CN1739231B - 使用混合模式调制方法的高压发生器的数字状态控制器 - Google Patents

使用混合模式调制方法的高压发生器的数字状态控制器 Download PDF

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Abstract

描述了一种电源单元、具有电源单元的X射线装置以及控制电源单元的方法。也为了控制诸如利用混合模式调制操作的电源单元的非线性控制路径，建议控制装置被设计为数字控制装置，计算至少一个校正变量。控制装置至少处理取决于输出电压的第一实际值Uout。时间差值从第一实际值Uout的两个取样值中计算，并被乘以第一控制器系数kout。第一控制器系数在此情况下可以作为电源单元的操作点的函数而变化。

Description

使用混合模式调制方法的高压发生器的数字状态控制器
技术领域
本发明涉及特别用于提供高压功率的电源单元、具有电源单元的X射线装置以及控制电源单元的方法。
背景技术
特别在高压区中，电源单元例如用作X射线管的电源，其中利用变频器电路将中间电路DC电压转换成开关电压，例如转换成脉宽调制(PWM)或脉冲频率调制(PFM)电压。具有变压器的谐振电路被馈给开关电压。在次级线圈上，输出电压被分接(在整流之后合适的位置)和/或通过乘法器电路，以增加电压。所得到的输出电压例如可以用来供应给X射线管。
在高压发生器中，研制的目的是能够构造小型和紧致(compact)生成器。为了能够使开关装置更小型和更紧致用于此目的，需要减小开关损耗。
WO01/37416建议了一种用于电源单元的启动方法，其中对于低、中、高输出电压提供不同的操作模式。这些操作模式在开关装置的启动类型方面是不同的，并因而在所提供的开关电压方面是不同的。在用于低输出功率的第一操作模式中，通过改变取样条件(脉宽调制，PWM)在基本固定的频率上以非谐振方式(即，低于电路的谐振频率的一半)启动开关装置。
在用于中输出功率的第二操作模式中，通过改变转换频率来控制输出功率，但是转换频率仍然保持低于谐振频率的一半。
最后，在用于高输出功率的第三操作模式中，转换频率高于谐振频率的一半。全谐振操作发生在最大输出功率上。在此情况下，也通过改变转换频率(PFM)来调整输出功率。
这种类型的启动称之为混合模式调制。业已发现，开关损耗可以作为一个整体被明显减少。
特别地，在X射线应用中，对输出电压的控制提出高要求。例如，为了快速达到稳定状态以及避免使病人暴露于不希望高的辐射剂量，力求尽可能短的上升(rise)时间和尽可能小的电压起动结束时的过冲。
EP1081839公开了一种特别用于X射线装置的具有控制电路的串联谐振变换器。该控制电路被设计为具有状态空间控制的数字控制电路。除了输出电压之外，谐振电容器两端上的电压也被用作控制变量。为了消除过载造成的部件的毁坏，该控制变量以极限函数为条件。
尽管EP1081839中所描述的控制策略在传统的开关装置中提供了好的结果，但是在极高非线性控制路径的情况中出现问题。利用混合模式调制操作的电源电路是这样的非线性控制路径的一个示例。
发明内容
本发明的一个目的是指定一种具有控制装置的电源单元以及控制电源单元的方法，其中即使在极高非线性行为的情况下也能实现好的控制。此外，本发明的目的是指定一种具有以此方式被控制的电源单元的X射线装置。
本发明目的是通过本发明的电源单元、本发明的X射线装置以及本发明的方法来实现的。
根据本发明，提供一种电源单元，其中该电源单元以混合模式调制来操作，该电源单元具有：开关装置，用于把中间电路电压变换成开关电压；和谐振电路，其被馈送开关电压并具有用于供应输出电压的变压器；并且该电源单元具有控制装置，用于设置至少一个用于启动开关装置的校正变量；其中控制装置用于处理取决于输出电压的至少第一实际值的取样值，并且依据两个取样值来计算第一时间差值；其中将第一时间差值乘以第一控制器系数，并且将结果用于校正变量的计算中；以及其中第一控制器系数的值作为该电源单元的操作点的函数而被改变。
