JP2914439B2 - 被制御インダクタを有する共振コンバータ - Google Patents

被制御インダクタを有する共振コンバータ

Info

Publication number
JP2914439B2
JP2914439B2 JP8327155A JP32715596A JP2914439B2 JP 2914439 B2 JP2914439 B2 JP 2914439B2 JP 8327155 A JP8327155 A JP 8327155A JP 32715596 A JP32715596 A JP 32715596A JP 2914439 B2 JP2914439 B2 JP 2914439B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
power
winding
core
wound
inductor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP8327155A
Other languages
English (en)
Other versions
JPH09247935A (ja
Inventor
アルフレッド・ヘンリー・バーレット
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
DERUKO EREKUTORONIKUSU CORP
Original Assignee
DERUKO EREKUTORONIKUSU CORP
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by DERUKO EREKUTORONIKUSU CORP filed Critical DERUKO EREKUTORONIKUSU CORP
Publication of JPH09247935A publication Critical patent/JPH09247935A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP2914439B2 publication Critical patent/JP2914439B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F21/00—Variable inductances or transformers of the signal type
    • H01F21/02—Variable inductances or transformers of the signal type continuously variable, e.g. variometers
    • H01F21/08—Variable inductances or transformers of the signal type continuously variable, e.g. variometers by varying the permeability of the core, e.g. by varying magnetic bias
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
    • H02M3/3376—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F29/00—Variable transformers or inductances not covered by group H01F21/00
    • H01F29/14—Variable transformers or inductances not covered by group H01F21/00 with variable magnetic bias
    • H01F2029/143—Variable transformers or inductances not covered by group H01F21/00 with variable magnetic bias with control winding for generating magnetic bias
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Control Of Electrical Variables (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、共振コンバータに
関し、特に出力電圧を調整するため制御される即ち被制
御インダクタを採用するコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】ＤＣ／ＤＣコンバータは、幾つか名前を
挙げれば、バッテリ充電器、通信システム、電気炉、電
気工具、パーソナル・コンピュータ及び電気玩具を含む
無数の用途に商業的に採用されている。このようなコン
バータの出力の制御あるいは調整は、例えばパルス幅変
調（ＰＷＭ）インバータ、飽和可能なリアクトル、磁気
増幅器及び強共振（ｆｅｒｒｏｒｅｓｏｎａｔ）レギュ
レータのような装置による事前調整を含む種々の装置に
より達成されてきた。ＰＷＭインバータについては、コ
ンバータへの元の入力のパルス幅がコンバータの出力の
変化を生じるよう調整される。
【０００３】飽和可能なリアクトルは磁気増幅器及び強
共振レギュレータに採用され得るが、この飽和可能なリ
アクトルは、コアの飽和の程度の変化が追加のコア巻線
に与えられた直流を調整することにより達成され得る一
般原理で動作する。飽和可能なリアクトルのコアは、飽
和が装置のスイッチングを生じるように一般に磁気的に
硬質（ｈａｒｄ）である。磁気増幅器は、ＤＣ入力信号
に応答して負荷への交流の流れを変調する。例えば、米
国特許第ＲＥ２８，３５９号、第３，１４８，３２８
号、第ＲＥ２７，９１６号、第３，５７３，６０５号、
第３，５７３，６０６号及び第３，９６５，４０８号に
開示されている強共振レギュレータのようなものにおい
ては、同調は、回路電圧あるいは電流を変えることによ
り達成される。（なお、特許番号におけるＲＥは再発行
特許を示す。）例えば、第ＲＥ２８，３５９号の閉ルー
プの強共振レギュレータを考えてみると、レギュレータ
の出力電圧は、積分キャパシタの充電速度を変えること
により調整される。
【０００４】共振コンバータはまた、制御及び調整のた
めの電力変換用途において採用されており、ＰＷＭイン
バータ、飽和可能なリアクトル、磁気増幅器及び強共振
レギュレータに対して多くの点で利点がある。理論的に
は、回路のスイッチ要素を通って流れる電流波形が正弦
波状であり、且つスイッチ要素が電流を強制的にオン又
はオフする必要のないようにゼロを通る場合直列共振コ
ンバータを用いるとスイッチング損失がない。また、共
振コンバータは他のタイプのコンバータより雑音が少し
しか生じない。更に、共振コンバータの出力電流は、出
力電圧の範囲にわたり本質的に一定であり、過負荷や負
荷での短絡の場合コンバータを保護することができる。
【０００５】電気回路での共振に係わる基本概念は５０
年以上前の無線技術の開発の早期の時代に開発されたに
も拘わらず、共振技術の発展は、一般に特定の問題の解
法に制限されてきた。電源の歴史を簡単に見直すこと
は、ＰＷＭコンバータを共振コンバータと比較するとき
教えられることがある。
【０００６】早期の電源は、多くの場合線路（ｌｉｎ
ｅ）周波数電力変圧器と、真空管、後の電源ではパワー
・トランジスタから成る線形レギュレータとを用いた。
これらの早期の電源は、一般に大きくて重く且つ非能率
であった。ＤＣ／ＤＣタイプの電源は、分離又は著しい
電圧変換が要求されたとき、逆変換（ＤＣからＡＣ変
換）を達成するため機械的バイブレータ、真空管あるい
はスイッチング・パワー・トランジスタを用いた。真空
管あるいはスイッチング・パワー・トランジスタが採用
されたとき、電源の調整機能は、多くの場合ＰＷＭによ
り、あるいはパルス周波数変調により達成された。シリ
コン・パワー・トランジスタは数百ワットを放散し、数
マイクロ秒でスイッチングすることができるが、このシ
リコン・パワー・トランジスタの導入は、調整に対する
ＰＷＭの人気に衝撃的であった。今日、ＰＷＭは、大多
数の市販の電源を調整するための手段として依然優勢で
ある。
【０００７】高速シリコン・パワー・トランジスタの有
用性は実現可能な益々高い電力レベルを有するＰＷＭ電
源の出現をもたらした。しかしながら、これらの電源
は、一般にほんの２〜３キロワットに制限された。１９
６０年台の後ろで、シリコン制御整流器ＳＣＲが５００
〜６００キロワットあるいはそれ以上での動作に使用の
ため入手可能になった。しかしながら、ＳＣＲが自らの
電流の流れを中断する、即ち自己転流することができる
手段を持たないので、強制転流はＳＣＲがＤＣシステム
において動作するのに必要であった。強制転流に対する
必要が、リンギングを用いて電流の流れの反転を生じる
共振回路の開発を促した。同様に、１９８０年代の半ば
から、共振電力技術が、バイポーラ・トランジスタ、Ｍ
ＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等のような他のスイッチング・デ
バイスの導入のためパワー回路において周波数を高めて
利用されるようになった。これらのデバイスは、ＳＣＲ
に似ていなくて、共振を用いる必要が必ずしもないにも
拘わらず、共振がＰＷＭより利点を有するところで共振
を用いることが可能である。
【０００８】タンク回路（誘導性及び容量性要素の組み
合わせ）の共振周波数で動作しているとき、直列共振コ
ンバータはタンク電流の純粋な正弦波をその周波数で有
する。従って、励起電圧の方形波がそのパワー・スイッ
チング・デバイスで電圧遷移を生じる時点で、直列共振
コンバータは必ずしも電流を導通していない。電流がゼ
ロのとき、これらのデバイスにおいて低スイッチング損
失を生じる。こうして、この条件はゼロ電流スイッチン
グと通常言われるが、この条件は望ましいものである。
直列共振コンバータにとっては最も著しい損失は導通損
失である。しかしながら、導通損失は、動作周波数と強
く関連せず、従って、直列共振コンバータは高い周波数
で効率的に動作可能である。例えば、共振コンバータ
は、同じパワー・スイッチング・デバイスを用いた同一
の電力レベルのＰＷＭコンバータより通常５倍乃至１０
倍高い周波数で効率的に動作するよう設計することがで
きる。
【０００９】共振コンバータは、それがＥＭＩを少しし
か生じないので更に有利である。共振コンバータは、早
い立ち上がりの準方形波とは反対に正弦波の電流を発生
するので、ＥＭＩを少ししか生じない。更に、共振コン
バータの部品は、一般にＰＷＭに必要とされる部品より
数が少なく且つコストがより低い。共振コンバータの部
品はまた、そのかさがより小さくまた重さがより軽いこ
とにより，ＰＷＭにとって有り得るより多少重量に敏感
な環境におけるコンバータの適用を可能にする。
【００１０】直列共振コンバータの出力ＤＣ電圧の制御
又は調整は、回路の共振キャパシタのキャパシタンス、
回路の共振インダクタのインダクタンス、ピーク電圧、
あるいは回路の動作周波数を制御することにより達成さ
れ得る。ピーク電圧は通常電源にクランプされているの
で、またキャパシタンスあるいはインダクタンスを直接
