Bezug auf 3A bis 3L beschrieben.
Ein solcher Betrieb stabilisiert die Sekundärseitengleichstromausgangsspannung.
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Mit
Bezug auf die Schaltfrequenzsteuerung wird die Schaltfrequenz erhöht, um eine
Steuerung zum Niederhalten des Sekundärseitenausgangs zu bewirken,
sobald die Sekundärseitenausgangsspannung
als ein Resultat einer Lastabnahme oder einer anderen Änderung
ansteigt.
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Das
Netzteil von 1 ist als ein Kombinationsresonanzschaltwandler
konstruiert, wobei eine Parallelresonanzschaltung zum Herstellen
eines Schaltbetriebes von einem Spannungsresonanztyp auf der Primärseite vorgesehen
ist und eine Reihenresonanzschaltung zum Aufnehmen eines Spannungsvervielfachungsvollwellengleichrichtungsbetriebes
auf der Sekundärseite
vorgesehen ist. Zusätzlich
besitzt das Netzteil zur Konstantspannungssteuerung ein selbsterregtes
Oszillationsschaltfrequenzsteuerungssystem, wobei die Schaltfrequenz
der selbsterregten Oszillation variabel gesteuert wird. Weiter arbeitet
das Netzteil derart, dass, sobald es die Schaltfrequenz variiert,
es die Periode TON variabel steuert, innerhalb welcher das Schaltelement
Q1 eingeschaltet ist, während
es die Periode TOFF fixiert hält,
innerhalb welcher das Schaltelement Q1 ausgeschaltet ist. Ein solches
Netzteil wird als ein Netzteil betrachtet, welches einen Konstantspannungssteuerungsbetrieb
ausführt,
um die Schaltfrequenz variabel zu steuern, um eine Resonanzimpedanzsteuerung
für den
Schaltausgang auszuführen,
und gleichzeitig eine Stromdurchlasswinkelsteuerung (PWM-Steuerung)
des Schaltelementes in einer Schaltperiode auszuführen. Dieser
Kombinationssteuerungsbetrieb wird mit einem einzigen Steuerungsschaltungssystem
ausgeführt.
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In
dem Netzteil von 1 handelt es sich bei dem ferritischen
EE-Kerntyp des Isolierstromrichttransformators PIT um einen EE35-Kerntyp.
Weiter besitzt der Spalt G des Isolierstromrichttransformators PIT
eine Breite von näherungsweise
1 mm mit einem resultierenden Kopplungskoeffizient von näherungsweise
0,78. Außerdem
handelt es sich bei der Primärwicklung
N1 und der Sekundärwicklung
N2 des Isolierstromrichttransformators PIT entsprechend um die Typen
43T und 38T. Zusätzlich
mit Bezug auf Streuinduktivitäten
des Isolierstromrichttransformators PIT weisen die Induktivität L1 der
Primärwicklung
N1 und die Induktivität
L2 der Sekundärwicklung
N2 entsprechend Werte von 130 μH
und 100 μH
auf. Weiter weisen der Parallelresonanzkondensator Cr auf der Primärseite und
der Sekundärseitenparallelresonanzkondensator
C2 entsprechend Werte von 5.600 pF und 0,022 μF auf.
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3A bis 3L sind
Wellenformdiagramme, welche sich auf Betriebsarten des Netzteils
von 1 beziehen. Noch genauer ausgedrückt, 3A bis 3F zeigen
Betriebswellenformen an unterschiedlichen Netzteilabschnitten, sobald
die Wechselstromeingangsspannung VAC 80 V beträgt und es sich bei der Lastleistung
um eine Maximallastleistung Pomax von 270 W handelt, und 3G bis 3L zeigen
Betriebswellenformen an denselben Netzteilabschnitten, sobald die
Wechselstromeingangsspannung VAC 144 V beträgt und es sich bei der Lastleistung
um eine Minimallastleistung Pomin von 0 W handelt.
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Der
in 3A bis 3F dargestellte
Betrieb wird jetzt beschrieben.