根据本发明，还提供一种X射线装置，具有：用于供应中间电路电压的电源；根据本发明的电源单元，其利用中间电路电压被供应功率；和X射线管，其被馈送该电源单元的输出电压。
根据本发明，又提供一种控制电源单元的方法，其中该电源单元以混合模式调制来操作，该电源单元具有用于把中间电路电压变换成开关电压的开关装置和谐振电路，该谐振电路被馈送开关电压并且具有用于供应输出电压的变压器，其中为了形成用于启动开关装置的校正变量：时间差值根据第一实际值的取样值来计算，并被乘以第一控制器系数；其中第一实际值取决于输出电压；其中将时间差值乘以第一控制器系数的结果用于校正变量的计算中；其中第一控制器系数的值作为该电源单元的操作点的函数而被改变。
电源单元包括开关装置，例如半桥或全桥。结果，最好具有谐振电容器和变压器的谐振电路被提供电源。开关装置可以被控制。启动利用控制装置来预定义。
根据本发明的控制装置最好被设计为数字控制装置。至少一个校正变量被计算。最好，计算标量校正变量，由此可以清楚地确定开关装置的启动，即，将生成的开关电压的转换频率和脉冲宽度或脉冲占空因数。
根据本发明的控制装置处理取决于输出电压的一个值作为第一实际值。此外，可以处理第二实际值，该值取决于流经谐振电路元件的电流。最好，这是谐振电容器两端的电压。根据分别选择的控制结构链接实际值，以计算校正变量。使用控制器系数，将处理的变量与这些控制器系数相乘。
根据本发明的技术方案的特定特征在于，所用的一个或多个、最好所有的控制器系数能够不以恒定方式改变，而反而作为操作点的函数改变。在数字控制装置之内，这些系数例如可以被形成为查找表，所以在电源单元的不同操作状态下这些系数采取不同的值。
相应的操作点可以利用电源单元的电变量、控制的变量、或者多个变量的组合来给定。最好，使用为供应的功率的度量的那些变量。
为了使控制系数的变化(例如当在混合模式调制的情况下在不同的操作模式之间变化时，这些控制器系数可经历极大的变化)不导致校正变量的不连续变化，根据本发明建议了差动(differentially)操作的控制器。也就是说，控制器不处理实际值本身的测量值，而是处理如此测量的值随时间的变化。因此，在所建议的数字控制装置的情况下，不同取样实例(最好是彼此直接跟随的取样实例)上的各取样值之间的差异被计算并被用于校正变量的计算。尽管控制器系数中的高变化，差动原理仍然使之有可能具有连续的启动变量。
业已表明，利用这样的控制器，尽管使用混合模式调制，甚至对于X射线管，也可以满足对受控高压电源提出的高要求。
在控制中，中间电路电压可以被假定为恒定的。但是，由于这可能也作为负载的函数而波动，所以为了实现甚至更好的控制特性，根据本发明的发展，建议控制装置作为附加输入变量处理中间电路电压。在控制装置内，可以随后补偿中间电路电压的任何偏差。
如上所述，最好某些或所有控制器系数都依赖于操作点。这些系数被存储在相应表中。利用为每个操作点执行的完整控制器设计可以计算这些系数。用于操作点相关控制器系数的相应表可以是一维或多维的，也就是说，相应控制器系数取决于一个或多个变量。优选二维查找表，其中相应控制器系数被确定为来自两个索引变量的一对值的函数。优选第一索引变量取决于控制器计算的校正变量，并且第二索引变量取决于一个或多个已处理的实际值。在一个优选实施例中，延时的校正变量被用作第一索引变量，而两个已处理的实际值(即输出电压和谐振电容器两端的电压)之间的差值被用作第二索引变量。