連続的に制御するのは難しいので、動作周波数が通常制
御される。動作周波数が制御される共振コンバータの多
くの実施形態は米国特許第４，６７９，１２９号に説明
及び開示されている。別の周波数制御される共振コンバ
ータは米国特許第４，６４２，７４５号に開示されてい
る。米国特許第４，６４２，７４５号においては、ＡＣ
電力線の周波数より高い周波数のＡＣ信号が、コンバー
タへの入力電流とその出力電流の双方を変えるため制御
される。ＡＣ信号のデューティ・サイクルと周波数の双
方が、コンバータの出力を制御するため制御される。
【００１１】周波数制御される共振コンバータで遭遇す
る問題の一つは潜在的にオーディオ雑音を発生すること
である。パワーを適当な範囲にわたり制御するため、広
範囲の周波数がこのような周波数制御に対して必要とさ
れる。例えば米国特許第４，６７９，１２９号に開示さ
れているような周波数制御される電力コンバータは、オ
ーディオ雑音の発生の問題を除去するため開発された。
しかしながら、このような雑音の発生を避けるため、追
加の回路が基本の共振電力コンバータに追加されてい
る。追加の回路は、コンバータの製造コストを追加し、
コンバータの信頼性を潜在的に劣化させるので望ましく
ない。従って、オーディオ雑音を発生しない制御される
共振コンバータを開発することが望ましい。また、最小
数の部品から成るコンバータを、特に、高価で且つしば
しば著しく大きな容量と空間を使うためコンバータに必
要とされるパッケージングのサイズに不都合な影響を及
ぼすハイパワー部品を最小の数で構成するコンバータを
開発することが望ましい。
【００１２】単一の出力用途に加えて、単一電源から複
数の出力を提供することが望ましい事例がある。例え
ば、単一電源からの電力を用いて電力を多数のサブシス
テムに供給する、自動車のような純粋な電気及びハイブ
リッド電気車両の開発が考えられる。このようなサブシ
ステムは、バッテリ充電器と、例えばライト（ｌｉｇｈ
ｔｓ）のような補助負荷と、加熱、換気及び空調（ＨＶ
ＡＣ）サブシステムとを含み得る。複数出力の電力用途
の別の事例は、例えばカード・ラック、ハード・ディス
ク・ドライブ及びフロッピー・ディスクのような幾つか
のサブシステムを単一の電源により駆動するパーソナル
・コンピュータである。
【００１３】電力を単一の電源から複数の出力に供給す
るのは、各出力が個別の制御又は調整を必要とする場合
は複雑になる。例えば、上述の電気車両においては、補
助負荷に供給される電力は標準の１２ボルトＤＣ信号で
あることが必要とされ得る一方、ＨＶＡＣサブシステム
は１２ボルトＤＣより高い信号電圧を必要とする。各出
力が独立に調整される複数出力の用途において従来の共
振コンバータを用いると、単一電源の実施から生じるコ
ストの節約が、出力の各々を調整するための個別の機構
を設ける必要性により無効にされ得る。
【００１４】レギュレータが変圧器への入力を調整する
ので、別個の調整機構は、一般に各出力に対して必要と
される。例えば、高周波数分離変圧器を駆動するためＰ
ＷＭインバータを用いるとき、各出力は独立の負荷の制
御及び調整に対して個別のＰＷＭインバータを必要とす
る。各出力がそれ自身の調整段と関連されるようになる
必要性は、各出力の独立の制御に対して必要とされる部
品の数のため、コストの増大と信頼性の劣化とをもたら
す。
【００１５】調整が動作周波数を制御することにより達
成される共振コンバータにとって、個別の調整はまた、
一般に複数出力の用途において各出力に対して必要とさ
れる。改良された二重出力ＤＣ−ＤＣコンバータは米国
特許第４，６２８，４２６号に開示されている。このコ
ンバータにおいては、一方の出力の制御はパルス幅変調
により達成され、他方の出力の制御は周波数調整により
達成される。米国特許第４，６２８，４２６号のコンバ
ータは、各出力に対してパワー・スイッチング段を必要
とするより単一のパワー・スイッチングのみを双方の出
力に対して必要とする点で一部の複数出力コンバータよ
り有利である。しかしながら、３以上の独立に制御され
る出力が米国特許第４，６２８，４２６号のコンバータ
の用途において必要とされるならば、追加の従来のレギ
ュレータが追加の出力を支持するため使用される。従っ
て、複数出力の電力変換用途で使用するためで且つ各出
力の独立の制御を与えるため必要とされる調整部品の数
を制限することにより回路のコストを最小にしまた回路
の信頼性の潜在的劣化を低減する共振回路を提供するこ
とが望ましい。理想環境の下では、多数の独立に制御さ
れる出力を支持するため唯一つのパワー・スイッチング
段を利用することが望ましい。
【００１６】複数出力の用途において各出力の独立の制
御と関連する問題に加えて、一部の用途において単一又
は複数の出力の制御は一般に制限される。例えば、所望
の出力電圧と所望の出力電流の関係を考えて見る。前述
したように、直列共振コンバータの利点は、比較的一定
の出力電流をある範囲の出力電圧にわたって得る能力で
ある。しかしながら、特定の出力電圧で（即ち、入力／
出力電圧変圧比が本明細書において「出力電圧スレッシ
ョルド」と言われるユニティ（ｕｎｉｔｙ）である出力
電圧のとき）、コンバータの出力電流は迅速にゼロに降
下する。従って、出力スレッショルドを越えては、本質
的に電流はコンバータから出力されない。この電流特性
は、コンバータへの入力電圧が減少するとき厄介であ
る。特に、入力電圧の減少は、より狭い範囲の出力電圧
にわたり、即ちより低い出力電圧スレッショルドまで、
一層低い出力電流を生じる。こうして、入力電圧が減少
するならば、出力電圧の特定の値で所望の出力電流を、
あるいは全くすべての電流を達成することは可能でない
かも知れない。例えば、自動車電源のような電源の始動
の際、コンバータへ与えられる初期入力電圧は通常の動
作中より小さい。従って、パワーアップに、不十分な
（即ち、本質的ゼロの）電流が、出力に接続された負荷
を駆動するため必要とされる出力電圧で結果として生じ
得る。従って、従来の直列共振コンバータの出力電圧ス
レッショルドを越えて出力電流を生じる制御可能な電力
変換回路を提供することが望ましい。このようにして、
コンバータは、十分な出力電流を生じ、従来の変換回路
で有り得るより低い入力電圧環境の下でコンバータの出
力に接続された負荷を駆動する。
【００１７】上記の所望のコンバータ特性は、発明の名
称が「制御されたＫ共振変圧器（ＣＮＴＲＯＬＬＥＤ−
Ｋ ＲＥＳＯＮＡＴＩＮＧ ＴＲＡＮＳＦＯＲＭＥ
Ｒ）」という米国特許出願第０８／３１６，９６９号に
記載されている制御される即ち被制御変圧器を用いる共
振回路により大部分達成されている。しかしながら、変
圧器を必ずしも必要としない回路において同じ利点を達
成することは多くの場合望ましい。変圧器を用いる場合
ですら、被制御変圧器と同じ設計配慮を持たない従来の
変圧器設計を用いることは時に望ましい。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、変圧
器の使用が任意であり固定のスイッチング周波数で動作
する共振コンバータの出力を調整することにある。この
ようなコンバータにおける別の目的は、複数の調整され
た出力を与えることにある。このようなコンバータにお
ける別の目的は、最小のＥＭＩを生じることにある。こ
のようなコンバータにおける更に別の目的は、従来の直
列共振コンバータの出力電圧スレッショルドを越えて出
力電流を生成することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】本発明は、共振キャパシ
タ、直列インダクタ及び当該キャパシタと並列の制御イ
ンダクタを備えるＬＣ共振回路を提供する。当該回路
は、単一の及び複数の出力電力変換用途の双方に採用さ
れ得る。複数出力の用途での上記回路の使用は、従来技
術の複数出力の電力コンバータと比べて信頼性が向上
し、コンバータが必要とするパッケージがより小さく
て、各出力をより低い製造コストで独立に調整し得る機
構を提供する。また、従来の直列共振コンバータと比べ
て、出力電流を入力電圧のより低い値で発生し得る。
【００２０】本発明は、その一形式においては、ＡＣ電
源により駆動され且つ共振キャパシタ及び直列インダク
タを有するＬＣ共振回路を備える。キャパシタの実効キ
ャパシタンスは、当該キャパシタと並列の被制御インダ
クタのため可変である。負荷は、直接に又は変圧器を介
して共振回路に結合されている。負荷が、ＬＣ要素と直
列状態にあって直列共振回路を形成し、あるいはＬＣ要
素の一つと並列状態にあって並列共振回路を形成する。
インダクタは、磁気コアと、当該磁気コアに巻かれた電
力巻線及び制御巻線とを含む。電力巻線は共振回路の共
振キャパシタと並列に接続されている。制御巻線は、そ
れへの直流印加に応答してコアに磁束を誘導することに
より、コア透磁率を、従って電力巻線のインダクタンス
を制御する。即ち、直流は、透磁率曲線上の動作範囲を
確立する。電力巻線は、制御巻線の作用に応じて、ＡＣ
電源周波数あるいはそれ以上でキャパシタと共に共振し
てキャパシタの実効キャパシタンスに影響を及ぼし、こ
れにより共振回路の出力を制御する。２つ以上の制御さ
れる即ち被制御ＬＣ回路をＡＣ電源により駆動すること
ができ、その各々は被制御インダクタにより調整され複
数の出力を供給する。
【００２１】上述の回路に対するＡＣ電源は、ＤＣ電源
により供給される一対の電力スイッチを備える半ブリッ
ジ・インバータであり得る。ＡＣ電源の別の普通のタイ
プは、４つの電力スイッチを有する全ブリッジ・インバ
ータである。次いで、負荷の各側に制御される即ち被制
御共振回路を有する対称ＬＣ回路を用いることは有益で
ある。対称回路について、各共振回路に対する電力巻線
が、共通コアに巻かれ、単一の制御巻線により制御され
る。従って、被制御インダクタは、一つ又は二つの電力
巻線のいずれかを有し得る。
【００２２】コンバータ出力の調整は、出力電圧を標準
の所望の電圧と比較して差電圧を発生し且つ当該差電圧
をゼロに低減するため電力巻線のインダクタンスを十分
に修正する制御電流を生成するフィードバック回路によ
り達成される。
【００２３】本発明の上述及び他の特徴及び利点と、そ
れらを達成する要領とは明らかになり、本発明は、添付
図面と関連した本発明の実施形態の以下の説明を参照す
ることにより一層良く理解されるであろう。
【００２４】
【発明の実施の形態】以下の記載は、直列又は並列の共
振コンバータにおける制御される即ち被制御インダクタ
の使用に向けられているが、本発明は、同様に種々の準
共振及び直列／並列ハイブリッドの共振コンバータの形
態に適用することができることを知るべきである。
【００２５】図１に言及すると、固定周波数のＡＣ電源
１０は、ＤＣ電源と、逆向きの並列ダイオード１４を有
する電源スイッチ１２から成る半ブリッジ・インバータ
と、ＡＣ駆動中心点１７を形成するためＤＣ電源に跨が
る一対のキャパシタ１６とから成る。スイッチは、クロ
ック回路（図示せず）により制御され、例えば、５００
ｋＨｚまで動作し得るＩＧＢＴ又はＭＣＴ（ＭＯＳ制御
サイリスタ）、あるいは１０ＭＨｚほどの高い周波数で
動作し得るパワーＭＯＳＦＥＴで有り得る。
【００２６】ＡＣ電源１０により駆動される共振コンバ
ータ１８は、共振キャパシタ２２と直列のインダクタ２
０を備える直列タンク回路、変圧器２４の一次巻線及び
