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Gebiet der
Erfindung
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Diese
Erfindung bezieht sich auf einen Resonanzumrichter und insbesondere
auf einen solchen Umrichter, der eine gesteuerte Induktionsspule
zum Regeln der Ausgangsspannung verwendet.
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Beschreibung
des verwandten Gebiets
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Gleichstrom-Gleichstrom-Stromrichter
werden kommerziell in unzähligen
Anwendungen einschließlich
Batterieladegeräten,
Kommunikationssystemen, Elektroöfen,
Elektrowerkzeugen, Personal Computern und elektrischen Spielzeugen
verwendet, um nur einige wenige zu nennen. Die Steuerung oder Regelung
der Ausgabe dieser Umrichter wird durch eine Vielzahl von Vorrichtungen
einschließlich
der Vorregelung mit Vorrichtungen wie etwa Impulsbreitenmodulations-Umrichtern
(PWM-Umrichtern), Sättigungsdrosseln,
Transduktorverstärkern
und Ferroresonanzreglern ausgeführt.
Für PWM-Umrichter wird
die Impulsbreite der ursprünglichen
Eingabe in den Umrichter so eingestellt, dass sie zu einer Änderung
der Ausgabe des Umrichters führt.
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Sättigungsdrosseln,
die in magnetischen Verstärkern
und Ferroresonanzreglern verwendet werden können, arbeiten gemäß dem allgemeinen Prinzip,
dass durch Einstellen des Gleichstroms, der an eine zusätzliche
Kernwicklung geliefert wird, eine Änderung des Sättigungsgrads
des Kerns erreicht werden kann. Der Kern einer Sättigungsdrossel ist allgemein
magnetisch hart, so dass die Sättigung zum
Schalten der Vorrichtung führt.
Magnetische Verstärker
modulieren den Wechselstromfluss zu einer Last in Reaktion auf ein
Gleichstromeingangssignal. In Ferroresonanzreglern wie etwa den
z. B. in den US-Patenten Nr. RE28.359, 3.148.328, RE27.916, 3.753.605,
3.573.606 und 3.965.408 offenbarten wird die Abstimmung durch Ändern der
Betriebsspannung oder des Betriebsstroms erreicht. Es wird z. B.
der Ferroresonanzregler mit geschlossener Schleife der RE28.359
betrachtet, in dem die Ausgangsspannung des Reglers durch Ändern der
Laderate des Integrationskondensators eingestellt wird.
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Außerdem werden
Resonanzumrichter in Leistungsumrichtungsanwendungen zur Steuerung und
Regelung verwendet, wobei sie gegenüber PWM-Wechselrichtern, Sättigungsdrosseln,
magnetischen Verstärkern
und Ferroresonanzreglern in vielen Beziehungen vorteilhaft sind.
Theoretisch gibt es bei einem Resonanzreihenumrichter keinen Schaltverlust,
wenn die Signalform des durch das Schaltelement des Stromkreises
fließenden
Stroms sinusförmig
ist und durch null geht, so dass das Schaltelement den Strom nicht
zwangsweise ein- oder auszuschalten braucht. Außerdem wird bei Resonanzumrichtern
weniger Geräusch
als bei anderen Umrichtertypen erzeugt. Ferner ist der Ausgangsstrom
von Resonanzumrichtern über
einen Ausgangsspannungsbereich im Wesentlichen konstant, was ermöglicht,
dass der Umrichter im Fall einer Überlastung oder eines Kurzschlusses
in der Last geschützt
ist.
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Obgleich
die Grundkonzepte, die die Resonanz in elektrischen Stromkreisen
umfassen, während
der Frühzeit
der Entwicklung der Funktechnik vor fünfzig Jahren entwickelt wurden,
war die Entwicklung der Resonanztechnik allgemein auf die Lösung spezifische
Probleme beschränkt.
Ein kurzer Blick auf die Geschichte von Leistungsversorgungen ist
beim Vergleich von PWM-Umrichtern mit Resonanzumrichtern lehrreich.
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Frühe Leistungsversorgungen
verwendeten häufig
einen Netzfrequenz-Leistungstransformator und
einen Netzregler, der aus Vakuumröhren oder in späteren Versorgungen
aus Leistungstransistoren bestand. Diese frühen Leistungsversorgungen waren allgemein
groß,
schwer und ineffizient. Wenn eine Isolation oder eine erhebliche
Spannungstransformation erforderlich waren, verwendeten Gleichstrom-Gleichstrom-Leistungsversorgungen
mechanische Schwingungserzeuger, Vakuumröhren oder Leistungsschalttransistoren,
um eine Wechselrichtung (Gleichstrom-Wechselstrom-Transformation)
zu erreichen. Wenn Vakuumröhren
oder Schalttransistoren verwendet wurden, wurde die Regelungsfunktion der
Leistungsversorgung häufig
durch eine PWM- oder Impulsfrequenzmodulation erreicht. Die Einführung von
Siliciumleistungstransistoren, die mehrere hundert Watt ableiten
und in wenigen Mikrosekunden schalten konnten, hatte einen Einfluss
auf die Verbreitung der PWM zur Regelung. Auch heute herrscht die
PWM noch als das Mittel zur Regelung einer Mehrzahl kommerziell
verfügbarer
Leistungsversorgungen vor.
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Die
Verfügbarkeit
schneller Siliciumleistungstransistoren führte zum Auftreten von PWM-Leistungsversorgungen
mit zunehmend höheren
möglichen
Leistungsniveaus. Allerdings waren diese Leistungsversorgungen allgemein
auf nur wenige Kilowatt beschränkt.
In den späten
1960er Jahren wurde der siliciumgesteuerte Gleichrichter SCR zur
Verwendung beim Betrieb mit mehreren Kilowatt und darüber verfügbar. Da
der SCR keine Mittel besitzt, durch die er seinen eigenen Stromfluss
unterbrechen kann, d. h. sich selbst umpolen kann, war aber eine
Zwangsumpolung erforderlich, um den SCR in Gleichstromsystemen zu
betreiben. Die Notwendigkeit der Zwangsumpolung verlangte die Entwicklung
von Resonanzkreisen, in denen ein Klingeln verwendet wird, um eine
Stromflussumkehrung zu erzeugen. Ähnlich wird seit Mitte der
1980er Jahre in Leistungsschaltungen wegen der Einführungen
anderer Schaltvorrichtungen wie etwa Bipolartransistoren, MOSFETs,
IGBTs usw. die Resonanzleistungstechnologie mit erhöhter Frequenz
genutzt. Obgleich diese Vorrichtungen anders als SCRs nicht notwendig
die Verwendung einer Resonanz erfordern, kann dort, wo es gegenüber der
PWM vorteilhaft ist, eine Resonanz verwendet werden.
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Wenn
der Reihenresonanzumrichter bei der Resonanzfrequenz seines Tankkreises
(der Kombination induktiver und kapazitiver Elemente) betrieben wird,
besitzt er bei dieser Frequenz eine reine Sinusschwingung des Tankstroms.