控制装置的优选基本结构是差动PI控制器的结构。在一个优选实施例中，控制偏差和已处理的实际值的差值以及校正变量的反馈耦合的延时的差值在每种情况下乘以控制器系数并被求和。其结果又在时间上求和，以计算校正变量。最好，所有控制器系数可以作为操作点的函数而改变。
根据本发明的发展，提供了一种特殊控制，由此防止由于过载造成的部件毁坏。在串联谐振变换器中，这特别涉及谐振电流，即流经串联谐振元件的电流。通过限制该电流或者谐振电容器两端的电压，可以防止过载。为了如此限制的目的，控制装置除了用于控制输出电压的第一控制器单元外，还包括预定义第二校正变量以便把谐振电容器两端的电压调整到最大值的第二控制器单元。如果由第一控制器单元预定义的校正变量超过由第二控制器单元预定义的校正变量，则把校正变量限制到后一值。
以这种方式，实现了在正常操作期间不干扰实际控制的动态限制。限制仅仅出现在第一控制器单元预定义可能导致临界操作状态的校正变量。由于该限制，总体上可以实现较快的响应时间，这是因为第一控制器单元可以被设计成更接近其功率极限来操作电源单元的各个组成部件。
根据本发明的发展，例如利用执行相应程序的DSP以数字方式设计控制装置。如果在高谐振频率上定时间隔太短以致不能完成所有必需计算，则可以假定仅处理某些定时间隔的测量值，例如在每隔一个、二个等的定时间隔期间的测量值。
附图说明
下面结合附图所示的实施例进一步说明本发明，但是本发明并不限于此。
图1显示了用于X射线管的高压电源单元的示意电路图。
图2显示了开关装置的电路图。
图3显示了谐振变换器的等效电路图。
图4a-图4c显示了在第一、第二和第三操作模式中开关电压和谐振电流随时间变化的示意图。
图5显示了图3中的电流和电压随时间的变化。
图6显示了变量TW、TP和TPW的互相关的示意图。
图7显示了具有控制的电源单元的示意图。
图8显示了PI控制器的控制器示意图。
图9显示了差动PI控制器的控制器示意图。
图10显示了具有两个控制单元的控制装置的控制器示意图。
图11显示了具有差动PI控制器的控制器示意图，该差动PI控制器具有操作点相关控制器系数和用于中间电路电压的补偿。
图12显示了完整控制装置的一个实施例的控制器示意图。
具体实施方式
图1显示了用于X射线管12的电源单元10。AC电源14-例如到电力网的连接-在利用整流单元16整流之后提供中间电路电压UZ。该电压提供给开关单元18。开关单元18将中间电路DC电压UZ变换成开关电压，该开关电压被供应给具有串联电容器C和变压器T的谐振电路20。在变压器T的次级，经由本身公知的乘法器电路22生成输出电压，该输出电压供应给X射线管12。
图2显示了开关装置18的电路图。在所示的实例中，开关电路是全桥电路，其中利用4个受控开关S1、S2、S3、S4将输入DC电压UZ变换成开关输出电压UWR。反并行的二极管D1、D2、D3、D4在每一种情况下被分配给S1、S2、S3、S4。在半桥之间流过的电流被表示为I。
如图1所示，由开关单元18提供的谐振电路包括串联电容器C和变压器T。通过少许简化(利用桥整流器24和理想变压器(具有变压器T的恒定绕组比率、无限高的主电感)替换乘法器电路22，忽略整流期间的损耗，并且忽略变压器T的寄生电容)以及也利用所有电变量到变压器T的初级的转换，获得图3所示的等效电路图。谐振电容器C两端的电压被表示为uC。变压器T的漏感被表示为L，并且其两端的电压被表示为uL。变压器T的欧姆损耗利用电阻器R来表示。理想整流器24上具有AC电压UGR，从中生成供应给代表射线管12的负载电容器Cg和负载电阻器RL的电压uOUT。
电源单元10利用如在WO 01/37416中所述的混合模式调制进行操作。关于该启动方法，全部在此引用所述文件的内容。在所使用的混合模式调制中，区分具有不同启动的三个不同操作模式。下面将参考图4a、图4b和图4c说明这三个操作模式。