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Die
Periode TOFF, innerhalb welcher das Schaltelement Q1 ausgeschaltet
ist, beträgt
näherungsweise
3 μs und
die Periode TON, innerhalb welcher das Schaltelement Q1 eingeschaltet
ist, beträgt näherungsweise
8,1 μs,
und die Schaltfrequenz beträgt
näherungsweise
100 KHz. Hier wird die Resonanzspannung Vcp (3A) an
der Parallelschaltung des Schaltelementes Q1 und des Sekundärseitenparallelresonanzkondensators
Cr erzeugt, sobald das Schaltelement Q1 ausgeschaltet ist, indem
die Primärseitenparallelresonanzschaltung
auf die gleichgerichtete, geglättete
Spannung Ei einwirkt. In dem vorliegenden Netzteil wird die Resonanzspannung
Vcp auf näherungsweise
700 V als Maximalwert reduziert, während die Resonanzspannung
Vcp, welche in dem Netzteil von 11 erzeugt
wird, näherungsweise
1.800 V beträgt,
da die gleichgerichtete, geglättete
Spannung Ei näherungsweise
nur halb so groß ist
wie eine Spannung, welche man nach einer Spannungsvervielfachungsgleichrichtung
erhält, wie
es oben beschrieben ist. Dementsprechend wird in dem Netzteil von 1 ein
Bauelement mit einer Spannungswiderstandseigenschaft gegenüber näherungsweise
800 V für
das Schaltelement Q1 und den Parallelresonanzkondensator Cr ausgewählt.
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Nach
Einschalten des Schaltelementes Q1 fließt ein Dämpfungsstrom über eine
Klemmdiode DD und den Basis-Kollektor des Schaltelementes Q1 zu
der Primärwicklung
N1. Nach dem Ende der Dämpfungsperiode,
in welcher der Fluss des Dämpfungsstromes
aufhört,
zeigt der Kollektorstrom Icp des Schaltelementes Q1 zunächst einen
plötzlichen Anstieg
der Stromstärke
gegen einen positiven Wert von einem negativen Wert aus, und zeigt
dann einen leichten Abfall, wie in 3C dargestellt
ist. Zu diesem Zeitpunkt weist die Wellenform des Kollektorstromes
Icp innerhalb der Periode TON eine nach rechts abfallende Neigung
auf. Als ein Resultat zeigt sowohl der Primärseitenresonanzstrom I1, welcher über die
Primärwicklung
N1 fließt,
als auch der Sekundärseitenresonanzstrom
I2, welcher über
die Sekundärwicklung
N2 fließt,
eine plötzliche
Wertänderung
zu einem negativen Wert, sobald die Periode TOFF begonnen hat, und
zeigt dann einen Anstieg zu einem positiven Wert während einer
Periode, welche im Wesentlichen mit der Dämpfungsperiode übereinstimmt.
Danach der Strom I1 und der Strom I2 zeigen einen Abfall wie entsprechend
dargestellt durch die Wellenformen der 3B und 3D.
Wie darin dargestellt weisen die Wellenformen zu diesem Zeitpunkt
eine nach rechts abfallende Neigung innerhalb der Periode TON auf.
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Wie
dargestellt in 3B und 3D besitzen
der Primärseitenresonanzstrom
I1 und der Sekundärseitenresonanzstrom
I2 hohe Werte während eines
verhältnismäßig langen
Abschnitts der Periode TON. Als ein Resultat erhöht das Netzteil von 1 die
verfügbare
Lastleistung im Vergleich zu einem konventionellen Netzteil.
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Der
oben genannte Betrieb und die Eigenschaft des vorliegenden Netzteils
sind auf den Spalt G zurückzuführen, welcher
zwischen den mittig angeordneten Magnetschenkeln des Isolierstromrichttransformators
PIT ausgebildet ist, welcher einen losen Kopplungszustand ermöglicht,
wie oben mit Bezug auf 2 beschrieben.
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Mit
Bezug auf den Sekundärseitenbetrieb
ist die Sekundärseitenresonanzspannung
V2 an der Sekundärwicklung
N2 und dem Sekundärseitenparallelresonanzkondensator
C2 in 3F dargestellt, und der gleichgerichtete
Strom I3, welcher über
die Gleichrichterdiode DO1 fließt,
ist in 3E dargestellt. Wie an den Wellenformen
von 3E und 3F ersichtlich
ist, weist die Sekundärseitenresonanzspannung
V2 eine Resonanzimpulswellenform mit negativer Polarität in der
Form einer Sinuswelle auf, innerhalb einer Periode DOFF, in welcher
die Gleichrichterdiode DO1 ausgeschaltet ist, und der gleichgerichtete
Strom fließt über die
Gleichrichterdiode DO1, und die Sekundärseitenresonanzspannung V2
besitzt dann eine Wellenform verbunden mit einer Spannungshöhe, welche
der Spannungshöhe der
Gleichstromausgangsspannung (EO) innerhalb einer Periode DON entspricht,
in welcher die Gleichrichterdiode DO1 eingeschaltet ist. Die Wellenformen von 3E und 3F liefern
einen Hinweis auf einen Halbwellengleichrichtungsbetrieb für eine Resonanzspannung,
welche auf der Sekundärseite
erzeugt wird.