Somit leiten Reihenresonanzumrichter zu dem Zeitpunkt, zu dem die Rechteckschwingung
der Erregungsspannung in ihren Leistungsschaltvorrichtungen einen
Spannungsübergang
erzeugt, nicht notwendig den Strom. In diesen Vorrichtungen werden
niedrige Schaltverluste erzeugt, wenn der Strom null ist. Somit
ist dieser üblicherweise
als Nullstromschaltung bezeichnete Zustand erwünscht. Der bedeutendste Verlust
ist bei Reihenresonanzumrichtern der Leitungsverlust; allerdings
hängen
die Leitungsverluste nicht stark mit der Betriebsfrequenz zusammen,
so dass die Reihenresonanzumrichter effizient bei einer hohen Frequenz
arbeiten können.
Zum Beispiel kann ein Resonanzumrichter so konstruiert sein, dass
er unter Verwendung der gleichen Leistungsschaltvorrichtungen bei
einer Frequenz effizient arbeitet, die typisch fünf- bis zehnmal höher als
die eines PWM-Umrichters mit dem gleichen Leistungspegel ist.
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Ferner
ist ein Resonanzumrichter vorteilhaft, da er wenig EMI erzeugt.
Da ein Resonanzumrichter im Gegensatz zu einer schnell ansteigenden
Quasi-Rechteckschwingungen einen sinusförmigen Strom entwickelt, wird
wenig EMI erzeugt. Ferner sind die Bauelemente des Resonanzumrichters
allgemein weniger zahlreich und kostspielig als die Bauelemente,
die für einen
PWM erforderlich sind. Außerdem
besitzen die Bauelemente eines Resonanzumrichters ein kleineres
Volumen und Gewicht, wodurch die Anwendbarkeit des Umrichters in
einer kleineren oder stärker
gewichtsempfindlichen Umgebung als bei PWM möglich ist.
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Die
Steuerung oder Regelung der Ausgangsgleichspannung eines Reihenresonanzumrichters
kann dadurch erreicht werden, dass die Kapazität des Resonanzkondensators
des Stromkreises, die Induktivität
der Resonanzinduktionsspule des Stromkreises, die Spitzenspannung
oder die Betriebsfrequenz des Stromkreises gesteuert wird. Da die
Spitzenspannung üblicherweise
auf die Leistungsquelle geklemmt ist und da es schwierig ist, die Kapazität oder Induktivität kontinuierlich
direkt zu steuern, wird üblicherweise
die Betriebsfrequenz gesteuert. Im US-Patent Nr. 4,679,129 sind
zahlreiche Ausführungsformen
von Resonanzumrichtern diskutiert und offenbart, in denen die Betriebsfrequenz
gesteuert wird. Ein weiterer frequenzgesteuerter Resonanzverbinder
ist im US-Patent
Nr. 4,642,745 offenbart. Im US-Patent Nr. 4,642,745 wird ein Wechselstromsignal
mit einer höheren
Frequenz als der des Wechselstromnetzes gesteuert, um sowohl den
Eingangsstrom in den Umrichter als auch den Ausgangsstrom des Umrichters
zu ändern.
Um die Ausgabe des Umrichters zu steuern, werden sowohl der Tastgrad
als auch die Frequenz des Wechselstromsignals gesteuert.
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Eines
der Probleme, die bei frequenzgesteuerten Resonanzumrichtern festgestellt
werden, ist die Möglichkeit,
dass ein hörbares
Geräusch
erzeugt wird. Um die Leistung über
einen geeigneten Bereich zu steuern, ist für eine solche Frequenzsteuerung
ein weiter Bereich von Frequenzen erforderlich. Um das Problem der
Erzeugung eines hörbaren
Geräuschs zu
beseitigen, sind frequenzgesteuerte Leistungsumrichter wie etwa
der im US-Patent Nr. 4,672,129 offenbarte entwickelt worden. Allerdings
wird zu dem grundlegenden Resonanzleistungsumrichter eine zusätzliche
Schaltungsanordnung hinzugefügt,
um die Erzeugung dieses Geräuschs
zu vermeiden. Die zusätzliche
Schaltungsanordnung ist unerwünscht,
da sie zu den Herstellungskosten des Umrichters beiträgt und die
Möglichkeit
zur Verschlechterung der Zuverlässigkeit
des Umrichters erhöht.
Somit ist erwünscht,
einen gesteuerten Resonanzleistungsumrichter zu entwickeln, der
kein hörbares
Geräusch
erzeugt. Außerdem
ist erwünscht,
einen Umrichter zu entwickeln, der eine minimale Anzahl von Bauelementen
umfasst und insbesondere eine minimale Anzahl von Hochleistungsbauelementen
umfasst, die teuer sind und häufig
erhebliches Volumen und erheblichen Platz verbrauchen, so dass sie
sich nachteilig auf die Größe des für den Umrichter
erforderlichen Gehäuses
auswirken.
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Außer Anwendungen
mit einer einzelnen Ausgabe gibt es Fälle, in denen erwünscht ist,
von einer einzelnen Leistungsquelle mehrere Ausgaben zu liefern.
Zum Beispiel wird die Entwicklung reiner Elektrofahrzeuge sowie
Hybridelektrofahrzeuge wie etwa Kraftfahrzeuge betrachtet, in denen
die elektrische Leistung aus einer einzelnen Quelle verwendet wird,
um zahlreichen Teilsystemen Leistung zuzuführen. Diese Teilsysteme können ein
Batterieladegerät, Hilfslasten
wie etwa Lampen sowie das Heizungs-, Lüftungs- und Klimaanlagen-Teilsystem
(HVAC-Teilsystem) enthalten. Ein weiteres Beispiel einer Mehrausgangs-Leistungsanwendung
ist der Personal Computer, in dem mehrere Teilsysteme wie etwa der Kartengestellrahmen,
das Festplattenlaufwerk und das Diskettenlaufwerk durch eine einzelne
Leistungsversorgung angesteuert werden müssen.
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Die
Lieferung von Leistung von einer einzelnen Leistungsversorgung an
mehrere Ausgaben ist kompliziert, falls jede Ausgabe eine getrennte
Steuerung oder Regelung erfordert. Zum Beispiel kann es in dem oben
erwähnten
Beispiel des Elektrofahrzeugs erforderlich sein, dass die Leis tung,
die an Hilfslasten geliefert wird, ein Standard-l2-Volt-Gleichspannungssignal
ist, während
das HVAC-Teilsystem eine Signalspannung von mehr als 12 Volt Gleichspannung
erfordert. Bei Verwendung von Resonanzumrichtern des Standes der
Technik in Mehrausgabeanwendungen, in denen jede Ausgabe unabhängig geregelt
werden soll, können
Kosteneinsparungen, die sich aus der Realisierung einer einzelnen Leistungsversorgung
ergeben, durch die Notwendigkeit, getrennte Mechanismen zur Regelung
jeder der Ausgaben bereitzustellen, zunichte gemacht werden.