在第一操作模式中，开关装置18被启动，以使得供应的开关电压UWR是脉宽调制的电压。低的固定转换频率被使用。图4a显示了用于该第一操作模式的电流I的变化以及基于开关变量S的开关S1、S2、S3、S4的启动(当S＝1时，S1和S4接通，而S2和S3断开；当S＝0时，所有开关断开；当S＝-1时，S2和S3接通，而S1和S4断开)。通过改变取样程度，实施控制。第一操作模式用于低输出功率。
在第二操作模式中，取样程度恒定地最大，即谐振周期一半。转换频率可以在第一操作模式中所使用的低频率与电路20的谐振频率一半之间变化。图4b显示了该启动情况下的电流变化。利用脉冲频率调制(PFM)调整输出功率。第二操作模式用于中等输出功率。
在第三操作模式中，电路20以谐振模式进行操作。转换频率可以改变高于电路20的谐振频率一半。脉宽是从谐振电路的过零点(zero crossing)获得的。利用过零点中止有效脉冲。图4c显示了电变量随时间的相应变化。利用过谐振，借助于脉冲频率调制来调整输出功率。第三操作模式用于高输出功率上的操作。
图5显示了变量uC(t)、uWR和i(t)随时间的变化。将根据该图来定义某些变量。定时间隔开始于电流的过零点(“检测零”结果)。在时间TW之后，有效阶段开始，其中全桥18的正(S1，S4)或负(S2，S3)对角线被激励。有效阶段持续间隔TP并且被电流的过零点中止。此后，断开所有开关。在下一个过零点上，新的定时间隔开始于相反的有效阶段。由控制装置预定义值TW和TP。为了较容易处理，TW和TP被标准化到谐振电路20的谐振频率一半(这是公知的)。这三个操作模式根据TW和TP的特征如下：
低功率：TW＝TW，max；         0＜TP＜1
中等功率：1＜TW＜TW，max；    TP＝1
高功率：0＜TW＜1；            TP＝1。
结果，能够定义标量值TPW，由此在每一种情况下定义值TP和TW。图6显示了TP、TW和TPW之间的非线性关系。
在符号表示法中，图7显示了如何控制电源单元10。谐振电容器两端的电压UC和输出电压Uout被测量、取样并被馈送给控制器30。控制器30把值TPW预定义为校正变量，并且这在驱动器32中首先被变换成值TPW和TP，而且随后被变换成用于开关S1、S2、S3、S4的相应启动。此外，控制器30还处理中间电路电压UZ的取样测量值，以补偿该中间电路电压的任何波动。
可以全部或部分作为软件解决方案实施图7中的功能块控制器30和启动32。优选DSP实施方案。当执行计算时，在高功率模式中，仅仅小于谐振周期的短的时间周期可利用。如果受控系统的谐振频率高并由此谐振周期短，并且这些时间构架条件太短以致不能完成必需的计算，则可以选择这样的一个实施方案，其中仅仅在每隔一个“检测零”结果上执行测量。在可用的时间中，数字化所测量的值并执行计算以确定校正变量TPW。
利用DSP实施的控制结构是数字状态空间控制。图12在控制器图中显示了控制器30的总体结构。但是，在给出有关图12所示的实施方案的更多细节之前，首先将分别描述其各个部分。
图8首先显示了所用的控制器的PI基本结构。处理实际值Uout和UL＝UC-Uout。启动电压Uout应当被控制到期望值Usoll。已处理的实际值Uout、UL乘以控制器系数kout、kL。控制偏差Usoll-Uout乘以控制器系数kI并且在时间上被求和，这对应于离散积分。被延迟一个时间单位的校正变量TPW，reg乘以控制器系数kE。在每一种情况下乘以控制器系数kout、kL、kI、kE的变量用图8所示的符号进行求和，并且以极限函数为条件，以形成校正变量TPW，reg。
然而，图8中的控制器系数kout、kL、kI、kE通常不是恒定的。相反地，它们取决于电源单元10的相应操作点。通过补偿中间电路电压UZ的波动而适当求解的变量UL(如下所述)以及以前计算间隔的控制变量TPW，reg，old被用作操作点的索引变量。