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Auf
der anderen Seite wird, sobald die Wechselstromeingangsspannung
VAC 144 V beträgt
und die Lastleistung identisch mit der Minimallastleistung ist,
wie dargestellt in 3G bis 3L, die
Schaltfrequenz erhöht,
wie an der Wellenform der Parallelresonanzspannung Vcp auf der Primärseite ersichtlich
ist, wie dargestellt in 3G. Weiter
wird, sobald die Schaltfrequenz variiert wird, die Periode TOFF fixiert,
während
die Periode TON (Stromdurchlasswinkel des Schaltelementes Q1) variiert
wird, wie oben beschrieben. Als ein Resultat wird die Periode TON kürzer. Beispielsweise
besitzt sowohl die Periode TOFF als auch die Periode TON eine Dauer
von im Wesentlichen 3 μs,
und die Schaltfrequenz beträgt näherungsweise
170 KHz.
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In
anderen Worten, in dem Netzteil von 1 wird die
Schaltfrequenz innerhalb einer Bandbreite von näherungsweise 100 KHz bis 170
KHz als Antwort auf eine Veränderung
der Lastleistung variabel gesteuert. Auf diese Weise erhält man mit
der vorliegenden Schaltung von 1 eine höhere Schaltfrequenz,
im Vergleich zu den Schaltungen von 11 und 12,
in welchen die Schaltfrequenz auf näherungsweise 50 KHz fixiert
ist.
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Wie
dargestellt in 3I, zeigt der Kollektorstrom
Icp eine Wellenform in Übereinstimmung
mit dem Betrieb, in welchem ein Dämpfungsstrom innerhalb der
ersten Hälfte
der Periode TON fließt,
und dann fließt
der Kollektorstrom Icp in eine Richtung, von dem Kollektor aus zu
dem Emitter, innerhalb der letzten Hälfte der Periode TON. Weiter
zeigen der Primärseitenresonanzstrom
I1 und der Sekundärseitenresonanzstrom
I2 Wellenformen von Sinuswellen in Übereinstimmung mit einer Schaltperiode,
wie entsprechend dargestellt in 3H und 3J.
Außerdem
besitzt die Sekundärseitenresonanzspannung V2
eine Wellenform von einer Sinuswelle in Übereinstimmung mit dem Sekundärseitenresonanzstrom
I2.
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Sowie
die Schaltfrequenz erhöht
wird, um den Stromdurchlasswinkel (Periode TON) des Schaltelementes
Q1 zu vermindern, führt
die Gleichrichterdiode DO1 der Sekundärseite einen Gleichrichtungsbetrieb
derart aus, dass der gleichgerichtete Strom I3 innerhalb der Periode
DOFF fixiert wird, in welcher das Schaltelement Q1 ausgeschaltet
ist und die Periode DON, in welcher das Schaltelement Q1 eingeschaltet
ist, verkürzt
wird, wie dargestellt in 3K. Als
ein Resultat einer solchen Betriebswellenform des gleichgerichteten
Stroms I3 wird der Konstantspannungssteuerungsbereich signifikant
erweitert.
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Sobald
die Wechselstromeingangsspannung VAC 100 V beträgt und die Lastleistung von
Pomin = 0 W bis Pomax = 270 W reicht, weist das Netzteil von 1 eine
Stromwandlungseffizienzcharakteristik und eine Schaltfrequenz fs
auf, und Charakteristiken der Periode TON des Schaltelementes Q1
mit Bezug auf die Lastleistungsveränderung, wie dargestellt in 4.
Wie aus den Charakteristiken von 4 ersichtlich
ist, fällt
die Schaltfrequenz fs von näherungsweise
170 KHz auf näherungsweise
90 KHz ab, und die Periode TON, in welcher das Schaltelement Q1
eingeschaltet ist, nimmt zu, sobald die Lastleistung von einer Minimallastleistung
Pomin = 0 W bis zu einer Maximallastleistung Pomax = 270 W ansteigt.