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Während die
Regler die Eingabe in einen Transformator einstellen, sind allgemein
für jede
Ausgabe getrennte Regelungsmechanismen erforderlich. Wenn z. B.
ein PWM-Umrichter verwendet wird, um einen Hochfrequenz-Trenntransformator
anzusteuern, erfordert jede Ausgabe einen getrennten PWM-Wechselrichter
zur unabhängigen
Laststeuerung und -regelung. Die Notwendigkeit, dass jeder Ausgabe
ihre eigene Regelstufe zugeordnet wird, führt wegen der Anzahl der Bauelemente,
die für
die unabhängige
Steuerung jeder Ausgabe erforderlich sind, zu einer Zunahme der
Kosten und zu einer Verschlechterung der Zuverlässigkeit.
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Auch
bei Resonanzumrichtern, bei denen die Regelung durch Steuern der
Betriebsfrequenz erreicht wird, ist in einer Mehrausgabeanwendung
im Allgemeinen eine getrennte Regelung für jede Ausgabe erforderlich.
Ein verbesserter Zweiausgaben-Gleichstrom-Gleichstrom-Umrichter
ist im US-Patent
Nr. 4.628.426 offenbart. In diesem Umrichter wird die Steuerung
einer der Ausgaben durch Impulsbreitenmodulation erzielt, während die
Steuerung der anderen Ausgabe durch Frequenzeinstellung erreicht
wird. Der Umrichter des US-Patents Nr. 4,628,426 ist gegenüber einigen
Mehrausgabeumrichtern dadurch vorteilhaft, dass eher für beide
Ausgaben nur eine einzelne Leistungsschaltstufe erforderlich ist,
als dass eine Leis tungsschaltstufe für jede Ausgabe erforderlich
ist. Falls in einer Anwendung des Umrichters des US-Patents Nr.
4.628.426 mehr als zwei unabhängig
gesteuerte Ausgaben erforderlich sind, werden allerdings zusätzliche
herkömmliche
Regler verwendet, um die zusätzlichen
Ausgaben zu unterstützen.
Somit ist es erwünscht,
einen Resonanzkreis zur Verwendung in einer Mehrausgabe-Leistungsumrichtungsanwendung
zu schaffen, der die Anzahl der Regelungsbauelemente, die erforderlich
sind, um eine unabhängige
Steuerung jeder Ausgabe zu liefern, begrenzt, um dadurch die Kosten der
Schaltungsanordnung zu minimieren und außerdem die potentielle Verschlechterung
der Zuverlässigkeit
der Schaltung zu verringern. Unter idealen Umständen ist es bevorzugt, für die Unterstützung mehrerer
unabhängig
gesteuerter Ausgaben nur eine Leistungsschaltstufe zu nutzen.
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Außer den
Problemen im Zusammenhang mit der unabhängigen Steuerung jeder Ausgabe
in einer Mehrausgabeanwendung ist die Steuerung einzelner oder mehrerer
Ausgaben in einigen Anwendungen allgemein beschränkt. Zum Beispiel wird die Beziehung
zwischen der gewünschten
Ausgangsspannung und dem gewünschten
Ausgangsstrom betrachtet. Wie hier zuvor festgestellt wurde, ist
ein Vorteil von Reihenresonanzumrichtern die Fähigkeit, über einen Bereich der Ausgangsspannungen
einen verhältnismäßig konstanten
Ausgangsstrom zu erhalten. Allerdings fällt der Ausgangsstrom des Umrichters
bei einer bestimmten Ausgangsspannung (d. h. bei der Ausgangsspannung,
bei der das Eingangs/Ausgangs-Spannungstransformationsverhältnis eins
ist, was hier als der "Ausgangsspannungsschwellenwert" bezeichnet wird)
rasch auf null. Somit wird jenseits des Ausgangsspannungsschwellenwerts
im Wesentlichen kein Strom von dem Umrichter ausgegeben. Wenn die
Eingangsspannung in den Umrichter abnimmt, ist die Stromcharakteristik
problematisch. Genauer führt
eine Abnahme der Eingangsspannung über einen schmaleren Bereich
der Ausgangsspannung, d. h. bis zu einem unteren Ausgangsspannungsschwellenwert,
zu einem niedrigeren Ausgangsstrom. Somit ist es bei einem bestimmten
Wert der Ausgangsspannung möglicherweise
unmöglich,
den gewünschten
Ausgangsstrom oder überhaupt
irgendeinen Strom zu erzielen, falls die Ausgangsspannung abnimmt.
Zum Beispiel ist die an den Umrichter gelieferte Anfangseingangsspannung beim
Start einer Leistungsversorgung wie etwa der Leistungsversorgung
eines Elektromotorfahrzeugs kleiner als während des Normalbetriebs. Somit
kann sich bei der erforderlichen Ausgangsspannung beim Start ein
ungenügender
(d. h. im Wesentlichen null) Strom zum Ansteuern der mit dem Ausgang
verbundenen Last ergeben. Somit ist erwünscht, eine steuerbare Leistungsumrichtungs-Schaltungsanordnung zu
schaffen, die jenseits des Ausgangsspannungsschwellenwerts herkömmlicher
Reihenresonanzumrichter einen Ausgangsstrom liefert. Auf diese Weise liefert
der Umrichter ausreichend Ausgangsstrom, um eine mit dem Ausgang
des Umrichters verbundene Last unter niedrigeren Eingangsspannungsverhältnissen
anzusteuern, als es bei einer herkömmlichen Leistungsumrichtungs-Schaltungsanordnung möglich ist.
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Die
obige erwünschte
Umrichtercharakteristik wird weitgehend durch einen Resonanzkreis
erreicht, der einen gesteuerten Transformator verwendet, wie er
im US-Patent Nr. 5737203 des Anmelders mit dem Titel "CONTROLLED-K RESONATING TRANSFORMER" dargelegt ist. Allerdings
ist häufig erwünscht, die
gleichen Vorteile in Schaltungen zu erzielen, die nicht notwendig
einen Transformator erfordern. Selbst dort, wo Transformatoren verwendet werden,
ist gelegentlich erwünscht,
herkömmliche Transformatorkonstruktionen
zu verwenden, die nicht die gleichen Konstruktionsbetrachtungen
wie ein gesteuerter Transformator besitzen.
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Zusammenfassung der Erfindung
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Eine
Aufgabe der Erfindung ist die Regelung der Ausgabe eines Resonanzumrichters,
der bei einer festen Schaltfrequenz arbeitet und in dem die Verwendung
eines Transformators optional ist. Diese Aufgabe wird gelöst durch
einen Resonanzumrichter nach Anspruch 1. Eine weitere Aufgabe in
einem solchen Umrichter ist die Schaffung mehrerer geregelter Ausgaben.
Eine weitere Aufgabe in einem solchen Umrichter ist die Erzeugung
einer minimalen EMI. Eine nochmals weitere Aufgabe in einem solchen Umrichter
ist das Liefern eines Ausgangsstroms jenseits des Ausgangsspannungsschwellenwerts
herkömmlicher
Reihenresonanzumrichter.