ＡＣ電源を含む。並列タンク回路は、キャパシタ２２
と、このキャパシタと並列の被制御インダクタ２６とか
ら構成される。変圧器の二次巻線はダイオード・ブリッ
ジ２８によりフィルタ・キャパシタ３０に結合されてい
る。ブリッジ２８のフィルタリングされた出力は共振コ
ンバータの出力を構成する。
【００２７】被制御インダクタ２６は、広い領域のイン
ダクタンスにわたりその制御巻線３２のＤＣ電流により
変えることができ、共振キャパシタ２２の実効キャパシ
タンスを変えあるいは調整する作用をする。次いで、イ
ンダクタの適切な制御によりコンバータの出力電圧を調
整することができる。被制御インダクタの電力巻線２
６′は、制御巻線と共にコアに巻かれている。制御巻線
３２の一端は、Ｖｐｓ、即ち＋出力（１２Ｖ）のよう
な、例えば３〜１２Ｖの調整されていない小さいＤＣ電
圧源に接続されている。制御巻線３２の他端は調整回路
３４に接続され、当該調整回路３４は制御巻線電流を制
御して制御された磁束をコアに発生する。当該磁束は、
コアをその透磁率曲線の動作領域へバイアスしてコアの
透磁率を実効的に確立する。電流はゼロから飽和値まで
連続的に変えることができ、そのため透磁率は、ほぼゼ
ロ電流での高インダクタンスに対する最大値から高電流
での低インダクタンスに対する低い値まで変えることが
できる。
【００２８】調整回路３４は、本例では１２ボルトであ
る出力電圧を１２Ｖ基準と比較する。誤差増幅器３５の
一方の入力は出力の接地線に接続され、その他方の入力
は上記基準及び正の出力に共に等しい抵抗３６を介して
接続され、当該正の出力が基準と等しいときゼロであ
る。基準からの偏位は、誤差増幅器３５の出力に反映さ
れ、利得用の別の増幅器３８に供給される。増幅器３８
の出力は、制御巻線３２及び３Ｖバイアスと直列である
ＦＥＴ３９を駆動する。
【００２９】好適な動作モードにおいて、スイッチ１２
は、オン時間について等間隔で離間され、その各々は全
期間の２５％から４５％の間オンされる。電源上の共振
タンク負荷がより大きいオン時間を要求しないときは、
短いオン時間が用いられる。負荷がそれを要求すると
き、ほぼ４５％のオン時間が用いられる。インダクタ２
０及びキャパシタ２２を備える直列タンク共振回路は電
源の動作周波数のほぼ二倍で共振するよう設計され、キ
ャパシタ２２及び被制御インダクタ２６を備える並列タ
ンク回路は、被制御インダクタ２６がその最大値（最大
制御電流）であるとき並列共振が動作周波数で行われる
ように設計されている。
【００３０】図１から明らかなように、２以上の直列共
振コンバータ回路は、同じ固定周波数の電源１０により
動作され得る。特に、第１の回路１８と本質的に同様の
第２の共振回路１８′はまた、ＡＣ電源に接続されてい
る。しかしながら、第２の回路（及び他のもの）は、異
なる出力電圧に調整され得る。調整回路３４と等しい調
整回路３４′が、図面にＩＤＣ制御装置と記載されてい
るブロックとして示されている。出力回路における変圧
器は、分離と、ステップアップ及び／又はステップダウ
ンとのためである。それらの変圧器は、同じ又は異なる
電力容量及び変圧比を持ち得る。
【００３１】インバータ１０の動作において、キャパシ
タ１６は、ＡＣ駆動中心点を形成し、そのキャパシタン
スはキャパシタ２２のそれより非常に大きく、そのため
出力タンクの共振作用において本質的に関係しない。イ
ンバータは、電圧の準方形波を固定動作周波数で生成す
る。いずれの出力タンク回路もこの方形波により駆動さ
れる。各共振タンクは、電流をスイッチ１２に加える
が、しかしそのタンクは、スイッチが他のタンクに印加
する電圧波形の無視し得る変化しか生成しない。
【００３２】共振出力回路１８及び１８′の動作におい
て、インダクタ２０、キャパシタ２２及び変圧器の漏洩
インダクタンスは直列共振電力タンク回路を形成する。
キャパシタ２２に跨がる被制御インダクタ２６は、その
インダクタンスを典型的には１００対１あるいはそれ以
上までの範囲にわたり制御することが可能となるよう設
計されている。共振出力回路１８及び１８′の出力電圧
は、それぞれの被制御インダクタ２６のインダクタンス
を変えることにより制御される。被制御インダクタを変
えることは、キャパシタ２２を可変キャパシタにして調
べることができる。直列タンクは、インバータ１０によ
り生成される固定周波数の方形波のほぼ二倍の動作周波
数で共振されるよう同調される。常に必ずしもというこ
とではないが、これはゼロ電流スイッチングを生じる。
最小のＥＭＩがこの条件で達成される。しかしながら、
所望のとき、直列タンク共振周波数は二倍の動作周波数
より小さくあり得る。しかしながら、これは「硬質スイ
ッチング」及びより大きいＥＭＩを結果としてもたら
す。
【００３３】最大出力を達成するため、被制御インダク
タ２６のインダクタンスは、最大にされる、即ち制御巻
線３２においてほぼゼロ制御電流にされる。次いで、被
制御インダクタのインピーダンスは、通常、キャパシタ
２２のインピーダンスの少なくとも１００倍である。そ
の最小インダクタンスであるとき、被制御インダクタ
は、直列共振回路の動作及び出力にほとんど影響を及ぼ
さない。最小出力を達成するため、被制御インダクタは
最小にされ、そのためその被制御インダクタはキャパシ
タ２２と動作周波数で共振する。これは、直列タンクに
直列に高インピーダンスを実効的に置き、出力を最小に
低減する。
【００３４】変形として、変圧器の一次巻線を、別個の
インダクタ２０の代わりに共振インダクタとして用いる
ことができる。その場合、変圧器は、直列タンク回路に
対して十分な漏洩インダクタンスを有するよう設計され
ることになる。
【００３５】共振コンバータ回路は変圧器を必ず含むわ
けではない。図２において、例えばダイオード・ブリッ
ジ２８は、インダクタ２０及びキャパシタ２２を備える
直列タンクに直接結合されている。この図２における可
変インダクタ２６の記号は図１について記載された可変
インダクタ及びＩＤＣ制御装置３４′を意味する。この
回路はまた、複数の出力形態で表すことができる。
【００３６】図３は、変圧器を用いた並列共振コンバー
タを図示する。共振キャパシタンスが２つのキャパシタ
２２ａ及び２２ｂに分配されていることを除いて、構成
要素及び回路の形態は図１と同じである。被制御インダ
クタ２６は、キャパシタ２２ａと並列であり、変圧器２
４の一次巻線はキャパシタ２２ｂに跨がって接続されて
いる。変圧器は任意であり、その結果代替としてダイオ
ード・ブリッジ２８はキャパシタ２２ｂに跨がって接続
され得る。別の形態においては、負荷がインダクタ２０
に跨がって接続され得る。
【００３７】制御される即ち被制御共振インダクタを用
いる対称駆動共振電源が図４に示されている。固定周波
数のＡＣ電源１０′は、各々逆向きで並列のダイオード
１４′を持つ２対の電力スイッチ１２′及び１２′′
と、ブリッジのためのＤＣ電源を備える全ブリッジ・イ
ンバータを含む。一方の対のスイッチ１２′の接続点は
インダクタ２０ａ及びキャパシタ２２ａを介して変圧器
２４の一次の一方の端に接続されており、他方の対のス
イッチ１２′′の接続点はインダクタ２０ｂ及び共振キ
ャパシタ２２ｂを介して上記一次の他方の端に接続され
ている。被制御インダクタの電力巻線２６ａはキャパシ
タ２２ａに跨がって結合され、別の被制御インダクタの
電力巻線２６ｂはキャパシタ２２ｂに跨がって結合され
ている。双方の電力巻線は、Ｉｄｃ制御器３４により供
給される単一の制御巻線３２と共に同じコアに巻かれ
て、調整の目的のためインダクタンスの変更の際にさえ
回路における対称性を保証する。
【００３８】図５乃至図１８は、被制御共振インダクタ
の幾つかの実施形態を示す。これらの全ては、コアの透
磁率を制御するため単極（ｕｎｉｐｏｌａｒ）磁束の追
加を用いる。この「ＤＣ」磁束は、図面においてＢと付
された磁束の成分により表される。磁束Ｂの方向は、制
御のため用いられる電流源の極性に依存する。磁束Ｂの
実際の方向は重要でない。制御の目的のため、磁束Ｂの
振幅は、通常ゼロである低から、ほぼ２０から３０エル
ステッドの保磁力を持つマンガン−亜鉛フェライトにお
いて通常達成される高まで変えられる。
【００３９】全ての場合、二極（ｂｉｐｏｌａｒ）磁束
は、Ａと付された磁束の成分により表される。この「Ａ
Ｃ」磁束は、磁束の「ＤＣ」及び「ＡＣ」の成分の相互
作用の理解を容易にするため一方向で示されているが、
動作周波数の倍数、通常１倍の周波数で方向を反転す
る。磁束Ａの振幅は、通常、動作周波数で準正弦波状で
あり、そのピーク値は磁束Ｂの最大値より相当小さい。
【００４０】図５及び図６は、制御のための追加の巻線
でもって共振インダクタ４０を巻く方法を示す。インダ
クタ４０は、側部脚４４及び４６及び中心脚４８を有す
るＥ字形状のコア４２を有する。端部１及び２を有する
電力巻線５０が中心脚４８に巻かれており、制御巻線は
側部脚４４上の第１のセクション５４（端部５及び６を
有する）と、側部脚４６上の第２のセクション５６（端
部７及び８を有する）とを備える。セクション５４及び
５６の位相は重要である。制御巻線は、コア材料を制御
電流の最大値で深い（ｄｅｅｐ）飽和に駆動するのに適
切なＤＣアンペア−ターン積を与えるよう設計されてい
る。制御電流は、透磁率曲線上の動作領域を決定するＢ
磁束をコアに生じ、従って最大透磁率を達成するゼロ電
流から低透磁率をもたらす飽和電流まで連続的に変わり
得る。
【００４１】磁気増幅器又は飽和可能なリアクタと対照
的に、被制御共振インダクタは単極の飽和を用いる。そ
のコアはスイッチングをしないので、当該コアは比較的
低電力損失及び雑音で動作する。制御巻線は、２つの巻
線セクションの直列又は並列に接続したものであり、そ
の接続は、これら２つの巻線セクションの位相関係につ
いて、２つのセクションに誘導された電圧がある小さい
高調波成分を除いて相殺するようにされる。従って、交
流の小さい成分を持つＤＣ制御電流が主として制御巻線
に流れる。
【００４２】電力巻線は、インダクタンスの最小必要値
を生じるよう設計されている。コア材料の深い飽和によ
り、第１近似に対して、最小インダクタンスは、同じ巻
線が空間幾何学的な巻線インダクタンスにおいて有する
その値として推定することができる。通常所与のコアに
対して最大電力処理容量（ＶＡ定格）を持つ被制御イン
ダクタを生じるようにするため、電力巻線は、中心脚４
８の全長にわたって一様に分布されるべきである。しか
しながら、ＤＣ制御磁束の所与の密度に対するインダク
タンスの最小値は、ターン数を変えることによるばかり
でなく、これらのターン（巻き）の分布を中心脚にわた
って変えることにより変えることができる。
【００４３】電力巻線に用いられる特定のタイプのワイ
ヤは、特定の動作周波数でのその電流処理容量に対して
選定されねばならない。可聴以下（ｓｕｂ−ａｕｄｉｂ
ｌｅ）から１００ＭＨｚまでの範囲であり得る動作周波
数であるが、通常１０ｋＨｚから１０ＭＨｚの範囲であ
る動作周波数で本開示の被制御インダクタを用いること
が可能である。通常の範囲にわたり、リッツ線あるいは
薄い箔の巻線が、電力巻線における近接及び表皮効果損
失を低減することができるので最も適切であることが分
かった。制御巻線における電流のＡＣ成分は本来的に低
いので、それを一般に従来のマグネットワイヤと共に巻
くことができる。しかしながら、（図５及び図６におけ
るように）位相相殺を用いる制御巻線の各巻線セクショ