Dieses stimmt mit dem Betrieb überein,
welcher oben mit Bezug auf 3 beschrieben
ist.
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Sobald
die Lastleistung maximal Pomax = 275 W beträgt und die Wechselstromeingangsspannung
VAC von 80 V bis zu 144 V reicht, weist das Netzteil von 1 eine
Stromwandlungseffizienzcharakteristik und eine Schaltfrequenz fs
auf, und Charakteristiken der Periode TON des Schaltelementes Q1
mit Bezug auf die Wechselstromeingangsspannung VAC, wie dargestellt
in 5. Wie aus 5 ersichtlich
ist, steigt die Schaltfrequenz fs von näherungsweise 60 KHz bis zu
näherungsweise
150 KHz an, und die Periode TON, in welcher das Schaltelement Q1
eingeschaltet ist, nimmt ab, sobald die Wechselstromeingangsspannung
VAC von 80 V bis zu 144 V ansteigt. Weiter, wie aus 4 und 5 ersichtlich
ist, weist das Netzteil von 1 eine Stromwandlungseffizienz
von näherungsweise
92% auf. Diese Stromwandlungseffizienz ist wesentlich höher als
die Stromwandlungseffizienz des Netzteils von 11,
welches eine Stromwandlungseffizienz von näherungsweise 84% aufweist.
Dieses resultiert aus der Schaltfrequenzsteuerung innerhalb einer hohen
Variationsbandbreite von näherungsweise
100 KHz oder mehr infolge der Konstruktion des orthogonalen Steuerungstransformators
PRT, wie oben mit Bezug auf 1 beschrieben
ist.
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Das
beschriebene Netzteil von 1 kann modifiziert
werden, wie nachfolgend beschrieben wird.
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Das
modifizierte Netzteil wendet ein Schaltfrequenzsteuerungssystem
eines selbsterregten Oszillationstyps an und ist als ein Kombinationsresonanzwandler
konstruiert, welcher einen Spannungsresonanzwandler auf der Primärseite umfasst.
Der Isolierstromrichttransformator PIT ist auf der Primärseite und
auf der Sekundärseite
angebracht, wie dargestellt in 8. (Es ist
zu beachten, dass in 8 nur der Glättkondensator Ci, das Schaltelement
Q1, die Primärseitenparallelresonanzschaltung
(N1), der Isolierstromrichttransformator PIT, die Sekundärseitenresonanzschaltung
(N2 und C2) und die Sekundärseitenhalbwellengleichrichterschaltung
(D01 und C01) zum Erzeugen der Gleichstromausgangsspannung E01 dargestellt
sind.) Auf der Sekundärseite wird
eine Halbwellengleichrichtung durch eine Stromdurchlassbetriebsart
ausgeführt.
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In
dem modifizierten Netzteil von 8 weist der
Isolierstromrichttransformator PIT eine ähnliche Kernstruktur auf wie
der oben mit Bezug auf 2 beschriebene Isolierstromrichttransformator,
mit Ausnahme der Wicklungsrichtungen. Das heißt, die Wicklungsrichtung der
Primärwicklung
N1 und die Wicklungsrichtung der Sekundärwicklung N2, welche auf den
Isolierstromrichttransformator PIT gewickelt sind, sind zueinander
entgegengesetzt, wie dargestellt in 6. In einem
solchen Isolierstromrichttransformator PIT, wie dargestellt in 7,
der Magnetfluss ϕ1, erzeugt durch den Primärseitenresonanzstrom,
welcher über
die Primärwicklung
N1 fließt,
und der Magnetfluss ϕ2, erzeugt durch den Sekundärseitenresonanzstrom,
welcher über
die Sekundärwicklung N2
fließt,
wirken derart, dass sie sich gegenseitig aufheben.
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Auf
der anderen Seite wirken der Magnetfluss ϕ1 und der Magnetfluss ϕ2
derart, dass sie sich zusammenaddieren, sobald die Wicklungsrichtungen der
Primärwicklung
N1 und der Sekundärwicklung N2
dieselben sind wie in der Anordnung von 2.