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Die
vorliegende Erfindung schafft einen LC-Resonanzkreis, der einen
Resonanzkondensator, eine Reiheninduktionsspule und eine Steuerinduktionsspule
parallel zu dem Kondensator umfasst. Der Kreis kann sowohl in Einzelausgabe-
als auch in Mehrausgabe-Leistungsumrichtungsanwendungen verwendet
werden. Die Verwendung des Kreises in Mehrausgabeanwendungen schafft
einen Mechanismus, durch den im Vergleich zu Mehrausgabe-Leistungsumrichtern
des Standes der Technik jede Ausgabe bei niedrigeren Herstellungskosten,
mit verbesserter Zuverlässigkeit
und mit einem kleineren für den
Umrichter erforderlichen Gehäuse
unabhängig geregelt
werden kann. Außerdem
kann im Vergleich zu herkömmlichen
Reihenresonanzumrichtern bei niedrigeren Werten der Eingangsspannung
ein Ausgangsstrom erzeugt werden.
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In
einer Form hiervon umfasst die Erfindung einen LC-Resonanzkreis,
der durch eine Wechselstromversorgung angesteuert wird und einen
Resonanzkondensator und eine Reiheninduktionsspule umfasst. Die
effektive Kapazität
des Kondensators ist wegen einer gesteuerten Induktionsspule parallel
zu dem Kondensator veränderlich.
Mit dem Resonanzkreis ist entweder direkt oder über einen Transformator eine
Last gekoppelt. Die Last kann in Reihe mit den LC-Elementen sein,
um einen Reihenresonanzkreis zu bilden, oder parallel zu einem von
ihnen sein, um einen Parallelresonanzkreis zu bilden. Die Induktionsspule
enthält
einen Magnetkern und eine Leistungswicklung sowie eine auf den Kern
gewickelte Steuerwicklung. Die Leistungswicklung ist zu dem Resonanzkondensator
des Resonanzkreises parallel geschaltet. Die Steuerwicklung erzeugt
in Reaktion auf das Anlegen eines Gleichstroms daran in dem Kern
einen Fluss, um dadurch die Permeabilität des Kerns und somit die Induktivität der Leistungswicklung
zu steuern, d. h. der Gleichstrom setzt den Betriebsbereich auf
der Permeabilitätskurve
fest. Je nach der Wirkung der Steuerwicklung ist die Leistungswicklung
bei der Wechselstromversorgungsfrequenz oder höher mit dem Kondensator in
Resonanz, um die effektive Kapazität des Kondensators zu beeinflussen
und dadurch die Ausgabe des Resonanzkreises zu steuern. Durch eine
Wechselstromversorgung kann mehr als ein gesteuerter LC-Kreis angesteuert
werden, wobei jeder durch eine gesteuerte Induktionsspule geregelt
wird, um mehrere Ausgaben zu ermöglichen.
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Die
Wechselstromversorgung für
die oben beschriebene Schaltung kann ein Halbbrückenwechselrichter sein, der
ein Paar Leistungsschalter umfasst, die durch eine Gleichstromquelle
versorgt werden. Ein weiterer üblicher
Typ einer Wechselstromversorgung ist ein Vollbrückenwechselrichter mit vier Leistungsschaltern.
Es kann dann vorteilhaft sein, einen symmetrischen LC-Kreis zu verwenden,
der auf jeder Seite der Last einen gesteuerten Resonanzkreis aufweist.
Für die
symmetrische Schaltung ist auf einem gemeinsamen Kern für jeden
Resonanzkreis eine Leistungswicklung gewickelt, die durch eine einzelne
Steuerwicklung gesteuert wird. Somit können die gesteuerten Induktionsspulen
entweder eine oder zwei Leistungswicklungen aufweisen.
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Die
Regelung der Umrichterausgabe wird durch eine Rückkopplungsschaltung ausgeführt, um die
Ausgangsspannung mit einer Standardsollspannung zu vergleichen,
um eine Differenzspannung zu erzeugen und eine Steuerspannung zu
produzieren, die die Induktivität
der Leistungswicklung ausreichend ändert, um die Differenzspannung
auf null zu verringern.
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Kurzbeschreibung
der Zeichnungen
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Die
oben erwähnten
und weitere Merkmale und Vorteile dieser Erfindung und die Art und
Weise, wie sie erreicht werden, werden offensichtlicher und die
Erfindung wird besser verständlich
anhand der folgenden Beschreibungen von Ausführungsformen der Erfindung
in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen,
in denen:
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1 ein
Prinzipschaltbild einer Leistungsumrichtungsschaltung ist, die von
einer einzelnen Leistungsversorgung mehrere geregelte Ausgaben liefert
und Reihenresonanzkreise mit gesteuerten Induktionsspulen gemäß der Erfindung
umfasst, wobei sie eine Ausführungsform
einer Regelschaltung zeigt;
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2 ein
Prinzipschaltbild einer Ausführungsform
einer Leistungsumrichtungsschaltung gemäß der Erfindung ist, die einen
Reihenresonanzumrichter umfasst, der direkt, ohne einen Transformator, mit
einer Last gekoppelt ist;
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3 ein
Prinzipschaltbild einer Ausführungsform
einer Leistungsumrichterschaltung gemäß der Erfindung ist, die einen
Parallelresonanzkreis umfasst;
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4 ein
Prinzipschaltbild einer Ausführungsform
einer Leistungsumrichterschaltung gemäß der Erfindung ist, die eine
Vollbrückenleistungsversorgung
und einen symmetrischen Reihenresonanzkreis aufweist;
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5A eine
Vorderansicht einer Ausführungsform
der gesteuerten Induktionsspule der vorliegenden Erfindung mit einer
Einzelleistungswicklung ist, die für die Schaltungen der 1–3 geeignet
ist, wobei der Kern E-förmig ist
und die Steuerwicklung zwei Gleichstromwicklungen umfasst;
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5B ein
Prinzipschaltbild einer gesteuerten Induktionsspule der Ausführungsform
aus 5A ist;
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6A, 6C und 7A Vorderansichten
zusätzlicher
Ausführungsformen
der gesteuerten Induktionsspule der vorliegenden Erfindung sind,
wobei der Kern E-förmig
ist und zwei für
die Schaltung aus 4 geeignete Leistungswicklungen
aufweist;
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6B und 7B Prinzipschaltbilder
der gesteuerten Induktionsspulen der 6A bzw. 7A sind;
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8A und 9A isometrische
Ansichten weiterer Ausführungsformen
der gesteuerten Induktionsspule der vorliegenden Erfindung mit zwei
Ringkernen und zwei Leistungswicklungen sind;
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8B und 9B Prinzipschaltbilder
der gesteuerten Induktionsspulen der 8A bzw. 9A sind;
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10A eine isometrische Ansicht einer Ausführungsform
der gesteuerten Induktionsspule der vorliegenden Erfindung ist,
die aus zwei Ringkernhälften
besteht, die am Äquator
des Kerns verbunden sind;
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10B eine isometrische Ansicht einer der Kernhälften aus 10A ist; und
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10C ein Prinzipschaltbild der gesteuerten Induktionsspule
aus 10A ist.
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Ausführliche
Beschreibung der Erfindung
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Die
folgende Beschreibung ist auf die Verwendung gesteuerter Resonanzinduktionsspulen
in Reihen- oder Parallelresonanzumrichtern gerichtet, wobei aber
erkannt werden sollte, dass die Erfindung ebenfalls auf verschiede
Quasi-Resonanz- und Reihen/Parallel-Hybrid-Resonanzumrichter-Konfigurationen angewendet
werden kann.
