CN100459390C

CN100459390C - Llc半桥转换器

Info

Publication number: CN100459390C
Application number: CNB038091275A
Authority: CN
Inventors: F·潘斯尔
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2002-04-23
Filing date: 2003-04-01
Publication date: 2009-02-04
Anticipated expiration: 2023-04-01
Also published as: AU2003214528A8; JP2005524375A; CN1647355A; AU2003214528A1; EP1502349A2; WO2003092328A2; WO2003092328A3; KR20040108749A; US20050207180A1

Abstract

一种包括至少两个变压器(T1，T2)的谐振LLC功率转换器，其中该至少两个变压器中的初级绕组(LM1，LM2)串联耦合。该至少两个变压器(T1，T2)中的每一个都具有用于在相同的时间周期(TC)内向相同负载(L0)提供非零电流的次级绕组(W1，W2；W11，W12，W21，W22)。

Description

LLC半桥转换器

本发明涉及一种谐振LLC功率转换器(进而称为LLC转换器)，以及一种包括该LLC转换器的电子装置。

US-A-6344979公开了一种称为LLC串联谐振DC-DC转换器的LLC转换器。该LLC转换器包括矩形波发生器、LLC谐振网络、高频变压器、整流电路和输出滤波器。

该矩形波发生器包含两个开关的半桥反相器。除了半桥反相器，还可以使用全桥反相器。通过这些开关中的一个与该LLC谐振网络耦合。开关交替打开和关闭。该LLC谐振电路包括串联电容、串联电感和并联电感构成的顺序排列。该并联电感与变压器的初级绕组并联。该串联电感可以作为外部部件或变压器的漏电感。该并联电感可作为外部部件或变压器的磁化电感。整流电路与变压器的次级绕组连接从而向负载提供DC输出电压。整流电路可包括中心抽头整流器或全桥整流器。该输出滤波器包括一电容器以便过滤高频脉冲。

施加到MOSFET开关的栅极信号为互补的，且它的占空比为50％。可变操作频率控制用于调节输出电压。该LLC转换器的操作原理可以描述为三种情况。

在通常高容量电子应用中，LLC转换器中的变压器需要能够以最小成本达到所需的技术要求。

但是如果LLC转换器将少量销售时，设计和生产一种新的变压器就显得不太经济。

本发明的一个目的是提供具有已知变压器的LLC转换器，该已知变压器的技术要求太低而不能用于LLC转换器。

为了这一目的，本发明的第一方面提供了一种包括至少两个变压器的LLC转换器，该至少两个变压器中的初级绕组串联耦合，该至少两个变压器中的每一个都具有用于在基本相同的时间段内向相同负载提供非零电流的次级绕组。本发明的第二方面提供了一种包括如权利要求6所述的LLC转换器的电子装置。

该LLC转换器为电流驱动的电源拓扑结构。由于这些变压器的初级绕组为串联排列，因此它们中的电流相等。对于每个变压器，初级电流为次级绕组的电流和变压器磁化电流的和。当两个变压器都向负载提供电流时，这两个变压器上的电压基本相等。因此，伏特-秒乘积基本相等，进而磁化电流也基本相等。这样，就可以在不需要任何其它措施的情况下，防止DC偏差。保持输出的电压控制，并保证变压器之间的平衡。

因此，为了利用其中一个变压器提供大于其所能提供的功率，可以使用已知的变压器，这些变压器的初级绕组串联排列，且这些变压器中每个的至少一个次级绕组会在相同的时间段内向相同的负载提供电流。从而不需要设计和制造能够提供大功率的新的单独变压器。每个变压器的尺寸都可以比该单独变压器的尺寸更小。当变压器的高度应当尽可能小以便在例如具有超薄厚度的显示装置中实现最佳的薄形设计时，这一点尤其重要。另外，使用一个以上的变压器很容易增加输出针脚的可能数目，而不再需要非常大型的变压器。