ンに誘発されるＡＣ電圧が高くなり得るので、或る設計
では（カッド絶縁ポリサーマリゼ（ｑｕａｄ ｉｎｓｕ
ｌａｔｅｄ ｐｏｌｙｔｈｅｒｍａｌｅｚｅ）のよう
な）高電圧絶縁性を有するワイヤが必要であるかも知れ
ない。これらの巻線の考慮は、一般に本開示の他の被制
御インダクタの形態に同様に当てはまる。
【００４４】被制御インダクタが並列共振制御タンクに
おいて動作する場合、その電力定格要件の決定は特別の
考慮を必要とすることに注目することは重要である。電
圧定格要件は、その最大のインダクタンス、即ちそのコ
アにおける二極磁束が最大である場合でのその動作によ
り決定される。しかしながら、その最大インダクタンス
で、その銅損は、制御巻線の銅損を含み、最小である。
【００４５】電流定格要件は、その最小インダクタンス
での被制御インダクタの動作により決定される。ここ
で、並列共振制御タンクは共振であるいはその近くで動
作する。このタンク内で循環する電流と、ＤＣバイアス
巻線に流れる電流とは、それらの最大値である。コア材
料内の「ＡＣ」磁束偏位（ｅｘｃｕｒｓｉｏｎ）は小さ
い。従って、コア損失は最小である。コア損失の最大は
「ＤＣ」磁束の中位の値で生じる。
【００４６】こうして、コア損失の最大値が全体の巻線
損失の最大値にほぼ等しい通常の設計において、全体損
失についての最悪のケースが最大と最小のインダクタン
スの間の動作点で生じることが分かる。
【００４７】以下に記載される被制御インダクタの形態
では２つの電力巻線を設けている。これらは、図４に示
されるように対称全ブリッジ駆動を用いる回路において
有利である。このようなインダクタを対称回路において
用いる最大の利点は、２つの幾分か小さい単一巻線イン
ダクタの代わりに単一の二重巻きインダクタを用いるこ
とはコスト、パッケージング容積及び重量を低減するの
に資するということである。また、二重巻きユニットの
結合は、本来的に、制御の均等と、負荷の他方の側での
成分（ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）と比較されるとき負荷の一
方の側の成分と関連する複数の波形のマッチングとを強
制するのに資するという利点がある。これは、バイファ
イラ巻きを用いる、即ち蜜結合を確実に行うため２つの
電力巻線が一緒にコアに巻かれることにより以下のいず
れかの形態で最良に実現される。大部分の図面は、巻線
と巻線が離れていることを示しているが、バイファイラ
巻き電力巻線は図９に示されている。
【００４８】図７及び図８は、２つの電力巻線の双方が
中心脚４８に巻かれていることを除き図５及び図６と同
じである。インダクタ４０′は、端部１及び２を有する
第１の電力巻線５１を中心脚４８の上側部分に有し、ま
た端部３及び４を有する第２の電力巻線５２を中心脚４
８の下側部分に有する。制御電流の変化は２つの電力巻
線に均等に且つ同時に作用することが分かるであろう。
図面に示されるように、電力巻線の結合が全く疎である
ように巻かれるように電力巻線を巻くことができるか、
あるいはその結合が相当に緊密である、例えば図９にお
けるようにバイファイラに巻かれるように電力巻線を巻
くことができる。いずれの場合においても、結合（係数
Ｋ）はＤＣ制御磁束に強く依存する。
【００４９】別のＥ字形状のコア４２が、図１０及び図
１１に示されるインダクタ４０′′に用いられている。
単一の制御巻線６８が中心脚４８に巻かれ、電力巻線セ
クション６０〜６６が側部脚に巻かれている。端部１及
び２を有する電力セクション６０は、側部脚４４に巻か
れ、且つ側部脚４６にあり端部３及び４を有する電力セ
クション６２に直列に結合されている。同様に、端部５
及び６を有する電力セクション６４は、側部脚４４にあ
り、且つ側部脚４６にあり端部７及び８を有する電力セ
クション６６に直列に接続されている。この形態は、制
御巻線における巻線対巻線（ｔｕｒｎ−ｔｏ−ｔｕｒ
ｎ）の誘導ＡＣ電圧を非常に少ししか生じさせない。所
望ならば、電力セクションは、その全てにより、単一の
電力巻線を必要とする図１のような適用のための単一の
電力巻線に接続されるべきである。
【００５０】図１２及び図１３は、各々が磁束Ａ及びＢ
に対する円形磁束経路を有する一対のトロイダル・コア
７０及び７２を図示する。端部１及び２を有する第１電
力巻線セクション６０はコア７０の一方の側に巻かれ、
端部３及び４を有する第２電力巻線セクション６２はコ
ア７２の一方の側に巻かれている。電力巻線セクション
６０及び６２は、一つの電力巻線を形成するよう接続さ
れている。端部５及び６を有する第３電力巻線セクショ
ン６４はコア７０に第１電力巻線セクション６０の反対
側で巻かれ、端部７及び８を有する第４電力巻線セクシ
ョン６６はコア７２に第２電力巻線セクション６２の反
対側で巻かれている。電力巻線セクション６４及び６６
は、別の電力巻線を形成するよう接続されている。制御
巻線６８は双方のコア７０及び７２のまわりに巻かれて
いる。この形態は、制御巻線において非常に低い誘導を
生じる。それは、２つのトロイダル・コアの並列状態に
おいて用いることができる。
【００５１】図１４及び図１５は、図１２及び図１３の
構造と似ているが異なる巻線を備える構造を示す。端部
１及び２を有する第１の電力巻線５０は双方のコアのま
わりで一方の側に巻かれ、端部３及び４を有する第２の
電力巻線５２は双方のコアのまわりで他方の側に巻かれ
ている。制御巻線は、端部５及び６を有しコア７０に巻
かれている第１のセクション５４と、端部７及び８を有
しコア７２に巻かれている第２のセクション５６とを有
し、これらセクションは直列に接続されている。この形
態において、大きなＡＣ電圧が、制御巻線の２つのセク
ションの各々に発生する。図１４の実施形態における電
力巻線のバイファイラ巻きの巻線は特に有効であること
が分かった。ここに開示されている２つのトロイダル・
コアの設計は、Ｅ字形状のコアの設計より非常に良い制
御帯域幅を有する。
【００５２】図１６、図１７及び図１８に示される被制
御インダクタ９０は直交制御磁束を用いてコアの透磁率
を変える。トロイダル・コアは、中間の平面で合ってい
る２つのコア半部分９２及び９４を備える。図１７に示
されるように、コア半部分９２の環状のくぼみ即ちキャ
ビティは、制御巻線１００を含み、コイル端部５及び６
のみはコア半部分の開孔を介して外へ延在している。合
わされた双方のコア半部分でもって、端部１及び２を有
する第１の電力巻線９６はコアの一方の側に巻かれ、端
部３及び４を有する第２の電力巻線９８はコアの他方の
側に巻かれている。磁束線Ａ及びＢにより示されるよう
に、「ＡＣ」磁束はトロイドのまわりに循環し、「Ｄ
Ｃ」磁束Ｂはトロイド軸に平行、即ち「ＡＣ」磁束に対
して直交している。この設計は、各々のコアがそれ自身
埋め込まれた制御巻線を有する１つ以上のコアに巻かれ
た１つ又は２つの電力巻線を用いて実現され得る。これ
は、電力巻線が３６０度にわたって一様に分布されるな
らば、ＤＣ制御巻線において最小のＡＣ誘導と最小の周
囲磁束（漏洩）界とを生じる。他方、直交磁束制御は、
「ＡＣ」磁束の経路上の透磁率に相対的に殆ど変化を生
じさせないで、従ってインダクタンスの制御の制限され
た範囲（一般に５対１より小さい）を有する。
【００５３】従って、１つ以上の調整された出力を単一
のＡＣ電源から生成するための共振コンバータを、従来
の共振コンバータの形態に比べてパッケージ寸法を低減
し且つより低い費用のため少ない数の構成要素を用いて
効率的な電力変換のため作ることができることが分かる
であろう。更に、被制御インダクタの大きな制御範囲
と、低磁化インダクタンスを持つ変圧器の使用により、
従来の直列共振コンバータの出力電圧スレッショルドを
越えた出力電流を可能にする。従って、本コンバータ
は、従来の電力変換回路で可能であるより低い入力電圧
の下でより多くの出力電流を生じる。
【図面の簡単な説明】
【図１】複数の調整された出力を単一の電源から与え、
本発明による被制御インダクタを有する直列共振回路を
備える電力変換回路の概略図であって調整回路の実施形
態を説明する図である。
【図２】本発明に従った、変圧器なしで負荷に直接結合
された直列共振コンバータを備える電力変換回路の実施
形態の概略図である。
【図３】本発明に従った、並列共振回路を備える電力変
換回路の実施形態の概略図である。
【図４】本発明に従った、全ブリッジ電源と対称直列共
振回路とを有する電力変換回路の実施形態の概略図であ
る。
【図５】図１乃至図３の回路に適する単一の電力巻線を
有する本発明の被制御インダクタであって、コアがＥ字
形状であり、制御巻線が２つのＤＣ巻線を備える被制御
インダクタの一つの実施形態の正面図である。
【図６】図５の実施形態の被制御インダクタの概略図で
ある。
【図７】本発明の被制御インダクタであって、コアが、
Ｅ字形状であり、図４の回路に適する２つの電力巻線を
有する被制御インダクタの別の実施形態の正面図であ
る。
【図８】図７の被制御インダクタの概略図である。
【図９】本発明の被制御インダクタであって、コアが、
Ｅ字形状であり、図４の回路に適する２つの電力巻線を
有する被制御インダクタの別の実施形態の正面図であ
る。
【図１０】本発明の被制御インダクタであって、コア
が、Ｅ字形状であり、図４の回路に適する２つの電力巻
線を有する被制御インダクタの別の実施形態の正面図で
ある。
【図１１】図１０の被制御インダクタの概略図である。
【図１２】２つのトロイダル・コアと２つの電力巻線と
を有する本発明の被制御インダクタの他の実施形態の等
大の図である。
【図１３】図１２の被制御インダクタの概略図である。
【図１４】２つのトロイダル・コアと２つの電力巻線と
を有する本発明の被制御インダクタの他の実施形態の等
大の図である。
【図１５】図１４の被制御インダクタの概略図である。
【図１６】コアの赤道で合っている２つのトロイダル・
コア半部分から成る本発明の被制御インダクタの実施形
態の等大の図である。
【図１７】図１６のコア半部分の一つの等大の図であ
る。
【図１８】図１６の被制御インダクタの概略図である。
【符号の説明】
１０：固定周波数のＡＣ電源 １８：共振コンバータ ２０：インダクタ ２２：共振キャパシタ ２４：変圧器 ２６、９０：被制御インダクタ、可変インダクタ ２６′、９６、９８：電力巻線 ２８：ダイオード・ブリッジ ３２、６８、１００：制御巻線 ３４：調整回路 ４０、４０′、４０′′：インダクタ ４２：コア ４４、４６：側部脚 ４８：中心脚 ５０、５１、５２：電力巻線 ７０、７２：トロイダル・コア
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平６−217541（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−260562（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−18274（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−55575（ＪＰ，Ａ) 実開 昭64−37386（ＪＰ，Ｕ) 特公 昭62−36466（ＪＰ，Ｂ２) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 3/00 - 3/44 H01F 29/00 - 29/14