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Eine
Festfrequenzwechselstromversorgung 10 in 1 besteht
aus einer Gleichstrom-Leistungsquelle, aus einem Halbbrückenumrichter,
der aus Leistungsschaltern 12 mit antiparallelen Dioden 14 besteht,
und aus einem Paar Kondensatoren 16 über die Gleichstromquelle,
um einen Wechselstromansteuerungs-Mittelpunkt 17 zu bilden.
Die Schalter werden durch eine nicht gezeigte Taktschaltung gesteuert
und können
z. B. IGBTs oder MCTs (MOS-gesteuerter Thyristoren) sein, die bei
bis zu 500 kHz arbeiten können,
oder können
Leistungs-MOSFETs sein, die bei Frequenzen so hoch wie 10 MHz arbeiten
können.
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Ein
durch die Wechselstromversorgung 10 angesteuerter Resonanzumrichter 18 umfasst
eine Reihentankschaltung, die eine Induktionsspule 20 in Reihe
mit einem Resonanzkondensator 22, mit der Primärwicklung
eines Transformators 24 und mit der Wechselstromversorgung
umfasst. Eine Paralleltankschaltung umfasst den Kondensator 22 und
eine gesteuerte Induktionsspule 26 parallel zu dem Kondensator.
Die Sekundärwicklung
des Transformators ist über
eine Diodenbrücke 28 mit
einem Filterkondensator 30 gekoppelt. Die gefilterte Ausgabe
der Brücke 28 umfasst
die Gleichstromausgabe des Resonanzumrichters.
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Die
gesteuerte Induktionsspule 26 kann durch einen Gleichstrom
in ihrer Steuerwicklung 32 über einen weiten Induktivitätsbereich
geändert
werden und besitzt die Wirkung, die effektive Kapazität des Resonanzkondensators 22 zu ändern oder
einzustellen. Durch eine geeignete Steuerung der Induktionsspule
kann dann die Ausgangsspannung des Umrichters geregelt werden. Die
Leistungswicklung 26' der
gesteuerten Induktionsspule ist auf einen Kern mit der Steuerwicklung
gewickelt. Ein Ende der Steuerwicklung 32 ist mit Vps,
einer kleinen, nicht geregelten Gleichspannungsquelle von z. B.
3 bis 12 Volt wie etwa +out (12 V), verbunden. Das andere Ende der
Steuerwicklung 32 ist mit der Regelschaltung 34 verbunden,
die den Strom der Steuerwicklung steuert, um einen gesteuerten Fluss
in dem Kern zu erzeugen, der den Kern auf ein Betriebsgebiet auf seiner
Permeabilitätskurve
vorspannt, um die Permeabilität
des Kerns effektiv festzusetzen. Der Strom ist von null bis auf
einen Sättigungswert
kontinuierlich veränderlich,
so dass sich die Permeabilität
von einem Maximalwert für
hohe Induktivität
bei einem Strom von etwa null auf einen niedrigen Wert und eine
niedrige Induktivität
bei hohem Strom ändern kann.
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Die
Regelschaltung 34 vergleicht die Ausgangsspannung, die
in diesem Beispiel 12 Volt beträgt,
mit einer 12 V-Referenz. Ein Eingang eines Fehlerverstärkers 35 ist
mit einer Masseleitung des Ausgangs verbunden, während der andere Eingang über gleiche
Widerstände 36 mit
der Referenz und mit dem positiven Ausgang verbunden ist, um null
zu erhalten, wenn die Ausgabe gleich der Referenz ist. Irgendeine
Abweichung von der Referenz widerspiegelt sich in der Ausgabe des
Verstärkers 35 und
wird einem weiteren Verstärker 38 zur
Verstärkung
zugeführt.
Die Ausgabe steuert einen FET 39 an, der mit der Steuerwicklung 32 und
einer 3-V-Vorspannung
in Reihe geschaltet ist.
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In
der bevorzugten Betriebsart besitzen die Schalter 12 gleich
beabstandete Ein-Zeiten und werden jeweils zwischen 25% und 45%
der Gesamtperiode eingeschaltet. Die kurze Ein-Zeit wird verwendet, wenn
die Resonanz-Tank-Lasten an der Versorgung keine größere Ein-Zeit
erfordern. Wenn es die Lasten erfordern, wird eine Ein-Zeit von
etwa 45% verwendet. Die Reihentankschaltung, die die Induktionsspule 20 und
den Kondensator 22 umfasst, ist so konstruiert, dass sie
etwa beim Doppelten der Betriebsfrequenz der Leistungsversorgung
in Resonanz ist, während
die Paralleltankschaltung, die den Kondensator 22 und die
gesteuerte Induktionsspule 26 umfasst, so konstruiert ist,
dass bei der Betriebsfrequenz die Parallelresonanz erreicht wird,
wenn die Induktionsspule 26 in ihrem Minimalwert (maximalen Steuerstrom)
ist.
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Wie
aus 1 hervorgeht, kann von der gleichen Festfrequenz-Leistungsversorgung 10 mehr
als eine Reihenresonanz-Umrichterschaltung
betrieben werden. Genauer ist mit der Wechselstromversorgung ebenfalls
ein zweiter Resonanzkreis 18 gekoppelt, der im Wesentlichen
wie der erste Kreis 18 ist. Allerdings kann der zweite
Kreis (und können
weitere Kreise) durch eine andere Ausgangsspannung geregelt werden.
Eine Regelschaltung 34',
die der Regelschaltung 34 gleichwertig ist, ist in den
Zeichnungen als ein IDC-Steuerung genannter Block gezeigt. Die Transformatoren
in den Ausgangsschaltungen dienen zur Trennung sowie zum Herauf-
und/oder Heruntertransformieren. Sie können die gleichen oder verschiedene
Leistungskapazitäten
und Übersetzungen
haben.
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Im
Betrieb des Umrichters 10 bilden die Kondensatoren 16 einen
Wechselstromansteuerungs-Mittelpunkt, wobei sie eine sehr viel größere Kapazität als der
Kondensator 22 haben und somit an den Resonanzwirkungen
der Ausgangstanks im Wesentlichen nicht beteiligt sind. Der Umrichter
erzeugt bei einer festen Betriebsfrequenz eine Quasi-Rechteckschwingungsspannung.
Durch diese Signalform wird jede Ausgangstankschaltung angesteuert.
Jeder Resonanztank trägt
einen Strom zu den Schaltern 12 bei, wobei er aber eine
vernachlässigbare Änderung
der Spannungssignalform erzeugt, die die Schalter an die anderen
Tanks anlegen.
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Im
Betrieb der Resonanzausgangsschaltungen 18 und 18' bilden die
Induktionsspule 20, der Kondensator 22 und die
Leckinduktivität
des Transformators eine Reihenresonanz-Leistungstankschaltung. Die
gesteuerte Induktivität 26 über den
Kondensator 22 besitzt eine Konstruktion, die ermöglicht, dass
ihre Induktivität über einen
Bereich von typisch bis zu 100 zu 1 oder mehr gesteuert wird. Die
Ausgangsspannungen der Schaltungen 18 und 18' werden durch Ändern der
Induktivität
der jeweiligen gesteuerten Induktionsspulen 26 gesteuert.