当计算图8所示的控制结构的TPW，reg时，在每一种情况中对应于当前操作点的一组控制器系数kout、kL、kI、kE被用于当前计算中。这些系数之中的每个的相应值被存储在二维查找表中，其中为索引变量UL和TPW，old的多对值，存储kout、kL、kI、kE的相应值。对于一个给定的当前操作点，即UL和TPW，old的实际值，首先从该查找表中确定这些索引变量的下一对，并且然后使用用于相应控制器系数的相关联的存储值。作为选择下一对的替代方案，也有可能以适当方式内插控制器系数的相应值，如果具有足够的计算时间这样做的话。
为了利用索引值UL、TPW，old对的系数kout、kL、kI、kE的相应设置来填充查找表，控制器的完整设计对于每个操作点是需要的。
以下模型可以用来确定控制器参数。Uout和UC为从谐振电流的当前过零点上的相应测量变量中导出的被取样状态。这些变量的动态响应利用以下状态模型来描述：
U L U out k + 1 = A U L U out k + bE ( U L , k T PW , k )
其中，状态变量UL是合成的变量
UL，k＝UC，k-Uout，k.
A和b代表系统矩阵，这些矩阵取决于电源单元10的参数。非线性函数E取决于状态变量UL和控制变量TPW。这利用变换器参数和控制方法来清楚地加以定义。
为了设计控制器，在操作点(UL0，TPW0)中线性化非线性函数。利用两个附加状态来扩展所得到的线性模型。状态∑代表控制偏离之和并用于模型化积分分数(integral fraction)，而状态TPWsys用于模型化计算与新的受控值TPW的接通之间的数字延迟。这导致扩展的系统模型：
U L U out Σ T PWsys k + 1 = A 0 b 0 0 - 1 0 0 1 0 0 0 U L U out Σ T PWsys k + 0 0 0 1 T PW + 0 0 1 0 U soll .
状态控制器的参数
T PW = - k L k out k l k e U L U out Σ T PWsys
可以根据极布置(pole placing)方法来确定，即利用本征值设置或极设置的设计(参见例如O.
Figure GSB00000073439600093
，“lineareAbtastsysteme(线性取样系统)”，R.Oldenburg Verlag，1982，7.6节)。假定在先前步骤中，首先预定义系统的预期动态特性，比如上升时间、最大过冲等，并从这些设定值中确定系统矩阵的相应本征值。如果系统的过冲将一起被避免(这是经常的情况)，则这需要没有任何虚部的纯实部的本征值。
对于值UL0，1至UL0，n以及TPW0，1至TPW0，m的所有可能的组合，执行上述的设计。所获得的控制器参数被写入各个表中，这些表由DSP作为操作点的函数进行评价。
但是，在控制器30中不直接使用图8所示的基本PI控制器结构。相反，如图9所示，通过差动部件来扩展该结构。在此情况下，所使用的不是实际值Uout和UL以及反馈校正变量TPW，reg本身的值，而是当前取样值与以前取样值的差值。在图9中，相应的差单位Δ被另外添加到基本结构(图8)上。通过移动求和点后面的时间求和∑，由此再次计算校正变量TPW，reg。相对于图8所示的基本结构，图9所示的差对结构的优点是控制器参数的操作点相关的变化首先在差动域中具有效果。借助于后续的时间求和(离散积分)，因而甚至在改变参数kout、kL、kI、kE的情况中确保校正变量TPW，reg中的连续变化。
图10显示了两个控制器单元34、36。在图10的左侧显示的控制器单元34相当于图9的表示，并用于把输出电压Uout调整到期望值Usoll。