Claims (13)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 固定の動作周波数を有するＡＣ電源と、
    前記電源により駆動されＤＣ出力を生じるＬＣ共振回路
    とを有する共振コンバータにおいて、 前記共振回路が、 第１のインダクタに結合され、ほぼ二倍の動作周波数の
    共振に同調されるキャパシタと、 前記キャパシタの実効インピーダンスを変えるため前記
    キャパシタに並列に接続された電力巻線を有する被制御
    インダクタであって、可変の透磁率のコアと、動作周波
    数で前記キャパシタと共振する最小のインダクタンスを
    有する被制御インダクタと、 前記被制御インダクタのインダクタンスを制御すること
    によりＤＣ出力を調整する制御回路と、 を備える、共振コンバータ。
  2. 【請求項２】 前記被制御インダクタが、 磁気コアと、 当該コアに巻かれている前記電力巻線と、 当該コアに巻かれている制御巻線であって、前記制御回
    路に結合され、直流電流の印加に応答して磁束を前記コ
    アに生成して前記電力巻線のインダクタンスに影響を与
    える制御巻線と、 を備える請求項１記載の共振コンバータ。
  3. 【請求項３】 前記被制御インダクタが、第１、第２及
    び第３の脚を有するＥ字形状のコアを有し、 第３の脚が第１の脚と第２の脚の間に位置され、 前記インダクタの電力巻線が前記第３の脚のまわりに巻
    かれ、 前記制御巻線が、相互接続された第１及び第２のＤＣ制
    御巻線を備え、 当該第１のＤＣ制御巻線は第１の脚に巻かれ、当該第２
    のＤＣ制御巻線は第２の脚に巻かれている、 請求項１記載の共振コンバータ。
  4. 【請求項４】 固定周波数のＡＣ電源と、当該ＡＣ電源
    により駆動されＤＣ出力を生じる対称のＬＣ共振回路と
    を有する共振コンバータにおいて、 前記共振回路が、 一次巻線を有する変圧器と、 前記一次巻線の一側を前記ＡＣ電源に接続する第１の直
    列に接続されたキャパシタ及びインダクタと、 前記一次巻線の他側を前記ＡＣ電源に接続する第２の直
    列に接続されたキャパシタ及びインダクタと、 前記キャパシタの実効インピーダンスを変えるため、前
    記第１の直列に接続されたキャパシタに並列に接続され
    た第１の電力巻線と前記第２の直列に接続されたキャパ
    シタに並列に接続された第２の電力巻線とを有する被制
    御インダクタと、 前記被制御インダクタの制御巻線を制御することにより
    ＤＣ出力を調整する制御回路と、 を備える、共振コンバータ。
  5. 【請求項５】 前記被制御インダクタが磁気コアを備
    え、 前記電力巻線及び前記制御巻線が前記磁気コアに巻かれ
    ており、 前記制御巻線が、直流電流の印加に応答して磁束を前記
    コアに生成して前記電力巻線のインダクタンスを決定す
    る、 請求項４記載の共振コンバータ。
  6. 【請求項６】 前記被制御インダクタが磁気コアを備
    え、 前記電力巻線が前記コアにバイファイラ巻きされてお
    り、 前記制御巻線が、直流電流の印加に応答して磁束を前記
    コアに生成して前記電力巻線のインダクタンスを決定す
    る、 請求項４記載の共振コンバータ。
  7. 【請求項７】 前記被制御インダクタが、第１、第２及
    び第３の脚を有するＥ字形状のコアを有し、 第３の脚が第１の脚と第２の脚の間に位置され、 前記インダクタの電力巻線が第３の脚のまわりに巻か
    れ、 前記制御巻線が、相互接続された第１及び第２のＤＣ制
    御巻線を備え、 当該第１のＤＣ制御巻線は第１の脚に巻かれ、当該第２
    のＤＣ制御巻線は第２の脚に巻かれている、 請求項４記載の共振コンバータ。
  8. 【請求項８】 前記被制御インダクタが、第１、第２及
    び第３の脚を有するＥ字形状のコアを有し、 第３の脚が第１の脚と第２の脚の間に位置され、 前記インダクタの制御巻線が第３の脚のまわりに巻か
    れ、 前記電力巻線は、第１の脚に巻かれた第１のセクション
    と第２の脚に巻かれた第２のセクションとを有する第１
    の電力巻線と、第１の脚に巻かれた第１のセクンョンと
    第２の脚に巻かれた第２のセクションとを有する第２の
    電力巻線とを備える、 請求項４記載の共振コンバータ。
  9. 【請求項９】 前記インダクタは、軸方向に整合されて
    いる中心を有する第１及び第２のトロイダル・コアを備
    えるコアを有し、 第１の電力巻線が、前記第１及び第２のトロイダル・コ
    アの双方に前記中心の同じ側で巻かれ、 第２の電力巻線が、前記第１及び第２のトロイダル・コ
    アの双方に前記中心の同じ側で且つ前記第１の電力巻線
    と反対側で巻かれ、 前記制御巻線が、相互接続された第１及び第２のＤＣ制
    御巻線を備え、 前記第１のＤＣ制御巻線は、前記第１のトロイダル・コ
    アに前記第１の電力巻線と前記第２の電力巻線の間で巻
    かれ、 前記第２のＤＣ制御巻線は、前記第２のトロイダル・コ
    アに前記第１の電力巻線と前記第２の電力巻線の間で巻
    かれている、 請求項４記載の共振コンバータ。
  10. 【請求項１０】 前記インダクタは、軸方向に整合され
    ている中心を有する第１及び第２のトロイダル・コアを
    備えるコアを有し、 第１及び第２の電力巻線が、前記第１及び第２のトロイ
    ダル・コアの双方にバイファイラ巻きされており、 前記制御巻線が、相互接続された第１及び第２のＤＣ制
    御巻線を備え、 前記第１のＤＣ制御巻線は、前記第１のトロイダル・コ
    アに前記第１の電力巻線と前記第２の電力巻線の間で巻
    かれ、 前記第２のＤＣ制御巻線は、前記第２のトロイダル・コ
    アに前記第１の電力巻線と前記第２の電力巻線の間で巻
    かれている、 請求項４記載の共振コンバータ。
  11. 【請求項１１】 前記インダクタは、軸方向に整合され
    ている中心を有する第１及び第２のトロイダル・コアを
    備えるコアを有し、 前記変圧器の第１の電力巻線は、直列に電気的に接続さ
    れた第１及び第２の電力セクションを備え、 前記第１の電力セクションは、前記第１のトロイダル・
    コアの中心の一方の側に巻かれ、 前記第２の電力セクションは、前記第２のトロイダル・
    コアの中心の前記一方の側に巻かれ、 第２の電力巻線は、直列に電気的に接続された第３及び
    第４の電力セクションを備え、 前記第３の電力セクションは、前記第１のトロイダル・
    コアに前記第１の電力セクションの反対側で巻かれ、 前記第４の電力セクションは、前記第２のトロイダル・
    コアに前記第２の電力セクションの反対側で巻かれ、 前記制御巻線は、前記第１及び第２のトロイダル・コア
    の双方に前記第１及び第２のトロイダル・コア間で、且
    つ前記第１のトロイダル・コアに前記第１の電力セクシ
    ョンと前記第２の電力セクションの間で、更に前記第２
    のトロイダル・コアに前記第３の電力セクションと前記
    第４の電力セクションの間で巻かれている、 請求項４記載の共振コンバータ。
  12. 【請求項１２】 前記インダクタは、軸方向に整合され
    ている中心を有する第１及び第２のトロイダル・コア半
    部材を備え、 前記コア半部材は、前記コアの前記軸を横切る平面の境
    界面で合わさり、 前記コアは、前記境界面で且つ前記コアの前記軸のまわ
    りに配設された環状の内部キャビティを含み、 前記制御巻線は、前記キャビティに配設され、 前記第１の電力巻線は、前記コアの一方の側において前
    記制御巻線に対して垂直の方向に巻かれ、 前記第２の電力巻線は、前記コアの他方の側において前
    記制御巻線に対して垂直の方向に巻かれている、 請求項４記載の共振コンバータ。
  13. 【請求項１３】 前記インダクタは、軸方向に整合され
    ている中心を有する第１及び第２のトロイダル・コア半
    部材を備え、 前記コア半部材は、前記コアの前記軸を横切る平面の境
    界面で合わさり、 前記コアは、前記境界面で且つ前記コアの前記軸のまわ
    りに配設された環状の内部キャビティを含み、 前記制御巻線は、前記キャビティに配設され、 前記第１及び第２の電力巻線は、前記コアにおいて前記
    制御巻線に対して垂直の方向にバイファイラ巻きされて
    いる、 請求項４記載の共振コンバータ。
JP8327155A 1995-12-08 1996-12-06 被制御インダクタを有する共振コンバータ Expired - Fee Related JP2914439B2 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US569894 1995-12-08
US08/569,894 US5684678A (en) 1995-12-08 1995-12-08 Resonant converter with controlled inductor