Das Ändern
der gesteuerten Induktionsspule kann in der Weise betrachtet werden,
dass der Kondensator 22 zu einem veränderlichen Kondensator gemacht
wird. Der Reihentank ist so abgestimmt, dass er etwa beim Doppelten
der Betriebsfrequenz der durch den Wechselrichter 10 erzeugten
Festfrequenz-Rechteckschwingungen
resonant ist. Auch wenn es nicht immer erforderlich ist, veranlasst
dies eine Nullstromschaltung. In diesem Zustand wird eine minimale
EMI erreicht. Auf Wunsch kann die Reihentankresonanz frequenz aber
kleiner als das Doppelte der Betriebsfrequenz sein, obgleich dies
zu einem "harten
Schalten" und einer
größeren EMI
führt.
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Um
eine maximale Ausgabe zu erreichen, wird die Induktivität der gesteuerten
Induktionsspule 26 maximal gemacht, d. h. ein Steuerstrom
in der Steuerwicklung 32 etwa zu null gemacht. Die Impedanz
der gesteuerten Induktionsspule ist dann typisch wenigstens die
100-fache derjenigen des Kondensators 22. Bei ihrer minimalen
Induktivität
hat die gesteuerte Induktionsspule wenig Wirkung auf den Betrieb
und auf die Ausgabe des Reihenresonanzkreises. Um eine minimale
Ausgabe zu erzielen, wird die gesteuerte Induktivität minimal
gemacht, so dass sie bei der Betriebsfrequenz mit dem Kondensator 22 in
Resonanz ist. Dies bringt effektiv eine hohe Impedanz in Reihe mit
dem Reihentank und verringert die Ausgabe auf ein Minimum.
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Als
eine Variante könnte
anstelle der getrennten Induktionsspule 20 die Primärwicklung
des Transformators als die Resonanzinduktionsspule verwendet werden.
In diesem Fall würde
der Transformator mit einer für
die Reihentankschaltung ausreichenden Streuinduktivität konstruiert.
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Die
Resonanzumrichterschaltungen enthalten nicht notwendig einen Transformator.
Zum Beispiel ist die Diodenbrücke 28 in 2 direkt
mit dem Reihentank gekoppelt, der die Induktionsspule 20 und
den Kondensator 22 umfasst. Das Schaltzeichen der veränderlichen
Induktionsspule 26 bedeutet in dieser Figur die veränderliche
Induktionsspule, wie sie für 1 beschrieben
wurde, sowie die Idc-Steuerung 34'. Diese Schaltung kann ebenfalls
in einer Mehrausgangskonfiguration ausgedrückt werden.
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3 veranschaulicht
einen Parallelresonanzumrichter, der einen Transformator verwendet. Abgesehen
davon, dass die Resonanzkapazität
in zwei Kondensatoren 22a und 22b verteilt ist,
sind die Bauelemente und die Schaltungskonfiguration die gleichen
wie in 1. Die gesteuerte Induktionsspule 26 ist
parallel zu dem Kondensator 22a und die Primärwicklung
des Transformators 24 ist über den Kondensator 22b geschaltet.
Der Transformator ist optional, so dass alternativ die Diodenbrücke 28 über den
Kondensator 22b geschaltet ist. In einer weiteren Konfiguration
könnte
die Last über
die Induktionsspule 20 geschaltet sein.
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In 4 ist
eine symmetrisch angesteuerte Resonanzleistungsversorgung gezeigt,
die gesteuerte Resonanzinduktionsspulen verwendet. Eine Festfrequenz-Wechselstromversorgung 10' enthält einen Vollbrückenwechselrichter,
der zwei Paar Leistungsschalter 12' und 12'' mit
antiparallelen Dioden 14' und eine
Gleichstromquelle für
die Brücke
umfasst. Die Verbindungsstelle eines Paars der Schalter 12' ist über eine
Induktionsspule 20a und einen Resonanzkondensator 22a mit
einer Seite der Primärwicklung des
Transformators 24 verbunden, während die Verbindungsstelle
des anderen Paars der Schalter 12'' über eine
Induktionsspule 20b und einen Resonanzkondensator 22b mit
der anderen Seite der Primärwicklung
verbunden ist. Eine Leistungswicklung 26a der gesteuerten
Induktionsspule ist über
den Kondensator 22a gekoppelt und eine weitere Leistungswicklung 26b der
gesteuerten Induktionsspule ist über
den Kondensator 22b gekoppelt. Beide Leistungswicklungen
sind zusammen mit einer einzelnen Steuerwicklung 32, die
durch die Idc-Steuereinheit 34 gespeist wird, auf den gleichen
Kern gewickelt, um selbst bei Änderung
der Induktivität
zur Regelung die Symmetrie in der Schaltung sicherzustellen.
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Die 5A–10C zeigen mehrere Realisierungen der gesteuerten
Resonanzinduktionsspulen. Sie verwenden sämtlich den Zusatz eines unipolaren
Flusses zur Steuerung der Permeabilität der Kerne. Dieser "Gleich"-Fluss ist in den
Figuren durch die mit B bezeichnete Flusskomponente reprä sentiert.
Die Richtung des Flusses B hängt
von der Polarität
der zur Steuerung verwendeten Stromquelle ab. Die tatsächliche
Richtung des Flusses B ist unerheblich. Für Steuerungszwecke wird die
Amplitude des Flusses B von einem niedrigen, der typisch null ist,
zu einem hohen, der typisch in einem Magnesium-Zink-Ferrit mit einer
Koerzitivkraft von etwa 20 bis 30 Oersted erzielt wird, geändert.
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Der
bipolare Fluss ist in allen Fällen
durch die als A bezeichnete Flusskomponente repräsentiert. Obgleich dieser "Wechsel"-Fluss in einer Richtung
gezeigt ist, um das Verständnis
der Wechselwirkung der "Gleich"- und der "Wechsel"-Komponente des Flusses zu erleichtern,
kehrt er die Richtung in einem mehrfachen, typisch dem einfachen,
der Betriebsfrequenz um. Bei der Betriebsfrequenz ist die Amplitude
des Flusses A typisch quasi-sinusförmig und sein Spitzenwert wesentlich
niedriger als der Maximalwert des Flusses B.
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Die 5A und 5B zeigen
eine Vorgehensweise zur Wicklung einer Resonanzinduktionsspule 40 mit
einer zusätzlichen
Wicklung zur Steuerung. Die Induktionsspule 40 besitzt
einen E-förmigen
Kern 42 mit Randschenkeln 44 und 46 und
einem Mittelschenkel 48. Auf den Mittelschenkel 48 ist eine
Leistungswicklung 50 mit den Enden 1 und 2 gewickelt,
wobei eine Steuerwicklung einen ersten Abschnitt 54 (mit
den Enden 5 und 6) auf dem Schenkel 44 und
einen zweiten Abschnitt 56 (mit den Enden 7 und 8)
auf dem Schenkel 46 umfasst. Der Phasenabgleich der Abschnitte 54 und 56 ist
wichtig. Die Steuerwicklungen sind so konstruiert, dass sie ein
Gleichstrom-Ampere-Wicklungs-Produkt liefern, das angemessen ist,
um das Kernmaterial beim Maximalwert des Steuerstroms in eine tiefe
Sättigung
anzusteuern. Der Steuerstrom erzeugt in dem Kern den Fluss B, der
das Betriebsgebiet auf der Permeabilitätskurve bestimmt und somit
von einem Strom null zum Erzielen einer maximalen Permeabilität bis zu einem Sättigungsstrom,
der eine niedrige Permeabilität
bewirkt, kontinuierlich veränderlich
ist.