在图10的右侧显示的控制单元36具有与控制器单元34相同的结构。然而，在所示的实例中，控制器参数kL，I、kout，I、kI，I、和kE， I在此情况下并不取决于操作点(在一个可选实施例中，这些参数也可以取决于操作点)。控制偏差是依据谐振电容器两端的电压uC的实际值和用于该电压的固定设置的可准许最大值UC，max来形成的。值UC， max对应于没有由于电路20过载造成的损坏时该电容器两端的电压的值。控制器单元36供应校正变量ΔTPW(仍然在差动域中)，由此启动发生，使得电压UC被调整到可允许最大值UC，max。
两个控制单元34，36经由极限函数进行链接。由左侧控制器单元34供应的校正变量ΔTPW用于(在时间求和之后)启动，只要它不超过由右侧控制单元36预定义的值。在正常操作期间不使用控制单元36。只在太高的值ΔTPW被定义时，控制器单元36才把ATPW限制到仍然达到可允许UC的相应动态确定的最大值。
图11显示了图9的控制器结构的附加扩展。在此情况下，利用附加的控制器系数kZ处理中间电路电压UZ的测量值。在功能块
Figure GSB00000073439600101
中，在每一种情况下，如果UZ对应于Unenn的正常值，则利用等于1的标准化因子进行相乘。
控制器系数kout、kL、kI、kE、kZ依赖于操作点。在图11中，箭头显示了如何利用索引变量TPW，reg，old和UL(被标准化为
Figure GSB00000073439600102
)来定向(orient)查找表。
以上结合图8至图11解释的部件被加到图12所示的完整控制器30。在图12左侧显示的是用于输出电压的控制器40(参见图11)。在右侧，具有用于把校正变量TPW限制到导致可允许电压值UC的值的控制器50(参见图10和相关的解释)。
最后，利用单元32，使用图6所示的关系，从值TPW中导出变量TW和TP。
利用仿真和后续的实际检查，有可能表明，使用所显示的控制器结构，可以在混合模式调制的情况下实现极高的精度控制。

Claims (14)

1.一种电源单元，其中该电源单元以混合模式调制来操作，
该电源单元具有：
开关装置(18)，用于把中间电路电压(UZ)变换成开关电压(UWR)；和
谐振电路(20)，其被馈送开关电压(UWR)并具有用于供应输出电压的变压器(T)；
并且该电源单元具有控制装置(30，32)，用于设置至少一个用于启动开关装置(18)的校正变量(TPW)；
其中控制装置(30，32)用于处理取决于输出电压的至少第一实际值(Uout)的取样值和依据两个取样值来计算第一时间差值(ΔUout)；
其中将第一时间差值(ΔUout)乘以第一控制器系数(kout)，并且将结果用于校正变量(TPW)的计算中；以及
其中第一控制器系数(kout)的值作为该电源单元的操作点的函数而被改变。
2.根据权利要求1所述的电源单元，其中
在校正变量(TPW)的计算期间，处理第二实际值(UL)，该第二实际值取决于流经谐振电路(20)的电流；
其中控制装置用于从第二实际值(UL)的取样值中计算第二时间差值(ΔUL)；
其中第二实际值(UL)被乘以第二控制器系数(kL)；
其中第二控制器系数(kL)的值作为该电源单元(10)的操作点的函数而被改变。
3.根据权利要求1或2之一所述的电源单元，其中
控制装置(30，32)将中间电路电压(UZ)作为第三实际值来处理；
其中所述控制装置用于从第三实际值(UZ)的取样值中计算第三差值(ΔUZ)；
其中实施这样的处理：中间电路电压的第三差值(ΔUZ)被乘以第三控制器系数(kZ)并被加到乘以了各自的控制器系数的其它变量上，以及在时间上对相加的结果求和；
其中第三控制器系数(kZ)作为该电源单元(10)的操作点的函数而被改变。
4.根据权利要求1或2之一所述的电源单元，其中
控制装置(30，32)具有一种结构，其中