本发明的基本思想并不局限于具有两个变压器的LLC转换器，假设所有变压器在基本相同的时间段内向相同负载提供电流，从而使所有变压器上的电压基本相等的条件仍然满足，则仍然可以将两个以上变压器的初级绕组串联排列。

至少一个变压器可能还包括至少一个其它的次级绕组(称为辅助绕组)，从而向其他负载(电路)提供功率。如上所述，向相同负载供电的多个次级绕组应当在共同的时间段内全部提供电流，这一点非常重要。这对辅助绕组提供的功率进行了限制。每个变压器提供的总功率应当大于提供到辅助绕组的功率。

该系统所允许的公差或失配可以大于变压器技术要求的10％，而不会影响正确的操作。

在权利要求3的实施例中，LLC转换器包括第一变压器和第二变压器，该第一变压器具有第一预定数目的其他次级绕组，以便向相关负载提供第一总功率，该第二变压器具有第二预定数目的其他次级绕组，以便向相关负载提供第二总功率。该第一总功率减去第二总功率必须小于第一次级绕组提供的功率。而且，第二总功率减去第一总功率必须小于第二次级绕组提供的功率。对于两个以上变压器串联结构也同样适用这种限制。因此，两个变压器都会向负载提供电流。

在权利要求2的实施例中，如果两个变压器中仅有一个具有辅助绕组，则也有相同的限制。

本发明的其他实施例将在从属权利要求中限定。

这些实施例的优点在于具有更多针脚来提供其它电压，并且仅需要更少的二极管和更小的空间。

根据参照附图的实施例，可以得到本发明的这些和其它方面。

附图中：

图1示出现有技术LLC转换器的等效电路图；

图2示出用于说明现有技术LLC转换器的操作的波形；

图3示出根据本发明实施例的LLC转换器的电路图；

图4示出根据本发明实施例的LLC转换器的电路图；

图5示出根据本发明实施例的电路图；

图6示出根据本发明实施例的电路图；

图7示出根据本发明实施例的电路图；

图8示出用于说明图5和图6所示实施例的波形图；

图9示出根据本发明实施例的电路图；

图10示出用于说明图9所示实施例的波形图。

在不同附图中相同的附图标记表示具有相同功能的相同元件。在所有图中，变压器的所有绕组的极性都相同。表示绕组极性的点不再示出，他们可能在所有绕组的顶部附近或者在所有绕组的底部附近。

图1示出现有技术LLC转换器的等效电路，该LLC转换器包括谐振电容CR、串联电感LS和并联电感LM的串联结构。该串联结构位于节点A和B之间，用于接收方波输入电压VAB。整流器电路D(被视为单独二极管)和平滑电容器CO的串联结构与并联电感LM并联。输出负载LO与平滑电容CO并联。流过谐振电容CR和串联电感LS的电流由IR表示。谐振电容CR上的电压由VC表示。流过并联电感LM上的电流由IM表示。流过整流电路D的电流由ID表示。电流IO提供给负载LO，输出电压VO存在于负载LO上。

参照图2来说明LLC转换器的等效电路的操作。

图2示出说明现有技术LLC转换器操作的波形图。从顶部到底部，这些波形表示：输入电压VAB、电流IR和IM、电压VC以及电流ID和IO。

如果LLC转换器的操作频率处于第一和第二谐振频率之间，则这些波形有效。该第一谐振频率由谐振电容CR、串联电感LS以及并联电感LM来确定。该第二谐振频率由谐振电容CR和串联电感LS来确定，并大于第一谐振频率。

当在时刻t0，输入电压VAB从零变为值VIN时，发生由谐振电容CR和串联电感LS决定的串联谐振，且正弦波电流流入整流电路D。

在时刻t2，串联谐振的半周期时，流过二极管D的电流ID变为零。此时，谐振电容CR与串联电感LS和并联电感LM的串联结构进行谐振。由于LM的电感源大于LS的电感，因此，此时等于IM的谐振电流IR在时刻t2和T/2之间几乎保持恒定。