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Sobald
der Magnetfluss ϕ1 und der Magnetfluss ϕ2 derart
wirken, dass sie sich wie in dem modifizierten Netzteil gegenseitig
aufheben, ist die Magnetflussdichte des Ferritkerns, welcher den
Isolierstromrichttransformator PIT bildet, geringer als die Magnetflussdichte,
welche auftritt, sobald der Magnetfluss ϕ1 und der Magnetfluss ϕ2
zusammenaddiert werden. Dieses kann in einem Rückgang des Ferritkerneisenverlustes
resultieren. Beispielsweise wird in dem Netzteil von 8 mit
dem Isolierstromrichttransformator PIT von 6 ein Rückgang der Verlustleistung
um näherungsweise
1,5 W mit Bezug auf die Maximallastleistung Pomax = 270 W erzielt.
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Der
Betrieb des oben beschriebenen modifizierten Netzteils ist ähnlich wie
der mit Bezug auf die Wellenformdiagramme von 3A bis 3L beschriebene
Betrieb.
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9 zeigt
eine andere Modifikation an dem Netzteil von 1. In 9 werden
Bauelemente, ähnlich
wie die Bauelemente von 1 und 8, durch
dieselben Bezugsymbole gekennzeichnet. Diese Bauelemente von 9 arbeiten
und funktionieren in einer Weise, ähnlich wie die oben mit Bezug auf 1 und 8 beschriebenen
Bauelemente, und als solches wird hierin auf eine weitergehende Beschreibung
der Bauelemente verzichtet.
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Das
modifizierte Netzteil von 9 weist eine
Konstruktion auf, ähnlich
wie das Netzteil von 1, und besitzt einen Isolierstromrichttransformator
PIT, ähnlich
wie der Isolierstromrichttransformator von 6. Jedoch,
das vorliegende modifizierte Netzteil von 9 unterscheidet
sich von dem modifizierten Netzteil von 8 mit Bezug
auf die Konstruktion der Sekundärseitenhalbwellengleichrichterschaltung.
In dem modifizierten Netzteil von 9 ist der
positive Anschluss des Glättkondensators
CO1 mit einem Ende der Sekundärwicklung
N2 verbunden, und das andere Ende der Sekundärwicklung N2 ist an der Sekundärseitenmasse über die
Gleichrichterdiode DO1 geerdet. Die Anode der Gleichrichterdiode
DO1 ist mit der Sekundärseitenmasse
verbunden, und die Kathode der Gleichrichterdiode ist mit der Sekundärwicklung
N2 verbunden. Weiter ist der Parallelresonanzkondensator C2 parallel
zu der Gleichrichterdiode DO1 geschaltet. Außerdem wird eine Sekundärseitenparallelresonanzschaltung
aus dem Parallelresonanzkondensator C2 und einem Induktivitätsstreuungsanteil
der Sekundärwicklung
N2 gebildet. Das modifizierte Netzteil von 9 erzielt einen
Rückgang
bei dem Leistungsverlust, da der Eisenverlust durch den Ferritkern
in ähnlicher
Weise zurückgeht
wie der Eisenverlust des modifizierten Netzteils von 8.
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Mit
Bezug auf den Betrieb des modifizierten Netzteils von 9 ist
ein Wellenformdiagramm der Parallelresonanzspannung Vcp der Primärseite in 10A dargestellt, und ein Wellenformdiagramm der
Sekundärseitenresonanzspannung
V2 ist in 10B dargestellt. Da die Halbwellengleichrichterschaltung
der Sekundärseite
wie oben mit Bezug auf 9 beschrieben gebildet wird,
unterscheidet sich die Sekundärseitenresonanzspannung
V2, dargestellt in 10B, von der in 3F dargestellten Wellenform.
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Obwohl
die Netzteile von 1, 8 und 9 eine
derartige Konstruktion aufweisen, dass ein selbsterregter Spannungsresonanzwandler
auf der Primärseite
geschaffen wird, sind sie dadurch nicht eingegrenzt und können eine
alternative Konstruktion derart aufweisen, dass beispielsweise eine Oszillationstreiberschaltung
in Form einer integrierten Schaltung (IC) geschaffen wird, anstatt
einer selbsterregten Oszillationstreiberschaltung, welche das Schaltelement
des Spannungsresonanzwandlers treibt.