将控制偏差、距实际值的第一时间差值和第二时间差值(ΔUout，ΔUL)以及校正变量(TPW)的反馈耦合的时延的差值各自乘以各自的控制器系数(kI，kout，kL，kE)，并且然后进行相加，而且在时间上以离散积分的形式对相加的结果求和；
其中一个、多个或所有的控制器系数(kI，kout，kL，kB)作为该电源单元(10)的操作点的函数而被改变。
5.根据权利要求1或2之一所述的电源单元，其中
从二维表中，提取操作点相关的控制器系数；
其中对于第一索引变量和第二索引变量的多对值，存储各自控制器系数的各自值，
其中第一索引变量取决于校正变量(TPW)，
其中第二索引变量取决于一个或多个已处理的实际值。
6.根据权利要求3的电源单元，其中
从二维表中，提取操作点相关的控制器系数；
其中对于第一索引变量和第二索引变量的多对值，存储各自控制器系数的各自值，
其中第一索引变量取决于校正变量(TPW)，
其中第二索引变量取决于一个或多个已处理的实际值。
7.根据权利要求4的电源单元，其中
从二维表中，提取操作点相关的控制器系数；
其中对于第一索引变量和第二索引变量的多对值，存储各自控制器系数的各自值，
其中第一索引变量取决于校正变量(TPW)，
其中第二索引变量取决于一个或多个已处理的实际值。
8.根据权利要求1或2之一所述的电源单元，其中
校正变量(TPW)是标量，以及
其中根据标量校正变量(TPW)，计算用于启动开关装置(18)以便生成开关电压(UWR)的设置。
9.根据权利要求1或2之一所述的电源单元，其中
在用于低输出功率的第一操作模式中，利用以基本恒定的转换频率而改变的脉宽来启动开关装置(18)，该转换频率比谐振频率至少低一个预定义因数，和
在用于较高输出功率的第二操作模式中，利用在谐振频率的范围内变化的转换频率来启动开关装置(18)。
10.根据权利要求1或2之一所述的电源单元，其中
控制装置(30，32)至少包括第一控制器单元(34)和第二控制器单元(36)；
其中第一控制器单元(34)预定义第一校正变量，以便把至少一个实际值(Uout)调整到期望值(Usoll)，和
第二控制器单元(36)预定义第二校正变量，以便把谐振电路(20)的电变量调整到可允许的最大值，
其中两个校正变量之中较低的校正变量用于启动。
11.根据权利要求1或2之一所述的电源单元，其中
该控制装置被形成为具有中央处理单元的数字控制装置，
其中至少第一实际值(Uout)的测量值被数字化，以及至少一个校正变量(TPW)被计算，以便供应具有定时间隔的开关电压，
其中只有一些定时间隔的测量值被处理。
12.一种X射线装置，具有：
用于供应中间电路电压(UZ)的电源(14，16)；
根据上述权利要求之一所述的电源单元(10)，其利用中间电路电压(UZ)被供应功率；和
X射线管(12)，其被馈送电源单元(10)的输出电压。
13.一种控制电源单元(10)的方法，其中该电源单元以混合模式调制来操作，该电源单元(10)具有用于把中间电路电压(UZ)变换成开关电压(UWR)的开关装置(18)和谐振电路(20)，该谐振电路被馈送开关电压(UWR)并且具有用于供应输出电压的变压器(T)，
其中为了形成用于启动开关装置的校正变量(TPW)：
时间差值(ΔUout)根据第一实际值(Uout)的取样值来计算，并被乘以第一控制器系数(kout)；
其中第一实际值(Uout)取决于输出电压；
其中将时间差值(ΔUout)乘以第一控制器系数(kout)的结果用于校正变量(TPW)的计算中；
其中第一控制器系数(kout)的值作为该电源单元(10)的操作点的函数而被改变。
14.根据权利要求13所述的控制电源单元(10)的方法，进一步包括用于供应输出电压的整流电路。
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