当在时刻T/2，电压VAB降为零时，利用电容CR中所存储的能量启动电容CR与电感LS和LM之间的谐振。二极管D开始导通，且谐振再次由电容CR和电感LS决定。在时刻t3，在串联谐振半个周期之后，二极管D停止导通。

该二极管D的导通时间段由TC来表示。在实际实施例中，可以使用全桥整流器来代替单独二极管。该全桥整流器的不同二极管在电流IM的正值和负值部分期间分别导通。

在时刻T，与在时刻t0开始的循环相同的下一循环开始，输入电压VAB再次从零变为值VIN。

图3示出根据本发明实施例的LLC转换器的电路图。

该LLC转换器包括电开关S1和电开关S2的串联结构。该串联结构接收节点A和B之间的输入电压VAB。在图3中，作为例子，开关S1和S2为具有内部二极管的MOSFET。也可以使用外部二极管。如果使用本身不具有内部二极管的开关S1和S2，则可以加入外部二极管并使其与各开关S1、S2并联。如US-A-6344979中所述，可以使用多个开关的全桥结构或两个串联的半桥。

该LLC转换器还包括变压器T1的初级绕组LM1和变压器T2的初级绕组LM2的串联结构。该串联结构耦合在节点N1和B之间。

谐振电容CR和串联电感LS的串联结构耦合在节点N1和开关S1和S2的连接点之间。

第一变压器T1具有用于通过二极管D11向负载LO提供电流的次级绕组W11和用于通过二极管D12向负载LO提供电流的次级绕组W12。该整流电路RE1包括二极管D11和D12。变压器T1所提供的总电流由I1表示。

该第二变压器T2具有用于通过二极管D21向负载LO提供电流的次级绕组W21和用于通过二极管D22向负载LO提供电流的次级绕组W22。该整流电路RE2包括二极管D21和D22。变压器T2所提供的总电流由I2表示。

平滑电容CO与负载LO并联耦合。该负载LO上的电压由VO表示。流过串联电感LS的电流由IR表示，流过变压器初级绕组LM1和LM2的电流为IM。

在根据本发明的本实施例中，变压器T1和T2的初级绕组LM1和LM2串联连接。负载LO在二极管D11、D21和D12、D22导通的时间段TC期间，从变压器T1和T2的次级绕组W11、W12和W21、W22接收功率。

由于初级绕组LM1和LM2串联，因此它们中的电流IM相等。流过初级绕组LM1的电流IM为次级绕组W11、W12中的电流和变压器T1中的磁化电流的和。流过初级绕组LM2的电流IM为次级绕组W21、W22中的电流和变压器T2中的磁化电流的和。

当变压器T1和T2都向负载LO提供电流I1、I2时，变压器T1、T2上的电压VP1、VP2基本相等。因此，伏特-秒乘积也基本相等，磁化电流也基本相等。这样，不需要其它措施就可以防止DC偏差。保持输出电压VO的控制并保证变压器T1和T2之间的平衡。

绕组W11的绕组匝数等于绕组W21的绕组匝数。

图4示出根据本发明实施例的LLC转换器。

变压器T1包括初级绕组LM1以及次级绕组W1和WA1。变压器T2包括初级绕组LM2以及次级绕组W2和WA2。

初级绕组LM1和LM2串联在节点N1和图3中所限定的B之间。次级绕组W1通过整流电路RE10向负载LO提供电流I1。次级绕组W2通过整流电路RE20向负载LO提供电流I2。平滑电容CO与负载LO并联。

次级或辅助绕组WA1通过整流电路RE11向负载LA1提供电流。平滑电容CA1与负载LA1并联。次级或辅助绕组WA2通过整流电路RE21向负载LA2提供电流。平滑电容CA2与负载LA2并联。