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Im
Gegensatz zu einem magnetischen Verstärker oder einer Sättigungsdrossel
verwendet die gesteuerte Resonanzinduktionsspule eine unipolare Sättigung.
Da ihr Kern nicht schaltet, arbeitet sie mit verhältnismäßig niedrigem
Leistungsverlust und Geräusch.
Die Steuerwicklung ist eine Reihen- oder Parallelschaltung der zwei
Wicklungsabschnitte, die in der Weise phasenabgeglichen ist, dass
sich die in den zwei Abschnitten induzierten Spannungen mit Ausnahme
einiger kleiner harmonischer Teilschwingungen aufheben. Somit fließt in der
Steuerwicklung hauptsächlich
der Steuergleichstrom mit einer kleinen Wechselstromkomponente.
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Die
Leistungswicklung ist so konstruiert, dass sie den minimal erforderlichen
Induktivitätswert erzeugt.
Bei tiefer Sättigung
des Kernmaterials kann die minimale Induktivität in einer ersten Näherung als der
Wert geschätzt
werden, den die gleiche Wicklung in einer räumlich geometrischen Wicklungsinduktivität hätte. Um
für einen
gegebenen Kern eine gesteuerte Induktionsspule mit maximaler Nennbelastbarkeit
(VA-Nennwert) zu
erzeugen, sollte die Leistungswicklung normalerweise gleichmäßig über die
volle Länge
des Mittelschenkels 48 verteilt sein. Allerdings kann der
Minimalwert der Induktivität
für eine
gegebene Dichte des Steuergleichflusses nicht nur durch Ändern der
Anzahl der Windungen, sondern auch durch Ändern der Verteilung dieser
Windungen über den
mittleren Schenkel geändert
werden.
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Der
spezifische Typ des für
die Leistungswicklung verwendeten Drahts muss für seine Strombelastbarkeit
bei der besonderen Betriebsfrequenz gewählt werden. Obgleich es möglich ist,
die gesteuerten Induktionsspulen dieser Offenbarung bei Betriebsfrequenzen
zu verwenden, die von 100 MHz unterhalb des Hörbereichs reichen könnten, reichen
typische Betriebsfrequenzen von 10 kHz bis 10 MHz. Es ist festgestellt
worden, dass Litzendraht oder dünne
Folienwicklungen über
den typischen Bereich am besten geeignet sind, da sie Verluste in
der Leistungswicklung durch den Proximity-Effekt und durch den Skin-Effekt
verringern können.
Da die Wechselstromkomponente in der Steuerwicklung inhärent niedrig
ist, kann sie allgemein mit herkömmlichem Magnetdraht
gewickelt werden. Da die Wechselspannung, die in jedem Wicklungsabschnitt
einer Steuerwicklung induziert wird, die (wie in 4A und 4B) die Phasenauslöschung verwendet, hoch sein
kann, kann in einigen Konstruktionen Draht mit Hochspannungsisolation
(wie etwa eine vierfach isolierte Polythermaleze) erforderlich sein.
Diese Wicklungsbetrachtungen betreffen allgemein ebenfalls die anderen
gesteuerten Induktionsspulenkonfigurationen dieser Offenbarung.
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Es
ist wichtig anzumerken, dass dann, wenn eine gesteuerte Induktionsspule
in einem Parallelresonanz-Steuertank arbeitet, die Bestimmung ihrer Nennleistungsanforderung
spezielle Betrachtung erfordert. Die Nennspannungsanforderung wird
durch ihren Betrieb bei ihrer maximalen Induktivität bestimmt – wo der
bipolare Fluss in ihrem Kern maximal ist. Allerdings ist bei ihrer
maximalen Induktivität
der Kupferverlust – einschließlich dessen
in der Steuerwicklung – minimal.
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Die
Nennstromanforderung ist durch den Betrieb der gesteuerten Induktionsspule
bei ihrer minimalen Induktivität
bestimmt. Hier arbeitet der Parallelresonanz-Steuertank bei der
oder in der Nähe
der Resonanz. Der Strom, der in diesem Tank umläuft, und der Strom, der in
der Gleichspannungs-Vorspannungswicklung fließt, sind auf ihren Maximalwerten. Die "Wechsel"-Flussauslenkungen
in dem Kernmaterial sind klein:
Somit sind die Kernverluste
minimal. Das Kernverlustmaximum tritt bei einem mittleren Wert des "Gleich"-Flusses auf.
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Somit
ist zu sehen, dass der ungünstigste Fall
für den
Gesamtverlust in einer typischen Konstruktion, bei der der Maximalwert
des Kernverlustes etwa gleich dem Maximalwert des Gesamtwicklungsverlusts
ist, bei einem Arbeitspunkt zwischen der maximalen und der minimalen
Induktivität
auftritt.
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Die
im Folgenden beschriebenen Konfigurationen der gesteuerten Induktionsspule
stellen zwei Leistungswicklungen bereit. Diese sind vorteilhaft
in Schaltungen, die, wie in 4 gezeigt
ist, eine symmetrische Vollbrückenansteuerung
verwenden. Der größte Vorteil
der Verwendung einer solchen Induktionsspule in einer symmetrischen
Schaltung ist, dass die Verwendung einer einzelnen Zweiwicklungs-Induktionsspule
anstelle zweier etwas kleinerer Einwicklungs-Induktionsspulen dazu
neigt, die Kosten, das Gehäusevolumen
und das Gewicht zu verringern. Außerdem gibt es den Vorteil,
dass die Kopplung der Zweiwicklungseinheit inhärent dazu neigt, die Gleichheit
der Steuerung und die Anpassung der Signalformen, die den Komponenten
auf einer Seite der Last zugeordnet sind, im Vergleich zu jenen
auf der anderen Seite der Last zu erzwingen. Dies wird am besten
in irgendeiner der folgenden Konfigurationen unter Verwendung zweiadriger
Wicklungen realisiert; d. h., die zwei Leistungswicklungen werden
zusammen auf den Kern gewickelt, um eine feste Kopplung sicherzustellen.
Die meisten Zeichnungen zeigen die Wicklungen getrennt, während in 6C die zweiadrigen
Leistungswicklungen gezeigt sind.
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Abgesehen
von den zwei Leistungswicklungen, die beide auf den mittleren Schenkel 48 gewickelt
sind, sind die 6A und 6B die
gleichen wie die 5A und 5B. Die
Induktionsspule 40' besitzt
eine erste Leistungswick lung 51 mit den Enden 1 und 2 im
oberen Abschnitt des Schenkels 48 und eine zweite Leistungswicklung 52 mit
den Enden 3 und 4 im unteren Abschnitt des Schenkels 48.