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In
dem vorliegenden Beispiel einer Konstantspannungssteuerung wird
die Treiberimpulswellenform durch Oszillation erzeugt, und wird
die Treiberschaltung variabel als Antwort auf einen Sekundärseitenausgangspannungswert
gesteuert. Bei einer solchen Steuerung sieht die erzeugte Treiberimpulswellenform
derart aus, dass die Periode TOFF, in welcher das Schaltelement
ausgeschaltet ist, fixiert ist, und die Periode TON, in welcher
das Schaltelement eingeschaltet ist, vermindert wird, sobald der Sekundärseitenausgangsspannungswert
ansteigt, um mit dem Betrieb der Schaltfrequenzsteuerung (Stromdurchlasswinkeländerung)
zu übereinstimmen,
wie oben mit. Bezug auf 3A bis 3L beschrieben
ist. Mit einer solchen Steuerung kann das Netzteil in einer Weise
arbeiten, welche der Betriebsart ähnlich ist, welche mit Bezug
auf 5 beschrieben ist.
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Sobald
eine separat erregte Konstruktion, wie eben beschrieben, angewendet
wird, kann auf den orthogonalen Steuerungstransformator PRT verzichtet
werden.
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Weiter
kann anstatt des Schaltelementes Q1 in Form eines einzelnen bipolaren
Transistors (BJT), eine Darlington-Schaltung, in welcher zwei bipolare Transistoren
(BJT) in einer Darlington-Schaltung verbunden sind, angewendet werden,
sobald die oben beschriebene separat erregte Konstruktion angewendet
wird. Außerdem
kann anstatt des Schaltelementes Q1 in Form eines einzelnen bipolaren
Transistors (BJT), ein MOS-FET (MOS-Field Effect Transistor; Metalloxidhalbleiter),
ein IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) oder ein SIT (Electrostatic
Induction Thyristor) und dergleichen angewendet werden. Sobald die
Darlington-Schaltung oder eines von diesen anderen Bauelementen
als Schaltelement verwendet wird, kann eine weiterhin hohe Effizienz
erzielt werden. Weiter, sobald eines von diesen Bauelementen als
Schaltelement verwendet wird, kann der Treiberschaltungsaufbau für das Schaltelement modifiziert werden,
um die Charakteristik des entsprechenden Bauelementes zu berücksichtigen,
welches anstatt des Schaltelementes Q1 verwendet wird. Wenn beispielsweise
ein MOS-FET als Schaltelement verwendet wird, dann wird die Treiberschaltung
für das
Schaltelement so konstruiert, um das Schaltelement in einer separat
erregten Weise zu treiben, wie oben beschrieben ist.
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Obwohl
hierin eine bevorzugte Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung und Modifikationen davon detailliert
beschrieben wurden, ist es leicht zu verstehen, dass diese Erfindung
nicht auf diese Ausführungsform
und diese Modifikationen begrenzt ist, und dass andere Modifikationen
und variationen durch einen Fachmann ausgeführt werden können, ohne
den Gedankenansatz und den Anwendungsbereich der Erfindung, wie
durch die beigefügten
Ansprüche
definiert, zu verlassen.
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INDUSTRIEELLE
ANWENDUNGSMÖGLICHKEIT
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Wie
oben beschrieben, wird ein Schaltnetzteil gemäß der vorliegenden Erfindung
als ein Kombinationsresonanzwandler ausgebildet, in welchem ein Spannungsresonanzwandler
auf der Primärseite
vorgesehen ist, und eine Parallelresonanzschaltung auf der Sekundärseite vorgesehen
ist. Das Schaltnetzteil umfasst einen Isolierstromrichttransformator
mit einem Paar von E-förmigen
Kernen, jeder mit äußeren und
mittig angeordneten Schenkeln versehen, in welchen ein Spalt zwischen
ihren mittig angeordneten Schenkeln ausgebildet ist, so dass man
einen losen Kopplungszustand mit einem Kopplungskoeffizient, höher als
ein vorherbestimmter Wert, erhält.
Eine Halbwellengleichrichterschaltung im Additionsmodus ist auf
der Sekundärseite
vorgesehen. Eine Schaltfrequenz eines Schaltelementes zum Ein- und
Ausschalten einer Gleichstromeingangsspannung für einen Isolierstromrichttransformator
wird variiert, um eine Konstantspannungssteuerung auszuführen. Deshalb
kann das Schaltnetzteil von einem Resonanztyp eine hohe Lastleistung
bewältigen,
und verfügt
es über
eine hohe Stromwandlungseffizienz, eine kleine Größe und ein
geringes Gewicht.