整流电路RE10、RE20、RE11和RE21最好为全桥。

辅助绕组WA1向负载LA1提供第一功率，辅助绕组WA2向负载LA2提供第二功率。由于对于LLC转换器的正确操作来说，在向负载LO提供功率的时间TC期间使变压器T1和T2上的电压基本相等非常重要，因此变压器T1和T2应当分别向负载LO提供电流I1和I2。如果第一功率减去第二功率小于第一次级绕组W1所提供的功率，以及如果第二功率减去第一功率小于第二次级绕组W2所提供的功率，则可以保证这一点。这样，两个变压器T1和T2将向负载LO提供电流I1和I2。

对于两个以上变压器的串联结构，上述限制也同样有效。

图5示出根据本发明实施例的电路图。变压器T101具有初级绕组LM101和次级绕组W11到W14，这些次级绕组W11到W14从底部到顶部按照W14、W12、W11、W13的顺序串联。二极管D100与绕组W11和W13的连接点耦合，并向主负载LO提供输出电压VS(在等离子显示板中所需的维持电压)。二极管D101耦合在绕组W12和W14的连接点与负载LO之间。绕组13的自由端与二极管D104耦合从而向负载LA1提供辅助电压VAU1。绕组14的自由端与二极管D106耦合从而向负载LA2提供辅助电压VAU2。

变压器T102具有初级绕组LM102和次级绕组W21到W24，这些次级绕组W21到W24从底部到顶部按照W24、W22、W21、W23的顺序串联。绕组W21和W22之间的连接点通过二极管D102与负载LO耦合。绕组W22和W24之间的连接点通过二极管D103与负载LO耦合。绕组W23的自由端通过二极管D105与负载LA1耦合。绕组W24的自由端通过二极管D107与负载LA2耦合。所有的电压VAU1、VAU2和VS都是相对于地限定的。

初级绕组LM101和LM102串联在节点N1和B之间。

电路完全是对称的，因此在相同阶段流过对应二极管的电流都是相等的。例如，在次级绕组上的电压在使二极管D104、D100、D105、D102导通的同时而使其它二极管不导通的阶段中，绕组W13和W23提供相同的电流，因此绕组W11和W21也提供相同的电流。在该阶段中，绕组W11提供的功率为具有变压器T101的功率转换器所提供的总功率减去绕组W13提供的功率所得的结果。

如果在所有变压器上的电压都具有相反的极性的下一阶段中，辅助电压VAU1和VAU2处的负载相等，则可以提供相同的电流。例如，绕组W12和W22提供的电流与前一阶段中绕组W11和W21提供的电流相同。

在所有阶段中，提供到辅助电压VAU1、VAU2的功率必须小于功率转换器需要转移到变压器T101和T102次级侧的总功率。这确保了在各阶段中，变压器T101和T102都向负载LO提供电流。

图6示出根据本发明的实施例的电路图。该变压器T111具有初级绕组LM111和次级绕组W11到W13，这些次级绕组W11到W13按照W12、W11、W13的顺序串联。绕组W11和W12之间的连接点接地。绕组W11和W13的连接点通过二极管D110向负载LO提供维持电压VS。绕组W13的自由端通过二极管D114提供负载LA1上的辅助电压VAU1。

该变压器T112具有初级绕组LM112和按照W24、W22、W21的顺序串联的次级绕组。绕组W21和W22的连接点接地。绕组W22和W24的连接点通过二极管D113与负载LO耦合。绕组W21的自由端通过二极管D112与负载LO耦合。绕组W24的自由端通过二极管D115提供辅助电压VAU1。

初级绕组LM111和LM112串联在节点N1和B之间。

图8示出在绕组W11、W12、W13、W21、W22、W24中流过的电流波形。

绕组W13的匝数等于绕组W24的匝数。

图7示出根据本发明实施例的电路图。图7基于图6，现在说明它们之间的差别。与为向主负载LO提供电流的各次级绕组提供独立二极管不同，次级绕组W11和W21并联连接并且通过相同的二极管D121向负载LO提供它们的电流。按照相同的方式，次级绕组W12和W22并联连接并且通过相同的二极管D120向主负载提供它们的电流。电路操作的方式以及表现出的电流波形都与图6所示的电路相似，只是具有需要更少二极管的优点。