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH09247935A JPH09247935A (ja) 1997-09-19
JP2914439B2 true JP2914439B2 (ja) 1999-06-28

Family

ID=24277333

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP8327155A Expired - Fee Related JP2914439B2 (ja) 1995-12-08 1996-12-06 被制御インダクタを有する共振コンバータ

Country Status (4)

Country Link
US (1) US5684678A (ja)
EP (1) EP0778659B1 (ja)
JP (1) JP2914439B2 (ja)
DE (1) DE69635104T2 (ja)

Families Citing this family (139)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7706991B2 (en) 1996-07-29 2010-04-27 Midtronics, Inc. Alternator tester
US6850037B2 (en) 1997-11-03 2005-02-01 Midtronics, Inc. In-vehicle battery monitor
US8198900B2 (en) 1996-07-29 2012-06-12 Midtronics, Inc. Automotive battery charging system tester
US8872517B2 (en) 1996-07-29 2014-10-28 Midtronics, Inc. Electronic battery tester with battery age input
US6566883B1 (en) 1999-11-01 2003-05-20 Midtronics, Inc. Electronic battery tester
DE19649403C2 (de) * 1996-11-28 2000-12-14 Siemens Ag Schaltnetzteil mit Regelung der Ausgangsspannung
US5764494A (en) * 1997-03-13 1998-06-09 Lockheed Martin Corporation Saturable reactor and converter for use thereof
US5768112A (en) * 1997-05-30 1998-06-16 Delco Electronics Corp. Sub-resonant series resonant converter having improved form factor and reduced EMI
FR2768273B1 (fr) * 1997-09-10 1999-12-03 Ge Medical Syst Sa Dispositif de conversion de l'energie a butee auto-adaptive et son procede de fonctionnement
US7705602B2 (en) 1997-11-03 2010-04-27 Midtronics, Inc. Automotive vehicle electrical system diagnostic device
US8958998B2 (en) 1997-11-03 2015-02-17 Midtronics, Inc. Electronic battery tester with network communication
US7774151B2 (en) 1997-11-03 2010-08-10 Midtronics, Inc. Wireless battery monitor
US7688074B2 (en) 1997-11-03 2010-03-30 Midtronics, Inc. Energy management system for automotive vehicle
JPH11164554A (ja) * 1997-11-28 1999-06-18 Toshiba Corp 電流共振電源回路
JP3201324B2 (ja) * 1997-12-22 2001-08-20 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
FR2790150B1 (fr) * 1999-02-19 2001-06-08 Ge Medical Syst Sa Procede de regulation d'un generateur a double resonance
US7446536B2 (en) 2000-03-27 2008-11-04 Midtronics, Inc. Scan tool for electronic battery tester
US7398176B2 (en) 2000-03-27 2008-07-08 Midtronics, Inc. Battery testers with secondary functionality
US8513949B2 (en) 2000-03-27 2013-08-20 Midtronics, Inc. Electronic battery tester or charger with databus connection
US6933822B2 (en) * 2000-05-24 2005-08-23 Magtech As Magnetically influenced current or voltage regulator and a magnetically influenced converter
TW535175B (en) * 2000-10-16 2003-06-01 Primarion Inc System and method for orthogonal inductance variation
US6621718B1 (en) * 2000-11-22 2003-09-16 International Business Machines Corporation Resonant converter circuit
US6344979B1 (en) * 2001-02-09 2002-02-05 Delta Electronics, Inc. LLC series resonant DC-to-DC converter
US7479763B2 (en) * 2001-06-22 2009-01-20 Midtronics, Inc. Apparatus and method for counteracting self discharge in a storage battery
WO2003032477A2 (en) * 2001-10-12 2003-04-17 Northeastern University Integrated magnetics for a dc-dc converter with flexible output inductor
JP2005510076A (ja) * 2001-11-21 2005-04-14 マグテック エーエス 制御可能なインピーダンスを有するデバイス
CN100459390C (zh) * 2002-04-23 2009-02-04 皇家飞利浦电子股份有限公司 Llc半桥转换器
US7142085B2 (en) * 2002-10-18 2006-11-28 Astec International Limited Insulation and integrated heat sink for high frequency, low output voltage toroidal inductors and transformers
JP4435147B2 (ja) * 2003-01-16 2010-03-17 コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ 混合モード変調を使用する高電圧発生器用デジタル状態制御器
WO2004105208A1 (en) * 2003-05-23 2004-12-02 Auckland Uniservices Limited Methods and apparatus for control of inductively coupled power transfer systems
CA2526713C (en) * 2003-05-23 2012-10-02 Auckland Uniservices Limited Frequency controlled resonant converter
US9018958B2 (en) 2003-09-05 2015-04-28 Midtronics, Inc. Method and apparatus for measuring a parameter of a vehicle electrical system
US8164343B2 (en) 2003-09-05 2012-04-24 Midtronics, Inc. Method and apparatus for measuring a parameter of a vehicle electrical system
US9255955B2 (en) 2003-09-05 2016-02-09 Midtronics, Inc. Method and apparatus for measuring a parameter of a vehicle electrical system
US7154276B2 (en) 2003-09-05 2006-12-26 Midtronics, Inc. Method and apparatus for measuring a parameter of a vehicle electrical system
US7977914B2 (en) 2003-10-08 2011-07-12 Midtronics, Inc. Battery maintenance tool with probe light
NO322439B1 (no) * 2004-02-03 2006-10-09 Magtech As Fremgangsmåte for spenningsregulering av en krets med en kapasitiv last
JP2005244456A (ja) 2004-02-25 2005-09-08 Sharp Corp 回路装置
US7777612B2 (en) 2004-04-13 2010-08-17 Midtronics, Inc. Theft prevention device for automotive vehicle service centers
US7772850B2 (en) 2004-07-12 2010-08-10 Midtronics, Inc. Wireless battery tester with information encryption means
US8344685B2 (en) 2004-08-20 2013-01-01 Midtronics, Inc. System for automatically gathering battery information
US8436619B2 (en) 2004-08-20 2013-05-07 Midtronics, Inc. Integrated tag reader and environment sensor
US8442877B2 (en) 2004-08-20 2013-05-14 Midtronics, Inc. Simplification of inventory management
US9496720B2 (en) 2004-08-20 2016-11-15 Midtronics, Inc. System for automatically gathering battery information
US7095636B2 (en) * 2004-09-15 2006-08-22 Honeywell International Inc. Electromagnetic interference filter for an autotransformer
US7378828B2 (en) * 2004-11-09 2008-05-27 The Boeing Company DC-DC converter having magnetic feedback
US7710119B2 (en) 2004-12-09 2010-05-04 Midtronics, Inc. Battery tester that calculates its own reference values
JP4671020B2 (ja) * 2005-01-28 2011-04-13 サンケン電気株式会社 多出力共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ
US20070115085A1 (en) * 2005-11-18 2007-05-24 Hamilton Sundstrand Corporation Direct current link inductor for power source filtration
NZ547604A (en) * 2006-05-30 2008-09-26 John Talbot Boys Inductive power transfer system pick-up circuit
US7547987B2 (en) * 2006-06-22 2009-06-16 Hitachi, Ltd EMI reduced power inverter
US20070295781A1 (en) * 2006-06-22 2007-12-27 Hitachi, Ltd Tool Assembly Used With Friction Stir Welding
US7791348B2 (en) 2007-02-27 2010-09-07 Midtronics, Inc. Battery tester with promotion feature to promote use of the battery tester by providing the user with codes having redeemable value
US7808375B2 (en) 2007-04-16 2010-10-05 Midtronics, Inc. Battery run down indicator
GB2463829B (en) 2007-07-17 2012-11-21 Midtronics Inc Battery tester for electric vehicle
US9274157B2 (en) 2007-07-17 2016-03-01 Midtronics, Inc. Battery tester for electric vehicle
US8203345B2 (en) 2007-12-06 2012-06-19 Midtronics, Inc. Storage battery and battery tester
DE102008037242B4 (de) 2008-08-09 2022-05-19 Bayerische Motoren Werke Aktiengesellschaft Fahrzeugenergiebordnetz
WO2010136824A1 (en) 2009-05-29 2010-12-02 Micromass Uk Limited Improvements in the performance of an ion source for use with a mass spectrometer
US8178998B2 (en) * 2009-06-30 2012-05-15 Verde Power Supply Magnetically integrated current reactor
GB0921400D0 (en) * 2009-12-07 2010-01-20 Isis Innovation Flux guiding structure
US9030843B1 (en) * 2010-02-12 2015-05-12 Edward Herbert High frequency square-wave power distribution system
US9588185B2 (en) 2010-02-25 2017-03-07 Keith S. Champlin Method and apparatus for detecting cell deterioration in an electrochemical cell or battery
CN102804478B (zh) 2010-03-03 2015-12-16 密特电子公司 用于前部接线端电池的监控器
US9229062B2 (en) 2010-05-27 2016-01-05 Midtronics, Inc. Electronic storage battery diagnostic system
DE112011101892T5 (de) 2010-06-03 2013-03-21 Midtronics, Inc. Akku-Satz-Wartung für elektrische Fahrzeuge
