ITTO20000475A1 - Circuito convertitore. - Google Patents

Description

Descrizione dell'invenzione industriale dal titolo:

"Circuito convertitore".

Campo dell'invenzione

La presente invenzione riguarda un circuito che converte potenza AC (corrente alternata) in potenza DC (corrente continua) , in particolare, un circuito convertitore con un elevato fattore di potenza che esercita il controllo allo scopo di ridurre le componenti di frequenza armoniche incluse nella corrente di ingresso utilizzando una tecnologia di modulazione d'ampiezza degli impulsi.

Tecnica nota

Tradizionalmente, un'unità di potenza che ha una funzione di controllo di distorsione delle armoniche dell'alimentazione di potenza allo scopo di migliorare il fattore di potenza comprende un circuito convertitore ad aumento che esercita un controllo tale che la corrente di ingresso AC assume una forma d'onda sinusoidale. Ad esempio, com'è descritto nella pubblicazione di brevetto giapponese non esaminata S63(1988)-224698, dopo il raddrizzamento della tensione di ingresso la tensione di ingresso viene controllata dal circuito convertitore ad aumento poiché la configurazione circuitale è semplice, particolarmente, in un'alimentazione di potenza d'ingresso monofase. Questa tecnica nota ha una configurazione com'è mostrato nella figura 19. Cioè, dopo il raddrizzamento dell'alimentazione di potenza AC 1 una volta con i circuiti a diodi raddrizzatori 102a, 102b, 102c e 102d, viene creata un'alimentazione di potenza DC dal circuito convertitore ad aumento costituito di un reattore 106, un elemento commutatore 103, un diodo 104 ed un condensatore stabilizzatore 7 da alimentare ad un carico 8.

La figura 21 è uno schema a blocchi del circuito di controllo 110 per controllare i circuiti nella figura 19. Nella figura 21 viene ottenuto un errore Verr tra la tensione DC impostata Vdc* in mezzi di confronto 37 e la tensione DC effettiva Vdc ottenuta dalle resistenze 9a e 9b nella figura 19, che passa attraverso un filtro compensatore 32 cosi che l'uscita raddrizzata |vac| ottenuta dalle resistenze 111a e 111b nella figura 19 viene immessa nel moltiplicatore 31 per ottenere l'informazione della corrente impostata |Iac*|. Questa |lac*| viene confrontata con l'informazione della corrente di ingresso effettiva |Iac| rivelata come la tensione tra entrambe le estremità della resistenza 113 nella figura 19 da mezzi di confronto 38, di cui viene ottenuta l'informazione di errore |lac err | da trasmettere al filtro compensatore 133. Nel filtro compensatore 133 il lavoro del filtro viene eseguito per stabilizzare il controllo della forma d'onda della corrente d'ingresso. L'uscita del filtro compensatore 133 viene trasmessa al comparatore per venire confrontata con il segnale di uscita proveniente dall'oscillatore 35 che viene convertito in un segnale di modulazione d'ampiezza degli impulsi PWMout. Il segnale di modulazione d'ampiezza degli impulsi passa attraverso un circuito eccitatore di gate 105 per eccitare e controllare l'elemento commutatore 103 nella figura 19.

La figura 20 mostra un circuito dove il numero di diodi raddrizzatori come elementi di trasferimento di potenza, che è di cinque nel circuito della figura 19, è stato ridotto a quattro utilizzando un convertitore PWM del tipo ad aumento. L'alimentazione di potenza AC 1 passa attraverso il reattore 106 per venire immessa in un circuito a ponte raddrizzatore il cui braccio inferiore è costituito degli elementi di commutazione 3a, 3b e dei diodi raddrizzatori 2a, 2b ed il cui braccio superiore è costituito dei diodi ad alta velocità 4a e 4b. All'uscita del circuito a ponte raddrizzatore, nello stesso modo come nel caso della figura 19, sono collegati un condensatore stabilizzatore 7, un carico 8 e resistenze 9a e 9b per rivelare la tensione di uscita. In aggiunta, è previsto un sensore di corrente 213 allo scopo di rivelare la forma d'onda della corrente d'ingresso ed è previsto un trasformatore 211 allo scopo di rivelare la forma d'onda della tensione di ingresso. Allo scopo di ottenere l'informazione della forma d'onda della corrente d'ingresso [Iac| nello stesso modo come nel caso della figura 19, sono previsti circuiti diodici a ponte 251a, 251b, 251c e 251d il cui risultato viene trasmesso al circuito di controllo 110. Similmente, allo scopo di ottenere l'informazione della forma d'onda della tensione d'ingresso |vac| nello stesso modo come nel caso della figura 19, sono previsti circuiti diodici a ponte 212a, 212b, 212c e 212d il cui risultato viene trasmesso al circuito di controllo 110. La configurazione di elaborazione del circuito di controllo 110 è la stessa come quella della figura 21.

Problemi da risolvere con l'invenzione

Tuttavia, .in precedenza com'è descritto nella tecnica nota, l'uscita dell'alimentazione di potenza AC viene raddrizzata una volta per mezzo di un circuito raddrizzatore a diodi e dopo che il circuito convertitore ad aumento è azionato, pertanto, esiste il problema che il numero di elementi attraverso i quali passa la corrente del circuito principale è grande nel circuito il che causa una grande perdita di base.

In quest'ultimo com'è descritto nella tecnica nota, sebbene il numero di elementi attraverso i quali passa la corrente del circuito principale sia inferiore, la rivelazione della forma d'onda della tensione d'ingresso o la rivelazione della forma d'onda della corrente d'ingresso sono complicate e su vasta scala. Per via di questa complicazione di rivelazione la potenza consumata per la rivelazione non può essere così piccola da non venire presa in considerazione. Inoltre, vi sono numerosi problemi tali che il grande numero di elementi di commutazione rende molto facile aumentare il rumore.

Nell'uno o nell'altro caso, rispetto alla configurazione del circuito principale, non è descritto alcun metodo per ottenere facilmente un alto fattore di potenza, per mantenere l'alta efficacia, che sono problemi di base comuni da risolvere, o per il funzionamento sicuro al momento di una variazione di potenza.

Considerando tali problemi dei tradizionali circuiti convertitori, lo scopo della presente invenzione è quello di realizzare un circuito convertitore che pud ridurre il numero di elementi attraverso i quali passa la corrente del circuito principale nel circuito con piccole perdite nel circuito principale, inoltre per ridurre aggiuntivamente la perdita del circuito sensore e per mirare ad un aumento di efficacia e che pud implementare la miniaturizzazione, ottenere la riduzione delle perdite o la riduzione del rumore per guadagnare un alto fattore di potenza con una configurazione semplice.

Mezzi per risolvere i problemi

Un circuito convertitore PWM monofase è configurato in modo tale che due tipi di diodi, diodi raddrizzatori per una bassa caduta di tensione diretta e diodi ad alta velocità aventi una funzione di ricupero veloce e cosi pure elementi di commutazione siano utilizzati per controllare la modulazione d'ampiezza degli impulsi, in accordo con le rivendicazioni da 1 a 8, 19 e 20 della presente invenzione, che corrispondono a ciascun aspetto dell'invenzione illustrato nel seguito:

(1) Allo scopo di miniaturizzare il circuito rivelatore, che deve corrispondere ad una pluralità di frequenze di alimentazione di potenza, la tensione AC di ingresso viene, ad esempio, cortocircuitata sul lato primario di un fotoaccoppiatore con elementi di resistenza e la tensione del lato secondario del fotoaccoppiatore viene immessa nel circuito di controllo nella configurazione così che la frequenza Fac od il periodo Tac della tensione AC di ingresso vengono calcolati dal periodo inverso della tensione del lato secondarlo del fotoaccoppiatore allo scopo di determinare la frequenza di ingresso.

(2) Allo scopo di ridurre la perdita dal circuito rivelatore, i tempi di (2-.Ton+2-Toff+Tac)/4 e (2-Ton+2-Toff+3-Tac)/4 sono impostati al tempo di tensione zero della tensione di ingresso AC utilizzando il periodo Tac calcolato dal tempo di attivazione Ton e dal tempo di disattivazione Toff del lato secondario del fotoaccoppiatore .

(3) Allo scopo di lavorare stabilmente contro la variazione dell'alimentazione di potenza, il periodo calcolato dal tempo di attivazione e dal tempo di disattivazione del 'lato secondario del fotoaccoppiatore viene utilizzato per predire il successivo tempo di attivazione e tempo di disattivazione in modo da modificare infine il tempo di predizione del successivo tempo di attivazione e tempo di disattivazione sulla base della polarità della differenza tra il successivo tempo di attivazione e tempo di disattivazione che sono effettivamente rivelati.

(4) Per semplificare la configurazione del circuito di controllo, la misurazione del tempo attraverso il calcolo dei tempi rispettivi viene condotta con un periodo'che diventa il periodo di controllo di modulazione d'ampiezza degli impulsi.

(5) Per implementare il fattore di alta potenza, i mezzi di controllo immettono l'informazione di uscita del lato secondario del fotoaccoppiatore per ciascun periodo in modo da confermare la condizione di attivazione o la condizione di disattivazione continuamente per n volte e, dopo di ciò, il tempo di picco ed il tempo di tensione zero vengono calcolati com'è descritto in precedenza tra cui il tempo richiesto per l'elaborazione "n-1" procede alla fronte per calcolare il tempo precedentemente descritto.

(6) (19) (20) Per ridurre la perdita del circuito principale, i mezzi di controllo generano un'onda sinusoidale che attraversa il punto zero al tempo di tensione zero per ciascuna misurazione temporale in modo da controllare la modulazione d'ampiezza degli impulsi della corrente di ingresso così che abbia la stessa forma come l'onda sinusoidale generata, ed il valore impostato della tensione di uscita DC viene regolato in modo tale che il valore minimo della prestazione funzionale del controllo di modulazione d'ampiezza degli impulsi diventi sostanzialmente un valore costante in prossimità del picco dell'onda sinusoidale generata.

(7) Per ridurre il rumore, una coppia di reattori che condividono un nucleo sono collegati agli ingressi di due terminali di un convertitore PWM monofase, ciascun ingresso del quale passa attraverso ciascuno di reattori. (8) Per ridurre la perdita del circuito rivelatore, un trasformatore di corrente è configurato con un conduttore di ingresso dell'alimentazione di potenza del lato primario per il conduttore di ingresso dell'alimentazione di potenza AC, e l'uscita del lato secondario del trasformatore di corrente è immessa nel circuito di controllo così che il circuito di controllo lavora per compensare le caratterietiche di frequenza dell'uscita sul lato secondario del trasformatore di corrente.

E' prevista una configurazione che ha un circuito principale comprendente reattori, elementi di commutazione e diodi ad alta velocità e che controlla la modulazione d'ampiezza degli impulsi per migliorare il fattore di potenza della corrente di alimentazione di potenza di ingresso AC monofase e che controlla inoltre la tensione DC di uscita, secondo le rivendicazioni da 9 a 13 della presente Invenzione, che corrispondono a ciascun aspetto dell'invenzione nel seguito:

(9) Una funzione operazionale di integrazione dell'errore ed una funzione operazionale di proporzione dell'errore sono previste in parallelo per l'errore tra la tensione DC di uscita ed il suo valore impostato in modo da determinare il comando di corrente d'ingresso con la somma delle uscite dalle due funzioni operazionali nella configurazione e la funzione operazionale di integrazione fissa l'uscita della funzione operazionale di integrazione al valore attuale nel caso in cui l'errore diventi superiore ad un certo valore.

(10) Nel caso in cui il valore operazionale del comando di corrente basato sull'informazione di errore di tensione superi un valore prestabilito, esso viene controllato col valore prestabilito.

(11) Nel caso in cui la tensione di uscita sia superiore di una ampiezza prestabilita o più per il valore impostato della tensione di uscita, l'elemento di commutazione viene forzato ad essere disattivato.

(12) L'operazione di controllo per il controllo di stabilizzazione basato sull'informazione di errore di corrente ha caratteristiche che hanno un tipo PI avente caratteristiche integrali nell'intervallo di bassa frequenza e che hanno caratterietiche medie piatte od in movimento ,nell'intervallo di alta frequenza.

(13) L'informazione di comando di modulazione d'ampiezza degli impulsi viene ottenuta aggiungendo il valore dff in accordo con la seguente equazione operazionale all'informazione di comando di modulazione d'ampiezza degli impulsi ottenuta eseguendo l'operazione di compensazione per il controllo stabile Bulla base dell'informazione di errore di corrente tra la corrente DC effettiva e la corrente di comando, il valore del reattore L, il valore di corrente voluto I*, il valore della tensione di ingresso Vac ed il valore impostato della tensione DC di uscita Vdc;

in cui "|lac|*old è il valore di comando di corrente unitario della misurazione precedente nel tempo.

Breve descrizione dei disegni

Le figure 1(a) e 1(b) sono schemi di configurazioni che mostrano un circuito convertitore di una prima forma di realizzazione secondo la presente invenzione;

la figura 2 è uno schema a blocchi di elaborazione di un circuito di controllo secondo la prima forma di realizzazione;

la figura 3 è uno schema della forma d'onda che mostra il funzionamento dei mezzi generatori d'onde sinusoidali nella precedente figura 2;

la figura 4 è uno schema della forma d'onda che mostra il funzionamento dei mezzi generatori d'onde sinusoidali nella precedente figura 2;

la figura 5 è uno schema della forma d'onda che mostra il funzionamento dei mezzi generatori d'onde sinusoidali nella precedente figura 2;

la figura 6 è uno schema della forma d'onda che mostra il funzionamento dei mezzi generatori d'onde sinusoidali nella precedente figura 2;

la figura 7 è uno schema della forma d'onda che mostra il principio di funzionamento della regolazione d'impostazione della tensione DC nella prima forma di realizzazione;

la figura 8 è un reogramma che mostra l'elaborazione della regolazione d'impostazione della tensione DC;

la figura 9 è una vista in prospettiva che mostra una configurazione del reattore nella prima forma di realizzazione;

la figura 10 è uno schema a blocchi di elaborazione che mostra l'elaborazione d'informazione del trasformatore di corrente nella prima forma di realizzazione ;

la figura 11 è uno schema a blocchi di elaborazione del circuito di controllo in un secondo circuito convertitore secondo la presente invenzione;

la figura 12 è uno schema a blocchi di elaborazione che mostra l'elaborazione del filtro di compensazione del sistema di controllo della tensione in una seconda forma di realizzazione;

la figura 13 è uno schema a blocchi di elaborazione che mostra l'elaborazione del filtro di compensazione del sistema di controllo della corrente nella seconda forma di realizzazione;

la figura 14 è uno schema della caratterietica di frequenza della precedente figura 13;

la figura 15 è uno schema circuitale di un filtro di compensazione del sistema di controllo della corrente secondo la tecnica nota;

la figura 16 è uno schema della caratteristica di frequenza di un filtro di compensazione del sistema di controllo della corrente secondo la tecnica nota;

la figura 17 è uno schema a blocchi di elaborazione che mostra un altro esempio di configurazione di elaborazione del filtro di compensazione del sistema di controllo della corrente nella precedente seconda forma di realizzazione;