图8示出用于说明图6和7中实施例操作的电流，该电流作为时间的函数。

图8A示出绕组W13中的电流I13。图8B示出绕组W11中的电流I11。图8C示出绕组W12中的电流I12。图8D示出绕组W21中的电流I21。图8E示出绕组W24中的电流I24。图8F示出绕组W22中的电流I22。

第一阶段P1从时刻t10开始并在时刻t11结束。第二阶段P2在时刻t11开始并在时刻t12结束。在阶段P1中，变压器绕组W11、W12、W13、W21、W22、W24上的电压的极性可以实现在二极管D110、D112和D114(图6中或图7中的二极管D121和D123)导通的同时，使二极管D111、D113和D115(图6中或图7中的二极管D120和D124)非导通。

图8A和8B表示出由辅助绕组W13向辅助负载LA1提供的电流I13相对很大，因此相同变压器T111经过绕组W11向主负载LO提供的电流I11相对较小。由于变压器T112在第一阶段P1中不向辅助负载LA1提供电流，因此利用变压器T112的绕组W21向主负载LO提供主要功率。

在阶段P2期间，变压器T111向主负载LO提供所有功率，而变压器T112仅向主负载LO提供相对很小的功率，其功率的主要部分将被提供到辅助负载LA1。

该对称电路允许将输出功率的大部分提供到辅助负载LA1。

图9示出根据本发明实施例的电路图。变压器T131具有初级绕组LM131和三个从底部到顶部按照W14、W12、W11的顺序串联排列的三个次级绕组。绕组W11和W12的连接点接地。绕组W12和W14的连接点与二极管D132耦合从而向负载LO提供电压VS。绕组W11的自由端通过二极管D130与负载LO耦合。绕组W14的自由端通过二极管D134向负载LA1提供辅助电压VAU1。

该变压器T132具有初级绕组LM132和按照W24、W22、W21的顺序串联的三个次级绕组。绕组W21和W22的连接点接地。绕组W22和W24的连接点通过二极管D133与负载LO耦合。绕组W21的自由端通过二极管D131与负载LO耦合。绕组W24的自由端通过二极管D135提供辅助电压VAU1。

初级绕组LM131和LM132串联在节点N1和B之间。

图10示出在绕组W11、W12、W14、W21、W22、W24中流过的电流波形。

图10示出用于说明图9所示实施例的波形，该波形作为时间的函数。

图10A示出绕组W14中的电流I14；图10B示出绕组W12中的电流I12；图10C示出绕组W11中的电流I11；图10D示出绕组W21中的电流I21；图10E示出绕组W24中的电流I24；图10F示出绕组W22中的电流I22。

第一阶段P10从时刻t100开始并在时刻t101结束。第二阶段P11在时刻t101开始并在时刻t102结束。在阶段P10中，变压器绕组W12、W14、W22、W24上的电压的极性可以实现在图9中二极管D132、D134、D133和D135导通的同时，使图9中的二极管D130和D131非导通。

图10A、10B、10E和10F表示出分别由辅助绕组W14和W24向辅助负载LA1提供的电流I14和I24相对较大，因此分别经过绕组W12和W22向主负载LO提供的电流I12和I22相对较小。由于在阶段P2期间不向辅助负载LA1提供电流，因此绕组W11和W21向主负载LO提供主要功率。

图6、7和9示出了根据本发明在保持变压器上均衡电压特性并且没有牺牲对变压器中的DC偏差的防止的同时，使用较少数目的输出二极管的实施例。在这些实施例中，两个变压器中的任何一个都可以提供其它辅助输出电压，这些辅助输出电压中的每个都可以由中心抽头次级绕组(具有两个二极管)提供，并且可以由一个绕组和一个整流桥来提供。