US8738309B2 (en) 2010-09-30 2014-05-27 Midtronics, Inc. Battery pack maintenance for electric vehicles
US10046649B2 (en) 2012-06-28 2018-08-14 Midtronics, Inc. Hybrid and electric vehicle battery pack maintenance device
US11740294B2 (en) 2010-06-03 2023-08-29 Midtronics, Inc. High use battery pack maintenance
US9419311B2 (en) 2010-06-18 2016-08-16 Midtronics, Inc. Battery maintenance device with thermal buffer
US8629627B2 (en) * 2010-06-29 2014-01-14 Texas Instruments Incorporated Multi-transformer LLC resonant converter circuits and methods
US9201120B2 (en) 2010-08-12 2015-12-01 Midtronics, Inc. Electronic battery tester for testing storage battery
US8699244B1 (en) * 2010-10-29 2014-04-15 Universal Lighting Technologies, Inc. Electronic ballast with load-independent and self-oscillating inverter topology
PL219054B1 (pl) * 2010-12-03 2015-03-31 Akademia Górniczo Hutnicza Im Stanisława Staszica W Krakowie Zintegrowany element indukcyjny
PL221896B1 (pl) * 2011-03-23 2016-06-30 Akademia Górniczo Hutnicza Im Stanisława Staszica W Krakowie Zintegrowany element indukcyjny
TWI458234B (zh) 2011-03-28 2014-10-21 Delta Electronics Shanghai Co 直流對直流轉換器、電力變換器及其控制方法
US9224531B2 (en) 2011-03-31 2015-12-29 Bose Corporation Power converter using orthogonal secondary windings
JP5914989B2 (ja) * 2011-05-30 2016-05-11 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
JP5796414B2 (ja) * 2011-08-30 2015-10-21 株式会社デンソー 電圧変換装置
JP5804073B2 (ja) * 2011-10-21 2015-11-04 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
US10429449B2 (en) 2011-11-10 2019-10-01 Midtronics, Inc. Battery pack tester
US9851411B2 (en) 2012-06-28 2017-12-26 Keith S. Champlin Suppressing HF cable oscillations during dynamic measurements of cells and batteries
US11325479B2 (en) 2012-06-28 2022-05-10 Midtronics, Inc. Hybrid and electric vehicle battery maintenance device
CN106413242B (zh) * 2012-07-06 2019-08-16 乾坤科技股份有限公司 网络通讯装置
US20140085936A1 (en) * 2012-09-25 2014-03-27 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Variable frequency converter and adjusting method for the same
TWI460984B (zh) * 2012-10-01 2014-11-11 Ind Tech Res Inst 直交流轉換電路
TWI469481B (zh) * 2012-10-12 2015-01-11 Nat Univ Tsing Hua 隔離型交錯式直流轉換器
TWI495246B (zh) * 2012-10-24 2015-08-01 Nat Univ Tsing Hua 諧振直流轉換器
US9755534B2 (en) * 2013-02-14 2017-09-05 Nuvolta Technologies, Inc. High efficiency high frequency resonant power conversion
US9244100B2 (en) 2013-03-15 2016-01-26 Midtronics, Inc. Current clamp with jaw closure detection
US9312575B2 (en) 2013-05-16 2016-04-12 Midtronics, Inc. Battery testing system and method
CN104300790B (zh) 2013-07-19 2018-11-27 艾思玛铁路技术有限公司 具有谐振变换器的用于功率分配的电路
US20150055376A1 (en) * 2013-08-21 2015-02-26 Chicony Power Technology Co., Ltd. Open loop power conversion apparatus
US9484821B2 (en) * 2013-11-04 2016-11-01 Futurewei Technologies, Inc. Adjustable resonant apparatus for power converters
US10843574B2 (en) 2013-12-12 2020-11-24 Midtronics, Inc. Calibration and programming of in-vehicle battery sensors
US9923289B2 (en) 2014-01-16 2018-03-20 Midtronics, Inc. Battery clamp with endoskeleton design
US9472366B2 (en) 2014-03-03 2016-10-18 Divergent, Inc. Generation and use of electric fields from capacitive effects of a solenoid
AR099614A1 (es) * 2014-03-03 2016-08-03 Divergent Inc Generación y utilización de potencial vectorial magnético
US9373966B2 (en) 2014-03-03 2016-06-21 Divergent, Inc. Wireless power and communication systems using magnetic vector potential
US10304608B2 (en) * 2014-04-17 2019-05-28 Mine Site Technologies Pty Ltd Field regulator
US10473555B2 (en) 2014-07-14 2019-11-12 Midtronics, Inc. Automotive maintenance system
EP3183808A1 (de) * 2014-09-24 2017-06-28 Siemens Aktiengesellschaft Elektrische anordnung und verfahren zum erzeugen eines gleichstromes
US10222397B2 (en) 2014-09-26 2019-03-05 Midtronics, Inc. Cable connector for electronic battery tester
TWI554016B (zh) * 2014-11-14 2016-10-11 LLC resonant converter with saturable resonant inductor
US10148185B2 (en) 2014-11-24 2018-12-04 Dell Products L.P. Systems and methods for extension of power supply hold-up time
US10317468B2 (en) 2015-01-26 2019-06-11 Midtronics, Inc. Alternator tester
JP2016149891A (ja) * 2015-02-13 2016-08-18 徐 夫子ＨＳＵ Ｆｕ−Ｔｚｕ 磁電気装置
US9866132B2 (en) * 2015-07-31 2018-01-09 Toyota Motor Engineering & Manufacturing North America, Inc. DC-DC power conversion and balancing circuit
US9966676B2 (en) 2015-09-28 2018-05-08 Midtronics, Inc. Kelvin connector adapter for storage battery
US9979273B2 (en) * 2016-05-19 2018-05-22 Abb Schweiz Ag Resonant converters with variable inductor
US10608353B2 (en) 2016-06-28 2020-03-31 Midtronics, Inc. Battery clamp
US11054480B2 (en) 2016-10-25 2021-07-06 Midtronics, Inc. Electrical load for electronic battery tester and electronic battery tester including such electrical load
JP6709965B2 (ja) * 2016-12-27 2020-06-17 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 スナバ回路、及びそれを用いた電力変換システム
US20180218828A1 (en) * 2017-01-27 2018-08-02 Toyota Motor Engineering & Manufacturing North America, Inc. Inductor with variable permeability core
US11437923B2 (en) * 2017-02-13 2022-09-06 Hamilton Sundstrand Corporation—Pcss Variable resonant power converter with tunable inductor
CN109391156B (zh) * 2017-08-03 2020-09-04 台达电子工业股份有限公司 电源转换装置
US10277140B2 (en) 2017-08-31 2019-04-30 Google Llc High-bandwith resonant power converters
US10298138B2 (en) 2017-08-31 2019-05-21 Google Llc Programmable power adapter
WO2019070416A1 (en) * 2017-10-04 2019-04-11 Calagen, Inc. THERMOELECTRIC ELEMENT DRIVEN BY ELECTRICAL PULSES
CN108923657B (zh) * 2018-07-02 2020-06-09 杭州茂力半导体技术有限公司 谐振变换器及其控制电路和控制方法
US11513160B2 (en) 2018-11-29 2022-11-29 Midtronics, Inc. Vehicle battery maintenance device
US11923760B2 (en) 2019-03-25 2024-03-05 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Switching power supply apparatus for reducing common mode noise due to line-to-ground capacitances
US11566972B2 (en) 2019-07-31 2023-01-31 Midtronics, Inc. Tire tread gauge using visual indicator
MX2022002046A (es) 2019-08-20 2022-04-25 Calagen Inc Circuito para producir energia electrica.
US11677338B2 (en) * 2019-08-20 2023-06-13 Calagen, Inc. Producing electrical energy using an etalon
US11942879B2 (en) * 2019-08-20 2024-03-26 Calagen, Inc. Cooling module using electrical pulses
US11996790B2 (en) * 2019-08-20 2024-05-28 Calagen, Inc. Producing electrical energy using an etalon
US11545839B2 (en) 2019-11-05 2023-01-03 Midtronics, Inc. System for charging a series of connected batteries
US11668779B2 (en) 2019-11-11 2023-06-06 Midtronics, Inc. Hybrid and electric vehicle battery pack maintenance device
US11474153B2 (en) 2019-11-12 2022-10-18 Midtronics, Inc. Battery pack maintenance system
US11973202B2 (en) 2019-12-31 2024-04-30 Midtronics, Inc. Intelligent module interface for battery maintenance device
US11486930B2 (en) 2020-01-23 2022-11-01 Midtronics, Inc. Electronic battery tester with battery clamp storage holsters
KR20220008142A (ko) * 2020-07-13 2022-01-20 현대자동차주식회사 평면 변압기를 이용한 컨버터
DE102020121952A1 (de) 2020-08-12 2022-02-17 innolectric AG Resonanz Transformator mit zusätzlich gekoppelter Induktivität für OBC
US11855529B2 (en) 2020-09-11 2023-12-26 Board Of Trustees Of The University Of Arkansas PWM-controlled three level stacked structure LLC resonant converter and method of controlling same
US11183927B1 (en) 2020-12-04 2021-11-23 Astec International Limited Voltage sense circuit
CN112886812B (zh) * 2021-02-05 2022-06-21 广东工业大学 一种dc-dc变换器的动态调节方法和装置
CN114915173A (zh) * 2021-02-08 2022-08-16 台达电子工业股份有限公司 柔切式电源转换器
US20230005719A1 (en) * 2021-07-01 2023-01-05 Advanced Energy Industries, Inc. Variable inductor for plasma generator