Es ist zu sehen, dass Änderungen
des Steuerstroms die zwei Leistungswicklungen gleich und gleichzeitig
beeinflussen. Die Leistungswicklungen können wie in der Zeichnung gezeigt
so gewickelt sein, dass ihre Kopplung recht lose ist, oder können so
gewickelt sein, dass ihre Kopplung viel stärker ist, wobei sie zum Beispiel
wie in 6C zweiadrig gewickelt sein können. Auf
jeden Fall hängt
die Kopplung (der Koeffizient K) stark von dem Steuergleichfluss
ab.
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In
der in den 7A und 7B gezeigten Induktionsspule 40'' ist ein weiterer E-förmiger Kern 42 verwendet.
Auf den mittleren Schenkel 48 ist eine einzige Steuerwicklung 68 gewickelt,
während
die Leistungswicklungsabschnitte 60–66 auf die Randschenkel
gewickelt sind. Auf den Schenkel 44 ist ein Leistungsabschnitt 60 mit
den Enden 1 und 2 gewickelt, der mit einem Leistungsabschnitt 62 mit
den Enden 3 und 4 auf dem Schenkel 46 in
Reihe geschaltet ist. Ähnlich
befindet sich auf dem Schenkel 44 ein Leistungsabschnitt 64 mit
den Enden 5 und 6, der mit einem Leistungsabschnitt 66 mit
den Enden 7 und 8 auf dem Schenkel 46 in
Reihe geschaltet ist. Diese Konfiguration erzeugt in der Steuerwicklung sehr
wenig induzierte Wechselspannung von Windung zu Windung. Für Anwendungen
wie die aus 1, die eine einzelne Leistungswicklung
erfordert, können
die Leistungsabschnitte auf Wunsch alle in einer einzelnen Leistungswicklung
verbunden sein.
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Die 8A und 8B veranschaulichen ein
Paar Ringkerne 70 und 72, jeweils mit ringförmigen Flusspfaden
für den
Fluss A und für
den Fluss B. Auf einer Seite des Kerns 70 ist ein erster
Leistungswicklungsabschnitt 60 mit den Enden 1 und 2 gewickelt,
und auf einer Seite des Kerns 72 ist ein zweiter Leistungswicklungsabschnitt 62 mit
den Enden 3 und 4 gewickelt.
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Die
Abschnitte 60 und 62 sind verbunden, um eine Leistungswicklung
zu bilden. Auf den Kern 70 ist dem Abschnitt 60 gegenüberliegend
ein dritter Leistungswicklungsabschnitt 64 mit den Enden 5 und 6 gewickelt,
und auf den Kern 72 ist dem Abschnitt 62 gegenüberliegend
ein vierter Leistungswicklungsabschnitt 66 mit den Enden 7 und 8 gewickelt.
Die Abschnitte 64 und 66 sind verbunden, so dass
sie eine weitere Leistungswicklung bilden. Um die beiden Kerne 70 und 72 ist
eine Steuerwicklung 68 gewickelt. Diese Konfiguration erzeugt
in der Steuerwicklung eine sehr niedrige Induktion. Sie kann in
mehrfachen der zwei Ringkerne verwendet werden.
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Die 9A und 9B zeigen
eine ähnliche Struktur
wie die aus 8, aber mit verschiedenen Wicklungen.
Die erste Leistungswicklung 50 mit den Enden 1 und 2 ist
auf einer Seite um beide Kerne gewickelt, und die zweite Leistungswicklung 52 mit
den Enden 3 und 4 ist auf der anderen Seite um
beiden Kerne gewickelt. Die Steuerwicklung besitzt einen ersten
Abschnitt 54 mit den Enden 5 und 6, der
auf den Kern 70 gewickelt ist, und einen zweiten Abschnitt 56 mit
den Enden 7 und 8, der auf den Kern 72 gewickelt
ist, wobei die Abschnitte in Reihe geschaltet sind. In dieser Konfiguration
wird in jedem der zwei Steuerwicklungsabschnitte eine große Wechselspannung
entwickelt. Es wurde festgestellt, dass zweiadrige Wicklungen der
Leistungswicklungen in der Ausführungsform
aus 9A besonders nützlich
sind. Die zwei hier offenbarten Ringkernkonstruktionen besitzen
eine viel bessere Steuerbandbreite als die mit den E-förmigen Kernen.
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Eine
in den 10A, 10B und 10C gezeigte gesteuerte Induktionsspule 90 verwendet einen
orthogonalen Steuerfluss zum Ändern
der Permeabilität
des Kerns. Ein Ringkern umfasst zwei Kernhälften 92 und 94,
die in einer Mittelebene verbunden sind. Wie in 10B gezeigt ist, enthält ein ring förmiger Hohlraum
in der Kernhälfte 92 die
Steuerwicklung 100, wobei lediglich die Spulenenden 5 und 6 durch
eine Öffnung
in der Kernhälfte
herausführen.
Bei den verbundenen Kernhälften
ist auf einer Seite des Kerns eine erste Leistungswicklung 96 mit den
Enden 1 und 2 gewickelt und ist auf der anderen Seite
des Kerns eine zweite Leistungswicklung 98 mit den Enden 3 und 4 gewickelt.
Wie durch die Flusslinien A und B gezeigt ist, läuft der "Wechsel"-Fluss um den Ring um, während der "Gleich"-Fluss B parallel zur
Ringachse oder orthogonal zu dem "Wechsel"-Fluss
ist. Diese Konstruktion kann mit einer oder mit zwei Leistungswicklungen
realisiert sein, die auf einen oder mehrere Kerne gewickelt sind,
wobei jeder Kern seine eigene eingebettete Steuerwicklung aufweist.
Dies liefert die minimale Wechselstrominduktion in der Gleichstrom-Steuerwicklung und
das niedrigste umgebende Flussfeld (Streufeld) – falls die Leistungswicklungen
gleichförmig über 360
Grad verteilt sind. Andererseits verursacht die orthogonale Flusssteuerung
verhältnismäßig wenig Änderung
der Permeabilität
auf dem Pfad des "Wechsel"-Flusses und besitzt
somit einen begrenzten Steuerbereich der Induktivität (allgemein
weniger als 5 zu 1).
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Somit
ist zu sehen, dass Resonanzumrichter zur Erzeugung einer oder mehrerer
geregelter Ausgaben von einer einzelnen Wechselstromleistungsversorgung
zur effizienten Leistungsumsetzung unter Verwendung einer kleinen
Anzahl von Bauelementen für
Gehäuse
mit verringerter Größe und niedrigeren Kosten
im Vergleich zu früheren
Resonanzumrichter-Konfigurationen
hergestellt werden können.
Außerdem
ermöglichen
der große
Steuerbereich der gesteuerten Induktionsspule und die Verwendung von
Transformatoren mit niedriger Magnetisierungsinduktivität Ausgangsströme jenseits
des Ausgangsspannungsschwellenwerts herkömmlicher Reihenresonanzumrichter;
somit liefert der Umrichter bei niedrigerer Eingangsspannung mehr
Ausgangsstrom, als es bei einer herkömmlichen Leistungsumrichtungs-Schaltungsanordnung
möglich
ist.