CN100359793C

CN100359793C - 转换器电路

Info

Publication number: CN100359793C
Application number: CNB001090003A
Authority: CN
Inventors: 土山吉朗; 吉冈包晴; 植田光男; 小川正则; 松城英夫
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1999-05-26
Filing date: 2000-05-26
Publication date: 2008-01-02
Anticipated expiration: 2020-05-26
Also published as: JP2010154748A; ITTO20000475A0; JP2001045763A; CN1275831A; IT1320363B1; US6320772B1; ES2174705B1; JP4576483B2; ES2174705A1; MY116811A; JP4513079B2; ITTO20000475A1

Abstract

揭示一种将其电抗器接至交流电源的转换器电路。其中包括接至电抗器的PWM转换器电路，它有两条臂；还包括输入电流检测装置、直流电压检测装置、电压极性检测装置及控制装置。所述控制装置通过测量电压极性检测装置的检测结果的变化周期而判断电源频率，从而根据判断结果、电压极性检测结果、输入电流和输出电压来控制PWM转换器电路。

Description

转换器电路

技术领域

本发明涉及一种将交流电转换成直流电的电路，尤其涉及一种用脉宽调制技术进行控制以减少输入中包含的谐波频率分量的高功率因数转换器电路。

背景技术

通常，具有通过控制电源的谐波失真来提高功率因数这一功能的供电设备，包括一个通过控制将交流输入电流变成正弦波形的升压转换器电路。例如正如日本待审专利公报363(1988)-224698中所描述的那样，在对输入电压进行整流后，就用升压转换器电路控制输入电流，因为电路结构很简单，特别是在单相输入电源中都是如此。这种现有技术的结构如图19所示。就是说，在用整流二极管电路102a、102b、102c和102d对交流电源1整流一次后，就由升压转换器电路(由电抗器106、开关元件103、二极管104和平滑电容器7组成)建立准备供给负载8的直流电源。

在图20的电路中，整流二极管的数量与功率传递元件一样多，在图19电路中为5只，应用升压型PWM转换器后已减少为4只。交流电源1通过电抗器106而输入整流器桥路，该桥路的下臂由开关元件3a、3b和整流二极管2a、2b组成，上臂由高速二极管4a与4b组成。与图19的情况一样，整流桥路的输出端接有平滑电容器7、负载8和用于检测输出电压的电阻9a与9b。此外，设置了电流传感器213以检测输入电流波形，还设置了变压器211以检测输入电压波形。为了像图19那样得到输入电流波形信息|Iac|，设置了二极管桥路251a、251b、251c和251d，将其结果送给控制电路110。同样地，为了像图19那样得到输入电压波形信息|Vac|，设置了二极管桥路212a、212b、212c和212d，并将其结果送给控制电路110。控制电路110的处理结构与图21的结构一样。

然而，在前述的现有技术中，交流电源的输出被整流二极管电路整流一次，之后升压转换器电路就工作了，这样就存在一个问题，即在该电路中，通过主电路电流的元件数量很大，由此造成很大的基本损失。

在后面描述的现有技术中，尽管通过主电路电流的元件数量较少，但是对输入电压波形和输入电流波形的检测却较复杂且规模很大。鉴于这种检测的复杂性，检测耗用的功率并非小得可以不程度。而且还有许多问题，诸如大量的开关元件容易增大噪声等。

在任何一种情况下，就主电路结构而言，在便于得到高功率因数、保持高效率等待解决的一般基本问题方面，或在功率变化时的安全操作方面，还未提出任何办法。

发明内容

考虑到一般转换器电路的这类问题，本发明的目的是提供这样一种转换器电路，它能减少电路中通过主电路电流的元件的数量，且主电路的损失很小，另外附带减少了检测电路的损失，旨在提高效能，并能实现超小型化、减少损失或减少噪声，以简单的结构获得高功率因数。

本发明提供一种转换器电路，包括：连接到交流电源的电抗器；连接到所述电抗器的PWM转换器电路，所述PWM转换器电路具有高速二极管、整流二极管和并联到所述整流二极管的开关元件，所述整流二极管和开关元件与所述高速二极管串联连接；输入电流检测装置，用于检测所述PWM转换器电路的输入电流；直流电压检测装置，用于检测所述PWM转换器电路的输出电压；连接到所述交流电源的电压电平检测装置，所述电压电平检测装置检测输入电压是否处于恒量上；以及控制装置，用于测量所述电压电平检测装置的检测结果的变化周期，以判断电源频率，以及根据电源频率的判断结果、所述电压电平检测装置的检测结果、所述输入电流检测装置检测的输入电流、和所述直流电压检测装置检测的输出电压，控制所述PWM转换器电路，其中，所述控制装置具有根据所述电压电平检测装置的检测结果产生正弦波的正弦波发生装置，并且连续地测量所述电压电平检测装置检测结果的变化周期Tac、所述电压电平检测装置检测结果的上升时间Ton、和所述电压电平检测装置检测结果的下降时间Toff，从而将时间(2·Ton+2·Toff+Tac)/4和(2·Ton+2·Toff+3·Tac)/4设置成交流电源电压的零交叉时间，以便开始产生正弦波。