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3148328A (en) 1961-11-17 1964-09-08 Muni Quip Corp Frequency detector including noise rejection means
USRE28359E (en) 1968-09-30 1975-03-04 Closed loop ferroresohant regulator
US3573605A (en) 1968-09-30 1971-04-06 Bell Telephone Labor Inc Closed loop ferroresonant regulator
US3573606A (en) 1969-10-01 1971-04-06 Bell Telephone Labor Inc Closed-loop ferroresonant voltage regulator which simulates core saturation
USRE27916E (en) 1971-12-06 1974-02-12 Closed loop ferroresonant voltage regulator which simulates core saturation
US3965408A (en) 1974-12-16 1976-06-22 International Business Machines Corporation Controlled ferroresonant transformer regulated power supply
US4419723A (en) * 1981-10-29 1983-12-06 Bell Telephone Laboratories, Incorporated Regulation of multiple-output DC-DC converters
US4679129A (en) * 1985-05-10 1987-07-07 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Series resonant converter
US4628426A (en) 1985-10-31 1986-12-09 General Electric Company Dual output DC-DC converter with independently controllable output voltages
US4642745A (en) 1986-03-03 1987-02-10 General Electric Company Power circuit with high input power factor and a regulated output
JPH04331461A (ja) * 1991-05-01 1992-11-19 Sony Corp スイッチング電源装置
US5418703A (en) * 1993-08-31 1995-05-23 International Business Machines Corp. DC-DC converter with reset control for enhanced zero-volt switching

Also Published As

Publication number Publication date
JPH09247935A (ja) 1997-09-19
EP0778659A3 (en) 1998-07-29
DE69635104T2 (de) 2006-06-08
EP0778659A2 (en) 1997-06-11
EP0778659B1 (en) 2005-08-24
US5684678A (en) 1997-11-04
DE69635104D1 (de) 2005-09-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP2914439B2 (ja) 被制御インダクタを有する共振コンバータ
US5737203A (en) Controlled-K resonating transformer
US6687137B1 (en) Resonant switching power supply circuit with voltage doubler output
US6587358B1 (en) Switching power supply circuit
US5140510A (en) Constant frequency power converter
Kang et al. Analysis and design of electronic transformers for electric power distribution system
US4814962A (en) Zero voltage switching half bridge resonant converter
US5113334A (en) High efficiency converter
US20200287467A1 (en) Low Common Mode Noise Transformers And Switch-Mode DC-DC Power Converters
EP0650216A1 (en) Antenna circuit
US5942884A (en) Electronic transformer/regulator
US6560127B2 (en) Power conversion circuit having improved zero voltage switching
JPH0586144B2 (ja)
CN110914934B (zh) 具有可变电感器的谐振变流器
US20090196076A1 (en) Integrated base driver and switching windings for an esbt power driver
US20070241101A1 (en) Induction heating circuit
US6118679A (en) Current sharing transformer circuit for power converters
US6028777A (en) High frequency power supply generator
CA2151795C (en) Resonance converter
Agrawal et al. Capacitor voltage clamped series resonant power supply with improved cross regulation
JP4384883B2 (ja) 電磁機器
JPH11299238A (ja) 高圧電源回路
JP2696956B2 (ja) スイッチング電源装置
Sullivan et al. Soft-switched square-wave half-bridge DC-DC converter
Chen et al. A Coupled Inductor Scheme for CLLC Bidirectional Converter and Optimized Current Detection Method

Legal Events

Date Code Title Description
R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090416

Year of fee payment: 10

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090416

Year of fee payment: 10

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100416

Year of fee payment: 11

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110416

Year of fee payment: 12

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees