JPH11299238A

JPH11299238A - 高圧電源回路

Info

Publication number: JPH11299238A
Application number: JP11151898A
Authority: JP
Inventors: Yoshiaki Doi; 喜明土居
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1998-04-06
Filing date: 1998-04-06
Publication date: 1999-10-29
Anticipated expiration: 2018-04-06
Also published as: JP3152298B2

Abstract

(57)【要約】【課題】高調波電流の発生を抑制して、高信頼性と低
損失を可能とする高圧電源回路を提供することを目的と
する。【解決手段】直流入力電源１の電圧変動と出力の負荷
変動をレギュレータ２で抑圧し、プッシュプルモードで
動作するスイッチング素子３ａ，３ｂのスイッチング動
作によってレギュレータ２の安定化された出力電圧で絶
縁高圧トランス４を駆動し、その２次側に発生した高圧
電圧を整流回路５で整流し、平滑コンデンサ６，８とチ
ョークコイル７で平滑して負荷９に直流高電圧を供給す
る。また、絶縁高圧トランス４の２次側分布容量と平滑
コンデンサ６との合成容量と、絶縁高圧トランス４の漏
洩インダクタンス１１ａ，１１ｂによって共振回路を構
成し、絶縁高圧トランス４の１次側励磁電流波形を共振
させて正弦波状にして、スイッチング素子３ａ，３ｂの
オンデューティを５０％に固定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、プッシュプルイ
ンバータを使用した高圧電源回路に関し、特にプッシュ
プルインバータモードで動作する１対のスイッチング素
子のオンデューティを５０％に固定する改良された高圧
電源回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】図３は、従来のこの種の電源装置として
の、プッシュプルインバータを備えた高圧電源回路を示
すブロック図である。この図３において、バッテリなど
の直流電源か、または商用交流電圧を整流平滑すること
によって得られる直流入力電源１から供給される直流電
圧をレギュレータ２によって安定化した後、プッシュプ
ルインバータの１対のスイッチング素子３ａ，３ｂによ
って駆動される昇圧用高圧トランス４を介して、整流回
路５と、平滑コンデンサ６、８およびチョークコイル７
により構成される平滑回路によって直流高圧出力を得た
後、負荷９に供給している。

【０００３】この図３に示す従来の高電圧電源回路で
は、直流入力電源１の電圧変動や、負荷９の負荷電流の
変動に対しては、１次側のレギュレータ２に出力電圧を
帰還することにより安定化を図っている。したがって、
プッシュプルインバータは、高圧を得るために昇圧用高
圧トランス４を駆動する目的で使用されており、安定化
動作は行っていないので、スイッチング素子３ａ，３ｂ
のオンデューティは固定でよい。

【０００４】矩形波駆動のプッシュプルインバータを使
用する場合、１対のスイッチング素子３ａ，３ｂの動作
デューティにおいて、プッシュプルインバータの両方の
スイッチング素子３ａ，３ｂがオフとなる休止期間を十
分に設けておかないと、スイッチング素子３ａ，３ｂの
ストレージタイムによって、２個のスイッチング素子３
ａ，３ｂが同時にオンする期間が発生し、このスイッチ
ング素子３ａ，３ｂの同時オンによってトランスが飽和
して短絡電流が流れることにより、スイッチング素子３
ａ，３ｂにストレスが加わったり、破損することがある
ので、オンデューティは約４０％から４５％程度に設定
し、５０％未満で動作させていた。また、高圧電源で
は、高圧トランスの２次側に大きな分布容量が存在し、
この分布容量電圧をスイッチング素子３ａ，３ｂが同時
オフの休止期間に反転できないと、残りのエネルギが損
失となるため、休止期間を長くするように設定してい
た。

【０００５】スイッチング素子３ａ，３ｂの駆動におい
て、前記休止期間を長くしてオンデューティを５０％未
満にすると、図４、図５に示すように、高圧トランスの
励磁電流において、スイッチング周波数の高調波成分が
増加する問題がある。これは、オンデューティを図４に
示す５０％から図５に示す４０％へと低くするにつれ
て、周波数軸上で、隣接する高調波のスペクトルの間隔
は変化しないが、周波数スペクトルの包絡関数が、５０
％に対するデューティ比分だけ高次方向に拡がることに
より高調波スペクトルが増加するためである。図４に示
す時間ｔ１、図５に示す時間ｔ２は、オンデューティ５
０％と４０％の場合のそれぞれのオン時間で、スイッチ
ング周期Ｔを一定として比較したものである。

【０００６】また、図４、図５において、横軸は、スイ
ッチング周波数をｆ（＝１／Ｔ）として、ｆの整数倍の
高調波成分を示し、縦軸は５０％デューティの場合の基
本周波数（＝１ｆ）成分の高調波スペクトルの振幅を１
として比率を示したものである。図５のオンデューティ
４０％の場合には、図４のオンデューティ５０％の場合
に較べて、周波数スペクトルの包絡関数が、５０％÷４
０％（＝１．２５倍）だけ高次方向に拡がっており、オ
ンデューティ５０％の場合は奇数次成分のみであったの
に対して、オンデューティ５０％未満では偶数次、奇数
次成分とも発生している。しかも、スイッチング周波数
が数１０ｋＨｚから数１００ｋＨｚの場合には、この高
調波成分は、数ＭＨｚまで拡がっている。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】図３に示したようなプ
ッシュプルインバータを使用した高圧電源回路において
は、前記の理由により、スイッチング素子のオンデュー
ティを５０％に設定することができないため、高圧トラ
ンスの励磁電流におけるスイッチング周波数の高調波成
分の増加によって、トランスの内部損失のうち、従来考
慮されてきた鉄損、銅損の他に、誘電体損が大きく増加
することにより、トランスの効率の低下や、熱によるト
ランスの絶縁劣化が発生するいう課題がある。この課題
に対して、高圧トランス側で対応しようとすると、トラ
ンス本体の大型化に伴って、回路規模が大きくなる課題
がある。

【０００８】また、回路側での対策として、図６に示す
ように、レギュレータ２と、プッシュプルインバータ３
のスイッチング素子３ａ，３ｂの間にエネルギ蓄積用チ
ョークコイル１０を設けることで、スイッチング素子の
オンデューティを５０％に設定することは可能であっ
た。この図６の回路において、スイッチング素子のスト
レージタイムによって２個のスイッチング素子が同時に
オンした場合、高圧トランス４は飽和するが、チョーク
コイル１０にエネルギを蓄積できるので、次にプッシュ
プルインバータ３の１対のスイッチング素子３ａ，３ｂ
のいずれか一方がオンする期間に、チョークコイル１０
に蓄積したエネルギを放出する動作を繰り返す。したが
って、スイッチング素子３ａ，３ｂへのストレスの問題
は解決できる。

【０００９】しかしながら、エネルギ蓄積用チョークコ
イルを従来回路に追加する場合、回路が大型化すること
と、オンデューティを５０％に設定した場合に、高圧ト
ランスの２次側の分布容量による損失のために生じる効
率の低下は解決できない。なお、この種インバータのス
イッチング素子のサージ電流を抑制してスイッチング素
子の劣化を防止するために、スイッチング素子の開閉を
常に電流がゼロのときに行うことが特開平０９−２３３
８５１号公報により開示され、スイッチング素子の損失
を減少させる例として特開平０５−９１７４０号公報に
も開示されている。また、特開昭６２−７１３８２号公
報には、高圧電源供給側と低圧電源供給側とをそれぞれ
独立に構成し、各可飽和リアクタトランスにより各電源
トランスの１次側の各発振周波数を負荷変動や入力変動
に応じて制御して定電圧制御を行うことが開示されてい
る。

【００１０】これらの従来例では、いずれも前記図３で
示した動作デューティが５０％と異なることに起因して
発生する高調波と、高調波による損失に関しては、何ら
解決されていないものである。

【００１１】この発明は、上記従来の課題を解決するた
めになされたもので、回路規模の大型化を伴うことな
く、容易に高調波電流の発生を抑圧することによって、
高信頼性、低損失の高圧電源回路を提供することを目的
とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、この発明の高圧電源回路は、直流入力電圧の変動お
よび出力の負荷変動を抑圧するためのレギュレータと、
このレギュレータの安定化作用によって、５０％固定オ
ンデューティのプッシュプルモードで動作させる１対の
スイッチング素子と、この１対のスイッチング素子によ
り駆動される絶縁高圧トランスと、この絶縁高圧トラン
スの２次側に接続され、この２次側の出力を整流して直
流出力電圧を得る整流平滑回路とを備えることを特徴と
する。

【００１３】この発明の高圧電源回路によれば、レギュ
レータにより直流入力電圧の変動および出力の負荷変動
を抑圧した状態で１対のスイッチング素子をオンデュー
ティが５０％に固定されたプッシュプルモードで動作さ
せることにより、絶縁高圧トランスを駆動して所定電圧
に昇圧し、絶縁高圧トランスの２次側の出力を整流平滑
回路により整流して直流出力電圧を発生する。

【００１４】

【発明の実施の形態】以下、この発明による高圧電源回
路の実施の形態について図面に基づき説明する。図１は
この発明による第１実施の形態の構成を示すブロック図
である。この図１において、図３および図６で示した従
来の高圧電源回路と同一部分には、同一符号を付して説
明する。直流入力電源１は、商用電源を整流平滑して得
られた直流電源や、あるいはバッテリなどの直流電源で
あり、この直流入力電源１の正負両極間には、レギュレ
ータ２の入力端が接続されている。

【００１５】直流入力電圧の変動および高圧出力の負荷
変動に対しては、図示しない帰還回路からの制御によっ
てレギュレータ２が、レギュレータ２の出力電圧の安定
化を図る。レギュレータ２の正側の出力端は絶縁高圧ト
ランス４の１次巻線の中点に接続されている。レギュレ
ータ２の負側の出力端はプッシュプルモードで動作する
１対のスイッチング素子（バイポーラトランジスタを使
用している場合を例示している）３ａ，３ｂの各エミッ
タ（以下ＦＥＴの場合はソース）に接続されている。ス
イッチング素子３ａ，３ｂの各コレクタ（以下ＦＥＴの
場合はドレイン）は絶縁高圧トランス４の１次巻線の両
端に、この絶縁高圧トランス４の漏洩インダクタンス１
１ａ，１１ｂ（漏洩インダクタンス１１ａ，１１ｂは等
価的に示されている）を通して接続されるようになって
いる。両スイッチング素子３ａ，３ｂのベース（以下Ｆ
ＥＴの場合はゲート）には、図示しない制御回路からの
制御信号が印加するようになっている。駆動信号がスイ
ッチング素子３ａ，３ｂのベースに印加されることによ
り、スイッチング素子３ａ，３ｂがスイッチング動作を
行って、レギュレータ２の安定化された出力電圧によっ
て絶縁高圧トランス４の１次巻線が駆動されるようにな
っている。

【００１６】絶縁高圧トランス４の２次巻線の両端は整
流回路５の入力端に接続されている。この整流回路５は
絶縁高圧トランス４の２次巻線の両端の電圧を整流して
出力端に直流電圧を発生する。整流回路５の正側の出力
端は、負荷９の一端に接続されている。整流回路５の負
側の一端はチョークコイル７を介して負荷９の多端に接
続されている。整流回路５の正負両側の出力端間には、
平滑コンデンサ６が接続されており、また、負荷９の両
端間にも平滑コンデンサ８が接続されている。

【００１７】整流回路５と、チョークコイル７と、平滑
コンデンサ６と８とにより、整流平滑回路を構成して出
力端に直流電圧を発生する。絶縁高圧トランス４の２次
巻線の分布容量と、平滑コンデンサ６との合成容量と、
絶縁高圧トランス４の漏洩インダクタンス１１ａ，１１
ｂとによって共振回路を構成するようになっている。こ
の共振回路を最適に調整することによってゼロ電流スイ
ッチングが行えるようになり、それによって１対のスイ
ッチング素子３ａ，３ｂのオンデューティを５０％に固
定できるようになっている。

【００１８】次に、以上のように構成されたこの第１実
施の形態の動作について説明する。直流入力電源１から
供給される直流電圧をレギュレータ２により安定化した
後に、プッシュプルインバータのスイッチング素子３
ａ，３ｂのベースに駆動信号を印加することによりスイ
ッチング素子３ａ，３ｂをスイッチングさせて、安定化
された直流電圧を交流電圧に変換するとともに、絶縁高
圧トランス４を駆動する。これにより、絶縁高圧トラン
ス４の２次巻線に所定の昇圧された交流の高電圧が発生
する。この２次巻線の両端に発生する交流電圧は、整流
回路５で整流されて直流電圧に変換され、さらにチョー
クコイル７と平滑コンデンサ６，８とによって平滑され
た後、直流高圧出力電圧として負荷９に印加される。

【００１９】このような絶縁高圧トランスにおいては、
絶縁高圧トランス４の１次巻線と２次巻線との間の絶縁
耐圧を得るために、その巻線構造から漏洩インダクタン
スが存在し、図１に示すように、１次巻線側に等価的に
この漏洩インダクタンス１１ａ，１１ｂが存在する。こ
の絶縁高圧トランス４の２次側分布容量と２次巻線に接
続された平滑コンデンサ６との合成容量を１次側に換算
した値と、同様に絶縁高圧トランス４の漏洩インダクタ
ンス１１ａ，１１ｂを１次側に換算した値が、スイッチ
ング周期のデューティ５０％に対して、適切な値になる
ように設定することによって、共振回路を構成し、絶縁
高圧トランス４の１次巻線に流れる電流を共振させて正
弦波状にすることにより、ゼロ電流スイッチングが可能
となる。したがって、矩形波動作の場合のように、スイ
ッチング素子３ａ，３ｂの同時オン（両導通）の問題
と、絶縁高圧トランス４の２次側の分布容量の電圧リセ
ット問題が解決することができ、プッシュプルインバー
タのオンデューティ５０％動作が実現できる。

【００２０】しかしながら、図１における漏洩インダク
タンス１１ａ，１１ｂの値と、絶縁高圧トランス４の２
次側分布容量と２次側に接続された平滑コンデンサ６か
らなる合成容量による共振回路定数が、スイッチング周
期の５０％に対して適切な値になるように設定すること
は容易でない。これらの共振回路の定数が適切な値にな
らないと完全なゼロ電流スイッチングが行えないため、
プッシュプルインバータのスイッチング素子３ａ，３ｂ
のオンデューティ５０％動作は実現できにくくなる。

【００２１】図２はこれを改善したこの発明による第２
実施の形態の構成を示すブロック図である。この第２実
施の形態では、絶縁高圧トランス４の１次配線に可飽和
インダクタ１２ａ，１２ｂを挿入している。すなわち、
スイッチング素子３ａ，３ｂの各コレクタには、この可
飽和インダクタ１２ａ，１２ｂをそれぞれ介して絶縁高
圧トランス４の１次巻線の両端が接続されている。この
ように、可飽和インダクタ１２ａ，１２ｂを用いること
により、この可飽和インダクタ１２ａ，１２ｂのインダ
クタンスと絶縁高圧トランス４の漏洩インダクタンスが
加わり、結果的に絶縁高圧トランス４の漏洩インダクタ
ンスと等価的に作用する。

【００２２】可飽和インダクタ１２ａ，１２ｂとして
は、スイッチングレギュレータにおける磁気増幅器や、
磁気スナバに使用されるアモルファス合金の可飽和コア
を、絶縁高圧トランス４の１次側配線に挿入することで
容易に実現できる。しかも、そのインダクタンス値は、
１次側配線に挿入する際に、巻き付けるターン数を調整
することで可変できる。したがって、ゼロ電流スイッチ
ングを実現するための前記共振回路の定数を適切な値に
調整することが容易に可能となる。また、挿入する可飽
和インダクタの外形は小型で、従来の回路規模と比較し
ても遜色はない。

【００２３】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、直流入力電源の電圧の変動と負荷変動を抑制するレ
ギュレータにより絶縁高圧トランスを駆動するプッシュ
プルモードでスイッチング動作をする１対のスイッチン
グ素子のオンデューティを５０％に固定するようにした
ので、高調波電流の発生を抑制することができ、したが
って、高信頼性、低損失の高電圧電源回路を提供するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明による高圧電源回路の第１実施の形態
の構成を示すブロック図である。

【図２】この発明による高圧電源回路の第２実施の形態
の構成を示すブロック図である。

【図３】従来の高圧電源回路の構成を示すブロック図で
ある。

【図４】図３の従来の高圧電源回路におけるスイッチン
グ素子の矩形波駆動におけるオンデューティが５０％の
場合のスイッチング周波数に対する高調波スペクトル成
分を示す特性図である。

【図５】図３の従来の高圧電源回路におけるスイッチン
グ素子の矩形波駆動におけるオンデューティが４０％の
場合のスイッチング周波数に対する高調波スペクトル成
分を示す特性図である。

【図６】従来の別の高圧電源回路の構成を示すブロック
図である。

【符号の説明】

１……直流入力電源、２……レギュレータ、３ａ，３ｂ
……スイッチング素子、４……絶縁高圧トランス、５…
…整流回路、６，８……平滑コンデンサ、７……チョー
クコイル、９負荷、１１ａ，１１ｂ……漏洩インダクタ
ンス、１２ａ，１２ｂ……可飽和インダクタ。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流入力電圧の変動および出力の負荷変
動を抑圧するためのレギュレータと、このレギュレータの安定化作用によって、５０％固定オ
ンデューティのプッシュプルモードで動作させる１対の
スイッチング素子と、この１対のスイッチング素子により駆動される絶縁高圧
トランスと、この絶縁高圧トランスの２次側に接続され、この２次側
の出力を整流平滑して直流出力電圧を得る整流平滑回路
と、を備えることを特徴とする高圧電源回路。
【請求項２】前記１対のスイッチング素子は、前記絶
縁高圧トランスの２次側分布容量と平滑コンデンサとの
合成容量と、前記絶縁高圧トランスの漏洩インダクタン
スによって共振回路を構成し、前記絶縁高圧トランスに
流れる電流を共振させて正弦波状にすることによって、
オンデューティを５０％に固定できることを特徴とする
請求項１記載の高圧電源回路。
【請求項３】前記共振回路は、前記絶縁高圧トランス
の漏洩インダクタンスに加えて、前記絶縁高圧トランス
の１次側配線に可飽和インダクタを挿入することを特徴
する請求項２記載の高圧電源回路。
【請求項４】前記可飽和インダクタは、磁気増幅器や
磁気スナバに使用されるアモルファス合金の可飽和コア
であることを特徴とする請求項３記載の高圧電源回路。
【請求項５】前記直流入力電源は、商用交流電源を全
波整流した直流電源であることを特徴とする請求項１〜
４のいずれか１項に記載の高圧電源回路。
【請求項６】前記直流入力電源は、バッテリであるこ
とを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の高
圧電源回路。