本发明还提供一种升压型转换器电路，包括：可连接到交流电源或整流交流电源的电路的电抗器；和控制装置，用于通过使转换器输出与开关元件短路而将电流充入所述电抗器，并通过切断所述开关元件将充入所述电抗器的电流通过二极管输出，从而利用来自所述交流电源或者整流所述电源的所述电路的交流电压，产生直流电压。所述控制装置用于(1)计算直流电压的检测值与直流电压的设定值之间的误差，(2)将所述误差的积分运算功能的结果增加到所述误差的比例运算功能的结果，(3)利用两种运算功能的结果之和确定用于控制所述交流电源或者整流所述交流电源的所述电路的交流电流的电流命令值的幅值，以及(4)在误差超出某一值时，固定积分运算功能的结果。

本发明还提供一种升压型转换器电路，包括：连接到交流电源或整流交流电源的电路的电抗器；和控制装置，用于通过使转换器输出与开关元件短路而将电流充入所述电抗器，并通过切断所述开关元件将充入所述电抗器的电流通过二极管输出，从而利用来自所述交流电源或者整流所述电源的所述电路的交流电压，产生直流电压。所述控制装置用于(1)计算直流电压的检测值与直流电压的设定值之间的误差，(2)将误差的积分运算功能的结果增加到误差的比例运算功能的结果，(3)使两种运算功能的结果之和同所述交流电源或者整流所述交流电源的所述电路的电压波形的绝对值的相乘，(4)利用相乘结果来确定用于控制所述交流电源或者整流所述交流电源的所述电路的交流电流的电流命令值，以及(5)在电流命令值超出某一值时，限制该电流命令值。

本发明还提供一种升压型转换器电路，包括：连接到交流电源或整流交流电源的电路的电抗器；和控制装置，用于通过使转换器输出与开关元件短路而将电流充入所述电抗器，并通过切断所述开关元件将充入所述电抗器的电流通过二极管输出，从而利用来自所述交流电源或者整流所述电源的所述电路的交流电压，产生直流电压。在直流电压的检测值高于预定值时，所述控制装置切断所述开关元件。

本发明还提供一种升压型转换器电路，包括：连接到交流电源或整流交流电源的电路的电抗器；和控制装置，用于通过使转换器输出与开关元件短路而将电流充入所述电抗器，并通过切断所述开关元件将充入所述电抗器的电流通过二极管输出，从而利用来自所述交流电源或者整流所述电源的所述电路的交流电压，产生直流电压。所述控制装置用于(1)计算直流电压的检测值与直流电源的设定值之间的误差，(2)将误差的积分运算功能的结果增加到误差的比例运算功能的结果，(3)使两种运算功能的结果之和同所述交流电源或者整流所述交流电源的所述电路的电压波形的绝对值相乘，(4)利用相乘结果以确定用于控制所述交流电源或者整流所述交流电源的所述电路的交流电流的电流命令值，(5)检测交流电流的绝对值，以得到交流电流的绝对值与电流命令值之间的交流误差，以及(6)相对于交流误差，执行在低频处具有积分特性的比例积分型特性的运算，或在低频处具有积分特性和在高频处具有平坦特性的比例积分型特性的运算，从而得到所述开关元件的占空比。

本发明还提供一种升压型转换器电路，包括：连接到交流电源或整流交流电源的电路的电抗器；和控制装置，用于通过使转换器输出与开关元件短路而将电流充入所述电抗器，并通过切断所述开关元件将充入所述电抗器的电流通过二极管输出，从而利用来自所述交流电源或者整流所述电源的所述电路的交流电压，产生直流电压。所述控制装置用于(1)计算直流电压的检测值与直流电压的设定值之间的误差，(2)将误差的积分运算功能的结果增加到误差的比例运算功能的结果，(3)使两种运算功能的结果之和同所述交流电源或者整流所述交流电源的所述电路的电压波形的绝对值之间的相乘结果，(4)利用相乘结果，以确定用于控制所述交流电源或者整流所述交流电源的所述电路的交流电流的电流命令值，(5)检测交流电流的绝对值，以得到交流电流的绝对值与电流命令值之间的交流误差，以及(6)相对于误差，执行在低频处具有积分特性的比例积分型特性的运算，或在低频处具有积分特性和在高频处具有移动平均特性的比例积分型特性的运算，从而得到所述开关元件的占空比。

根据本发明，配置一个单相PWM转换器电路，从而采用两类整流二极管(具有快速恢复功能的低正压降与高速二极管)以及开关元件来控制脉宽调制，以下述方式对应于本发明的每一方面：

(1)为了使检测电路超小型化，这将对应于多个电源频率，例如在结构中将输入交流电压利用电阻元件对一个光电耦合器的原边短路，而将光电耦合器副边的电压输入控制电路，从而由光电耦合器副边电压的反向周期计算出该输入交流电压的频率Fac或周期Tac以确定输入频率。

(2)为了减少源自检测电路的损失，利用根据光电耦合器副边的接通时间Ron与关闭时间Toff算出的周期Tac，将时间(2·Ton+2·Toff+Tac)/4和(2·Ton+2·Toff+3·Tac)/4置成交流输入电压的零交叉时间。

(3)为了相对电源变动能稳定地工作，利用从光电耦合器副边的接通时间与关闭时间算出的周期，预测下一次接通时间与关闭时间，从而根据实测的下一次接通与关闭时间之差的极性，最后修正后继接通与关闭时间的预测时间。

(4)为了简化控制电路的结构，通过计算各次时间进行时间测量，其周期变为脉宽调制控制周期。

(5)为了实现高功率因数，控制装置在每个周期输入光电耦合器副边的输出信息，以便连续几次确认接通与关闭状态，之后，按上棕方法算出峰值时间与零交叉时，其中，“n-1”输入处理所需的时间继续到算出上述时间之前。

(6)(19)(20)为了减少主电路损失，控制装置产生一个正弦波，它在每次测量的零交叉时间通过零点，以便将脉宽调制的输入电流控制成与产生的正弦波为同一形状，并且调节直流输出电压的设定值，使脉宽控制调制控制的最小能率值在产生的正弦波峰值附近基本上变成恒定值。

(7)为了降低噪声，将一对共享一个芯子的电抗器接到双端单相PWM转换器的输入端，该转换器的每个输入通过每个电抗器。

(8)为了减少检测电路的损失，配置了一个变流器，其原边的电源输入线用于交流电源输入线，并将变换器副边的输出输入给控制电路，让控制电路工作时对变流器副边输出的频率特性进行补偿。

根据本发明的权项9～13提供的结构，主电路包括电抗器、开关元件和高速二极管，通过控制脉宽调制改进单相交流电源输入电流的功率因数，并且还控制了输入电流电压，它对应于下述本发明的每一方面：

(9)对输出直流电压与其设定值之间的误差，同时提供了误差的积分运算功能和误差的比例运算功能，以在结构中用这两种运算功能的输出之和确定输入电流指令，并且在误差变得大于某一值的情况下，积分运算功能将其输出固定到该值的当前值。

(10)在基于电压误差信息的电流指令运算值超过预定值时，就以该预定值进行控制。

(11)在输出电压高于预定宽度或输出电压设定值时，开关元件被迫关闭。

(12)基于电流误差信息对稳定控制所作的控制操作，其特征是在低频范围内具有PI型的积分特性，而在高频范围内具有平坦的或移动平均的特性。

(13)通过将根据下述运算公式的dff值加到脉宽调制指令信息，得到脉宽调制指令信息，而所述脉宽调制指令信息是根据实际交流电流与指令电流之间的电流误差信息、电抗器值L、目标电流值I*、输入电压值Vac和输出电流电压设定值Vdc对稳定控制执行补偿操作而得到的；

dff＝(Vdc*-|Vac|)/Vdc*+L·(|Iac|*-|Iac|*old)/Vdc*其中“|Iac|*old”是以前一个测量单元的电流指令值。

附图说明

图1(a)与1(b)是表示本发明第一实施例的转换器电路的配置图；

图2是第一实施例控制电路的处理方框图；

图3是表示图2中正弦波发生装置工作的波形图；

图4是表示图2中正弦波发生装置工作的波形图；

图5是表示图2中正弦波发生装置工作的波形图；

图6是表示图2中正弦波发生装置工作的波形图；

图7是表示第一实施例中直流电压设定值调节工作原理的波形图；

图8是表示直流电压设定值调节处理的流程图；

图9是表示第一实施例中电抗器结构的透视图；

图10是表示第一实施例中变流器信息处理的处理方框图；

图11是本发明第二转换器电路中控制电路的处理方框图；

图12是表示第二实施例中电压控制系统的补偿滤波器处理的处理方框图；

图13是表示第二实施例中电流控制系统的补偿滤波器处理的处理方框图；

图14是图13的频率特性图；

图15是现有技术电流控制系统的补偿滤波器的电路图；

图16是现有技术电流控制系统中补偿滤波器的频率特性图；

图17是一处理方框图，表示第二实施例中电流控制系统的补偿滤波器处理的另一例结构；

图18是图17的频率特性图；

图19是表示现有技术转换器电路的结构图；

图20是表示现有技术低损失转换器电路的结构图；

图21是现有技术控制电路的处理图；及

图22是表示本发明第三实施例的转换器电路的结构图。

标号说明：1交流电源，2a，2b整流二极管，3a，3b开关元件，4a，4b高速二极管，6电抗器，10控制电路，11光电耦合器，13变流器36正弦波发生装置，40波形均一装置，41判断装置，1140馈电正向操作部件，1141判断部件，1145限制装置，1301积分器，1302移动平均装置

具体实施方式

下面根据表示实施例的附图描述本发明。

(第一实施例)

图1是表示本发明第一实施例的转换器电路的结构图。图1中，交流电源1的输出通过扼流圈6被输入桥路，桥路的下臂由整流二极管2a、2b和开关元件3a、3b组成，其上臂由高速二极管4a、4b组成。该桥路的输出端接有输出电压检测电路，包括平滑电容器7、负载8和电阻9a、9b。同时对交流电源1接有电压极性检测电路，包括变流器13、电阻12和光电耦合器11。与光电耦合器11的原边并联的二极管15用于保护光电耦合器11。变流器13通过电平移动装置14将检测信息输入控制电路10，而电压极性检测电路则从光电耦合器11的副边输入。根据输入电流信息(Iac)’、电压极性信息PCout和直流电压Vdc，控制电路10计算开关元件3a与3b的合理的脉宽调制输出PWMout并把它输出给各个开关元件的驱动控制电路5a与5b。

这里，转换器电路的桥路部分不限于图1(a)所示的那一种，它可以是由两条臂构成的PWM转换器电路，其中一个臂包括两对连接至所述电抗器6由高速二极管4a、4b和开关元件3a、3b组成的并联电路，另一条臂包括两对连接到所述交流电源1的另一端的整流二极管2a与2b，如图1(b)所示。

下面用图2说明控制电路10的情况。将光电耦合器11的输出PCout输入图1中的正弦波发生装置36，将再现的正弦波绝对值输入乘法器31。下面描述正弦波发生装置36的工作原理。另一方面，在加减法器37中，把通过将直流电压设定值调节值ΔVdc*加到直流电压输出的设定值Vdc*与实际直流电压Vdc之差值中得到的电压误差信号Verr，输入补偿滤波器32。在补偿滤波器32中，执行补偿操作以稳定地操作直流电压控制系统。下面说明补偿操作的内容。把补偿滤波器32的结果送到乘法器31与正弦波绝对值相乘，相乘结果变为输入电流指令值|Iac|*，将它在加减法器38与输入电流等效值|Iac|作比较，得到输入电流误差信号|Iac|err。

通过电流检测装置13和电平移动电路14并经由波形等效电路40与反射装置39得到输入电流等效值|Iac|。处理进行到下述得到输入电流等效值时的那一点。将输入电流误差信号|Iac|err送到补偿滤波器33作补偿操作，以便稳定地操作输入电流控制系统。将补偿滤波器33的结果送到比较器34与振荡器35的输出作比较，得到脉宽调制信号PWMout。将此信号送到图1中开关元件的驱动控制电路5a与5b以驱动开关元件3a与3b。将补偿滤波器33的输出送到判断装置41，将后者的结果输入加减法器37作为直流电压设定调节值ΔVdc*。下面说明判断装置41的内容。

所有这些操作都与振荡器35的输出同步地进行，以致时序管理很容易。开关元件3a与3b将振荡器35的频率变为开关频率，所以采用了约20KHz或更高的频率值，从而在电抗器6处无法检测出电流波动造成的电磁噪声。

图3～6是波形图，表示图2中正弦波发生装置36的工作情况。图3的波形图表示输入电源电压Vac与光电耦合器输出PCout之间的关系。在输入电源电压超过预定值时，光电耦合器11接通，因而PCout转换到高电平。在图3中很清楚，高电平与低电平不一定是同一的。为了使高电平与低电平均一化，必须通过减小电阻12来增大光电耦合器11原边上的电流。然而，实际上这样就增大了功耗，与减少主电路损失的目的相违背。将高电平与低电平不相符的光电耦合器输出输入控制电路10，测出PCout信号的上升时间ton(1)、ton(2)……和下降时间toff(1)、toff(2)……。在控制电路中，例如找出上升时间之间的间隔，这些间隔形成了输入电源的周期tac。就是说，可以找到输入电源的频率。由于电源频率通常是50Hz或60Hz，所以该周期变为20ms或16.7ms，根据开关频率的50μs周期，该周期约为400或333计数，即使在测量误差等影响下，也变得容易鉴别了。

以这种方法得到的电源频率值计算出每一开关周期电源相位前行了有多远。即，在50Hz情况下，每一开头周期可以前行360/400度，而在60Hz情况下，可前行360/333度。此外，例如在用电机驱动诸如一个具有脉冲转矩的负载时，这可以用来避开电机转数与电源频率间的干扰点。

图4表示根据与图3一样的波形图算出电源电压零交叉时间的方法。由图4可见，在PCout的上升时间ton(1)与下降时间foff(1)之间的中间时间tp变成电源电压的峰值时间。相应地，从峰值时间tp延迟90度的时间(tac/4)就是下降的零交叉时间，而从峰值时间tp延迟270度的时间(3 tac/4)则是上升的零交叉时间。利用这些零交叉时间可从正弦波表中读出零的时序。

图5是表明稳定操作处理方法的定时波形图，表示即使在输入电源状态不稳定的情况下，仍会出现即时功率故障等情况。假设电源在ton(1)和toff(1)之前是正常的。根据这一时间和电源周期tac，预测下一个PCout的变动时间t’on(2)与t’off(2)。如图5所示，在PCout不变的情况下，如实采纳预测值。此外，预测随后的变化时间t’on(3)与t’off(3)。在无法检测PCout变化的情况下，作同样处理。在检测出PCout变化的情况下，用实际值ton(3)与toff(3)作修正处理。作修正处理的理由是在变化的定时不正常时可以认为是图5中的ton(3)。对于修正处理，在实际值ton(3)从预测值t’on(3)延迟的情况下，就应用将预测值与foff(3)作修正处理。作修正处理的理由是在变化的定时不正常时可以认为是图5中的ton(3)。对于修正处理，在实际值tou(3)从预测值t′on(3)延迟的情况下，就应用将预测值t′on(3)延迟一个测量单位得到的值。这样，对于仅仅一次滑动，几乎无影响。当输入电源的相位在一定影响下发生扰动时，也会碰到这种情况。

图6表示控制电路10在读入PCout输出时防止受到任何干扰(如噪声)情况下的处理方法。一般情况下，控制电路10由微计算机构成，通过在通过终端读出时的多次读入，不会因噪声而犯错。图6表示通过三次连续读入作确认的识别结果。由于连续读入确认，该识别结果的定时与实际定时有一延迟。然而，当识别结果前行两个单位时，可使其时间延迟与实际信号PCout保持在一个测量单元之内。当前其用一般形式表示时，对于多个读入次数“n”，前行“n-1”个测量单位。

图7和8表示图2中判断装置41寻找直流电压设定调节值ΔVdc的过程。图7表示在稳定状态的电压波形|Vac|、电流波形|Iac|与PWMout的能率之间的关系。PWMout的能率在电压为零附近呈现在出接近100％的值。在输入电压峰值Vp中，PWMout的能度成最小值dmin。当不考虑输入电压变化的影响时，dmin值表示为“(Vdc/Vp)-1”。而且由于是一种升压转换器，所以“Vdc＞Vp”是必然的条件。例如，在“Vp＞Vdc”r ngukgh，dmin变为0。此时，转换器处于无法控制输入电流波形的状态。另一方面，当PWM接通时，正是开关元件3a与3b把电流贮存在电抗器6里的期限，所以该期限越长，损失就更大。因此，最好尽量减低Vdc。然而，输入交流电源电压接收了因供电条件等造成的变化，Vp则以同样方式发生变化，因此通常要考虑Vp的最大值来设置Vdc。然而，在电源电压正常的情况下，Vdc置于高值，降低了效率。在图1的整个电路图中，来包括用于检测交流侧上电源电压的电路。

图8的流程图表示直流电压设定调节值ΔVdc*的运算步骤，用于合理地调节最佳直流电压设定值Vdc*。假设脉宽市制能率的最小值dmin存在于控制电路10里面。对于输入电源的一个周期期限，这一处理的执行一次。在判断装置81中，判断dmin是否小于预定值Δd。在“dmin＜Δd”的情况下，进行到过程82，反之，进行到过程83。在过程82中，略微增大直流电压设定调节值ΔVdc*，而在过程83中，略微减少直流电压设定调节值ΔVdc*，从而完成一次调节任务。通过这样处理，可得到经调节的Vdc值，实际上电路中的损失最小，因为在Vdc未大得足以使Vp具有过小的能率最小值dmin的情况下，作了增大Vdc的处理。

图9示出了图1中电抗器6的结构。由图9可清楚地看到，线圈以同样的绕组数绕在公共铁芯96上，从而电流产生的磁场指同一方向。在图9中，画出的绕组数很少，以便于观察绕组方向。在交流电源输入的两边插入电抗器，将开关元件3a与3b的开关引起的电压变动在两边与交流电源1分开，以减少噪声。

图10示出了有关图1中变流器13的输入处理部分的方框图和有关的频率特性图。在变流器13从交流电源1的输出端检测电流。变流器13是带输出端的无源元件，零电压处于中心，电压被转换成可由电平移动电路14中控制电路10处理的电压范围。变流器13的输出具有灵敏度在低频区降低的特征，如特性(A)所示。因此，通过具有特性(B)的波形均一电路40，可得到频率特性与实际电流波形一样的波形。此外，将波形均一电路40的输出输入反射电路39而转换成输入电流绝对值。波形均一电路40和反射电路39很容易用控制电路10的软件构成，因此容易用变流器13进行控制而没有更大的功耗。

(第二实施例)

图11是方框电路图，表示本发明第二实施例的控制电路结构。可将本发明第二实施例的主电路结构做成与图1的结构一样，或适用于图19或20的结构。图11中，将直流输出电压值Vdc在加减电路37中与输出直流电压设定值Vdc*作比较，以得到直流电压误差Verr。将此信息送到补偿滤波器1132和判断装置1141。利用该直流电压误差信息Verr，补偿滤波器1132稳定直流电压控制系统的工作，判断装置1141控制补偿滤波器1132的工作，下面说明其工作情况。把补偿滤波器1132的输出与反射的正弦波形一起送到乘法器31而得到相乘的结果，该结果被送到限制装置1145，在加上限制后，将其转换成输入电流指令|Iac|*。下面说明加限制的理由。反射的正弦波形，在衅1和2情况下对应于正弦波发生装置36的输出，在图19的情况下对于电阻11a与111b的分压结果，而在图20的情况下对应于桥路212a、212b、212c和212d对变压器211输出的整流结果。

在加减电路38中，将输入电流指令|Iac|*与输入电流对加减电路38反射的波形|Iac|作比较，从而得到输入电流误差信息|Iac|err并将其送到补偿滤波器1133。将输入电流指令|Iac|*送到正馈操作装置1140，用于以直流输出设定值Vdc*操作脉宽调制输出值PWMout的正馈值，以改进控制特性。下面说明正馈操作装置1140的内容。在补偿滤波器1133中，进行补偿操作，稳定输入电流控制系统的操作，将其结果送到加减电路1142而加到正馈操作装置1140的结果里。将相加结果送到比较器34与振荡器35的输出作比较而得到脉宽调制输出PWMout。诸如补偿滤波器处理、限制装置、加减装置和正馈操作处理等的处理，是与振荡器35的输出信号的周期同步执行的。

图12是图11中电压误差信息Verr的补偿滤波器1132和判断装置1141的详细方框图。将电压误差Verr输入判断装置1141和低通滤波器1203。低通滤波器1203用于消除电压误差信息Verr中包含的电源频率分量，其输出送到开关装置1201和加法装置1207。在电压误差信息Verr为大于某一值的值时，判断装置1141进行控制而关闭开关装置1201。开关装置1201的输出被送给加法装置1206。在加法装置1206中，连续地加上延迟装置上一次测量信息的一个单位，即延迟装置1205和加法装置1206组成一个积分器。将加法装置的结果通过乘法装置1204，在此乘上一个常数后送给加法装置1207。在加法装置1207中，低通滤波器1203的输出，即在积分器之前的信息与该积分器的输出信息相加。就是说，实现了“比例”+“积分”的处理。将加法装置1207的输出通过乘法装置1208，在此乘上一常数后送给图11中的乘法器31。

现在说明图12的工作原理。在预先假定保持电源的功率因数的条件下，直流输出电压的控制系统只能跟踪电源频率中足够低的频率分量。就是说，不能加快控制系统的响应速度。另一方面，为了消除恒定偏差，必须加一积分器。然而，要加插积分器，就变成一个相位延迟因素，这与安全性有冲突，所以对于控制系统整体的时间常数而言，这一时间常数只能足够长。就是说，要求把积分器的时间常置成板长的值。结果，在诸如在起动时刻从恒定状态移动积分器的积分结果的情况下，在某些情况中，对于相应于积分器时间常数的时间而言，用于减少恒定偏差而加插的积分型补偿元件可能不是正常地作出响应，导致过电流流动，或输出过电压，从而损坏电路。在图12的结构中，在诸如起动时电压误差很大的情况下，关闭对积分器的输入，维持原来得到的结果(初始状态为零)。因此，从不通过积分器的部件得到加法装置1207的输出，从而可避免积分器时间常数产生的影响。尽管在电压误差信息片于范围内时会产生恒定偏差，但是开关装置1201关闭以操作积分器，从而开始消除恒定偏差的操作。

接下来描述图11中限制装置1145的工作原理。当电源电压发生变动，尤其当电源电压降低时，限制装置1145可用于安全操作。在处于同一电流指令的情况下，当电源电压降低时，直流输出电压也跟着降低。结果，实施反馈控制，使电流指令变为更大的值。然而，在电源电压降的时刻，为了得到同样的直流输出电压，就需要一个板大的过电流指令。在用这一指令确切地指定的电流流动的情况下，实际的电路就遭损坏。为了避免这种情况，设置了限制装置1145，通过将限制值设置成不造成电路损坏的某个值就能实现这一目的。

相反地，当电源电压突然升高时，直流输出电压也会升高。在该值超过一预定值的情况下，可通过关闭开关元件来实施。实施时，可由图11中的判断装置1141向比较装置34给出一个被迫关闭指令。

下面描述图11中电流控制系统的补偿滤波器1133的工作原理。电流控制系统表现出一种积分系统的响应特性，当脉宽调制的能率提高时，电流从当前状态增大。对于这样一种控制系统，应用模拟运算电路的补偿元件具有图15所示的结构。图15中，采用了运算放大器，电阻R2电容器C1串联在一起，电容器C2并联到反馈回路，并将电阻R1插在输入部分中。图16示出图15电路的频率特性。如图16所示，从上方的图中可看出，幅值特性在低频增益中增高，在中间范围呈现平坦，而在高频时衰减。这里的ω1＝1/(C1·R2)，ω2＝1/(C2·R1)。另一方面，从下图可看出，相位特性在低频内延迟90度，在中间范围接近零，在高频内又变成延迟90度，在中间范围接近零，在高频内又变成延迟90度，在中间范围接近零，在高频内又变成延迟90度。因此，为保证稳定度，可将控制系统在相位延迟最小的部分中的回路增益设置为1。提高低频范围内的增益，具有改进控制系统恒定特性的作用，因为降低高频范围内的增益具有防止因噪声等造成故障的作用。然而，在根据时间单位操作的控制电路诸如上述的微计算机内，就难以用这样的补偿滤波器稳定操作了。因为在按时间单位操作的情况下，要求有操作时间，直到对检测的信息输出控制操作结果，而且在下一个时间单位之前，并不把检测的信息或操作结果用作最新的信息。

图13和14示出一种在这种情况中合适的补偿滤波器及其特性。图13示出根据Z转换表示法实施的补偿滤波器。方块1301是时间常数Ki的积分处理操作，方块1302是移动平均滤波器处理操作。这两种处理操作的结果在加法装置1303中相加，完成补偿滤波器操作处理。图14示出图13处理结果的频率特性，上面示出传递特性的幅值特性，下面示出相位特性。幅值特性在低于ω1＝1/Ki的频率升高，当接近单位频率(1/Ts)(Nyquist频率)一半的频率时，显著地衰减。相位特性在低频时延迟90度，在中间范围恢复延迟，当接近Nyquist频率时开始剧烈地延迟。因此，在最容易恢复相位的频率(ωa)中将回路增益置成1时，可以确保完全的稳定度。与图16的频率特性相比，这些在ωa的频率特性具有更小的相位延迟，可以防止由于运算时延等造成稳定度干扰。这，当然可以容易地用微计算机的软来实施图13的补偿滤波器处理。

图17和18示出图13和14的简化结构的例子。图17示出以图13同样的方法实施按照Z转换的补偿滤波器，方块1301和加法装置1303与图13中的相同。在图17中，用图13中的移动平均滤波处1302代替方块1702。方块1702的处理相同，表示移动平均处理的省略，因而简化了运算处理。图18示出图17处理结果的频率特性，上面示出了传递特性的幅值特性，下面示出传递特性的相位特性，在低于ω1的频率范围内，这两个特性与图14的特性相同。若不用移动平均处理，则在Nyquist频率处，幅值特性中就没有下降，而相位延迟中也没有上升。根据假设的条件，即对每一时间单位进行处理，整个系统的特性在Nyquist频率附近的幅值特性大大下降，因此能完全避免噪声等引起的mole函数。

接下来说明图11中正馈元件1140的工作内容。在正馈操作元件1140中，应用直流电压设定值Vdc*、输入电流指令|Iac|*、输入电压|Vac|和电抗器值L作下述操作：

dff＝(Vdc*-|Vac|)/Vdc*+L·(|Iac|*-|Iac|*old)/Vdc*

其中“|Iac|*old”是一个单位测量前的电流指令值。这一公式中的第一项是升压转换器的能率计算公式，第二项是电流变动必需的能度计算公式。因此，通过执行这一操作，可以预测输入电流波形控制必需的能率，从而能减轻通过反馈改进特性的负担。

在本发明第一实施例中，输入电压|Vac|是假设的波形，而且存在电源电压变动或部件的不均匀性，所以可以实际使用通过将小于1的值乘上上述“dff”的计算值而得到的值。

作为一种简化这些预测值运算的方法，也可以按下述公式使用“off”：

dff′＝(Vdc*-|Vac|)/Vdc*

作为一种具有同样效果的方法，还可用实际的直流电压Vdc代替上述的直流电压设定值Vdc*，或用实际的输入电流值|Iac|代替输入电流指令|Iac|*。

如上所述，根据本发明的第一和第二实施例，得到如下述的效果：

(1)检测输入电压信息的部分的结构可变得紧凑，且能容易地识别电源频率。

(2)能以低损失检测输入电压信息。

(3)可以针对输入电源变动稳定操作。

(4)脉宽调制输出的标准时间与控制处理的时间单位可以相同，使控制电路结构变得简单。

(5)能抵消噪声对输入电压信息检测电路的影响。

(6)可以提供直流输出电压，使主电路损失变得最小。

(7)能减小开关造成的噪声。

(8)可以利用无需电路电源的变流器，从而能减少检测电路损失。

(9)可实施积分运算而消除输出电压的恒定偏差。

(10)在输入电源电压降低时可避免过电流状态，以提高可靠性。

(11)在输入电源电压升高时可避免过电压状态，以提高可靠性。

(12)可避免操作时延等影响，改善功率因数。

(13)可根据输入电压和设定值发现预测的能率，从而减轻反馈控制的负担以改善功率因数。

在上述诸实施例中，虽然把主电路结构描述成图1(同图20)或图19中的结构，但是对一条臂提供了开关元件3a与3b及高速二极管4a与4b，并对另一条臂提供了整流二极管2a与2b，从而根据极性判断装置111的极性，在电抗器106一侧上的电压较高时，用图22所示的控制电路1110对下侧的开关元件36作PWM控制，反之，当电抗器106一侧上的电压较低时，则对上侧的开关元件3a作PWM控制，以实施同样的操作。

在上述诸实施例中，虽然电压极性检测装置在结构中应用了光电耦合器，但是本发明并不限于这种方法，只要能检测出电压极性，可以采用其它方法。

从上述描述可以看出，本发明提供的电路具有如下优点，即减少了通过主电路电流的元件的数量，减少了电路损失，提高了效率，并且实现了超小型，用简单的结构减小了检测电路的损失与噪声，可得到高的功率因数。

Claims

1.一种转换器电路，其特征在于包括：

连接到交流电源的电抗器；

连接到所述电抗器的PWM转换器电路，所述PWM转换器电路具有高速二极管、整流二极管和并联到所述整流二极管的开关元件，所述整流二极管和开关元件与所述高速二极管串联连接，

输入电流检测装置，用于检测所述PWM转换器电路的输入电流；

直流电压检测装置，用于检测所述PWM转换器电路的输出电压；

连接到所述交流电源的电压电平检测装置，所述电压电平检测装置检测输入电压是否处于恒量上；以及

控制装置，用于测量所述电压电平检测装置的检测结果的变化周期，以判断电源频率，以及根据电源频率的判断结果、所述电压电平检测装置的检测结果、所述输入电流检测装置检测的输入电流、和所述直流电压检测装置检测的输出电压，控制所述PWM转换器电路，

其中，所述控制装置具有根据所述电压电平检测装置的检测结果产生正弦波的正弦波发生装置，并且连续地测量所述电压电平检测装置检测结果的变化周期Tac、所述电压电平检测装置检测结果的上升时间Ton、和所述电压电平检测装置检测结果的下降时间Toff，从而将时间(2·Ton+2·Toff+Tac)/4和(2·Ton+2·Toff+3·Tac)/4设置成交流电源电压的零交叉时间，以便开始产生正弦波。

2.如权利要求1所述的转换器电路，其特征在于，

所述电压电平检测装置有一个连接到所述交流电源的光电耦合器，以及

检测结果是所述光电耦合器副边上的电压。

3.如权利要求1所述的转换器电路，其特征在于，所述控制装置用Tac预测下一次Ton与Toff，在未检测出Ton或Toff的情况下，使用预测值，而在检测出Ton或Toff的情况下，则用检测值修正预测结果。

4.如权利要求1或3所述的转换器电路，其特征在于，对所述PWM转换器电路的每个PWM控制周期，都要连续测量并运算所述电压电平检测装置检测结果的变化周期Tac、所述电压电平检测装置检测结果的上升时间Ton和所述电压电平检测装置检测结果的下降时间Toff。

5.如权利要求1所述的转换器电路，其特征在于，所述控制装置对每个PWM控制周期，检测所述电压电平检测装置的检测结果连续n次处于高电平，以确定上升时间Ton在对应于(n-1)次所述PWM控制周期的时间之前；以及对每个PWM控制周期，检测所述电压电平检测装置的检测结果连续n次处于低电平，以确定下降时间Toff在对应于(n-1)次所述PWM控制周期的时间之前。

6.如权利要求1所述的转换器电路，其特征在于，通过将所述正弦波用作输入电流波形的标准波形，将预定输出直流电压设定值与所述检测输出电压之间的误差乘上所述正弦波的幅值从而用该结果作为输入电流波形的设定值，并且运算输入电流波形的设定值与所述输入电流检测装置检测的输入电流之间的误差，所述控制装置对所述PWM转换器电路作PWM控制，此外，通过调节直流输出电压的设定值，使所述PWM转换器电路的PWM控制占空比处于恒定的范围内。

7.如权利要求1所述的转换器电路，其特征在于：

所述输入电流检测装置的变流器用所述交流电源的一条引线作为原边；及

所述控制装置用一个通过让所述变流器的副边输出通过频率特性校正装置和绝对值转换装置而得到的值作为检测输入电流(|Iac|)，并且用输入电压波形绝对值或所述正弦波发生结果的绝对值与基于所述输出电压误差的值之间的相乘结果作为输入电流设定值(|Iac|*)。

8.如权利要求3所述的转换器电路，其特征在于，所述控制装置对每个PWM控制周期，检测所述电压电平检测装置的检测结果连续n次处于高电平，以确定上升时间Ton早于对应(n-1)次所述PWM控制周期的时间；以及对每个PWM控制周期，检测所述电压电平检测装置的检测结果连续n次处于低电平，以确定下降时间Toff早于对应(n-1)次所述PWM控制周期的时间。

9.如权利要求4所述的转换器电路，其特征在于，所述控制装置对每个PWM控制周期，检测所述电压电平检测装置的检测结果连续n次处于高电平，以确定上升时间Ton早于对应(n-1)次所述PWM控制周期的时间；以及对每个PWM控制周期，检测所述电压电平检测装置的检测结果连续n次处于低电平，以确定下降时间Toff早于对应(n-1)次所述PWM控制周期的时间。