图5和图6、7和9之间的主要差别在于在图5中两个变压器T101和T102中的每一个在桥电流的两个阶段中都向辅助输出端提供输出功率，而在图6、7和9中这两个变压器中的每一个仅提供部分辅助功率，因此可以选择辅助输出功率的分配，从而可以在两个变压器之间均衡温度，实现利用变压器组和提供的输出功率的可能级别绝对值最大。

应当注意，上述实施例仅用于说明而不是限制本发明，本领域技术人员在不脱离本权利要求范围的情况下可以实现多种变化实施例。

在权利要求中，任何处于括号之间的附图标记都不会限制权利要求。词汇“包括”不排除列在权利要求中以外的元件或步骤。词汇“一”或“一个”不排除出现多个该元件的可能性。本发明可利用包括多个分立元件的硬件实现，也可由编程后的计算机来实现。在列举了多个装置的设备权利要求中，这些装置中有些可以由一个或同样的硬件结构来实现。不同独立权利要求中所引用的特定技术手段并不表示不能使用这些技术手段的结合。

总之，本发明涉及一种谐振LLC功率转换器，它包括至少两个变压器，这些变压器的初级绕组串联连接。这些变压器中的每一个都具有在相同时间段内向相同负载提供非零电流的次级绕组。

Claims

1.一种包括至少两个变压器的谐振LLC功率转换器，该至少两个变压器中的初级绕组串联耦合，该至少两个变压器中的每一个都具有用于在每个阶段于相同时间段内向相同负载提供非零电流的次级绕组。

2.如权利要求1所述的谐振LLC功率转换器，其中该至少两个变压器包括第一变压器和第二变压器，其中在第一和第二变压器向负载提供功率的时间段期间所述第一和第二变压器的初级绕组上的电压相等。

3.如权利要求1所述的谐振LLC功率转换器，其中该至少两个变压器包括第一变压器和第二变压器，该第一变压器具有第一预定数目的其他次级绕组，以便向相关负载提供第一总功率，该第一总功率小于由该LLC功率转换器必须转移到变压器的次级侧的总功率。

4.如权利要求3所述的谐振LLC功率转换器，其中该第二变压器具有第二预定数目的其他次级绕组，以便向相关负载提供第二总功率，并且其中该第一总功率减去第二总功率小于第一次级绕组提供的功率，而且，第二总功率减去第一总功率小于第二次级绕组提供的功率。

5.如权利要求4所述的谐振LLC功率转换器，其中第一预定数目的其它次级绕组和相关整流器中的至少一个的极性可以实现在具有第一极性的第一变压器中的谐振电流的半波周期内向相关负载中的至少一个提供功率，第二预定数目的其它次级绕组和相关整流器中的至少一个的极性可以实现在具有与第一极性相反极性的第二变压器中的谐振电流的半波周期内向相关负载中的至少一个提供功率。

6.如权利要求1所述的谐振LLC功率转换器，包括：

谐振电容；

第一电开关和第二电开关的串联结构，用于接收直流输入电压；

所述至少两个变压器包括第一变压器和第二变压器，该第一变压器具有第一初级绕组和第一次级绕组，该第一次级绕组通过第一整流电路与负载耦合，从而在第一整流电路的导通时间段内向该负载提供电流，该第二变压器具有第二初级绕组和第二次级绕组，该第二次级绕组通过第二整流电路与负载耦合，从而在第二整流电路的导通时间段内向该负载提供电流，

其中，第一初级绕组、第二初级绕组和谐振电容被串联安排在所述第一电开关和第二电开关的主电流路径的连接点之间，并与第二电开关跨接，和

第一初级绕组和第二初级绕组以及第一整流电路和第二整流电路的极性可以使第一整流电路的导通时间段与第二整流电路的导通时间段一致，从而在第一整流电路的导通时间段内，第一初级绕组上的第一电压与第二初级绕祖上的第二电压相等。

7.一种电子装置，包括如权利要求1所述的谐振LLC功率转换器。