la figura 18 è uno schema della caratteristica di frequenza della precedente figura 17;

la figura 19 è uno schema di configurazione che mostra un circuito convertitore secondo la tecnica nota; la figura 20 è uno schema di configurazione che mostra un circuito convertitore con bassa perdita secondo la tecnica nota;

la figura 21 è uno schema di elaborazione del circuito di controllo secondo la tecnica nota; e

la figura 22 è uno schema di configurazione che mostra un circuito convertitore di una terza forma di realizzazione secondo la presente invenzione.

Descrizione dei numeri

I alimentazione di potenza AC

2a, 2b diodi raddrizzatori

3a, 3b elementi commutatori

4a, 4b diodi ad alta velocità

6 reattore

10 circuito di controllo

11 fotoaccoppiatore

13 trasformatore di corrente

36 mezzi generatori d'onde sinusoidali

40 mezzi equalizzatore della forma d'onda

41 mezzi di giudizio

1140 parte operativa di inoltro

1141 parte di giudizio

1145 mezzi limitatori

1301 integratore

1302 mezzi di media di movimento

Descrizione dettagliata dell'invenzione

La presente invenzione è descritta sulla base dei disegni che mostrano le forme di realizzazione presentate nel seguito.

(Prima forma di realizzazione)

La figura 1 è uno schema di configurazione che mostra un circuito convertitore della prima forma di realizzazione secondo la presente invenzione. Nella figura 1, l'uscita, dell'alimentazione di potenza AC 1 attraversa la bobina 6 per venire immessa in un circuito a ponte il cui braccio inferiore è costituito di diodi raddrizzatori 2a, 2b ed elementi di commutazione 3a, 3b ed il cui braccio superiore è costituito di diodi ad alta velocità 4a, 4b. All'uscita del circuito a ponte è collegato un circuito rivelatore della tensione di uscita comprendente un condensatore stabilizzatore 7, un carico 8 e resistenze 9a, 9b. Ed all'alimentazione di potenza AC I è collegato un circuito rivelatore di polarità della tensione comprendente un trasformatore di corrente 13, una resistenza 12 ed un fotoaccoppiatore 11. Un diodo 15 collegato in parallelo al primario del fotoaccoppiatore II serve a proteggere il fotoaccoppiatore 11. Il trasformatore di corrente 13 immette l'informazione di rivelazione nel circuito dì corrente 10, rispettivamente, attraverso mezzi variatori di livello 14, e gli ingressi del circuito rivelatore di polarità della tensione, dal lato secondario del fotoaccopplatore 11. Il circuito di controllo 10 calcola una corretta uscita di modulazione d'ampiezza degli impulsi PWMout degli elementi di commutazione 3a e 3b sulla base dell'informazione della corrente di ingresso [Iac]', l'informazione di polarità della tensione Pcout e la tensione DC Vdc che deve venire trasmessa al circuito di controllo di eccitazione 5a e 5b del rispettivi elementi di commutazione.

Qui, la parte a ponte del circuito convertitore non è limitata a quella mostrata nella figura 1(a) e pud essere un circuito convertitore PWM costituito di un braccio e comprendente due coppie di circuiti paralleli di diodi ad alta velocità 4a, 4b ed elementi di commutazione 3a, 3b collegati a detto reattore 6 così come un braccio comprendente due coppie di diodi raddrizzatori 2a e 2b collegati all'altro terminale di detta alimentazione di potenza AC 1 com'è mostrato nella figura 1(b).

Nel seguito, il compendio del circuito di controllo 10 è descritto utilizzando la figura 2. L'uscita PCout del fotoaccoppiatore 11 viene immessa nei mezzi generatori d'onde sinusoidali 36 nella figura 1 per riprodurre il valore assoluto dell'onda sinusoidale, che viene immesso nel moltiplicatore 31. Il funzionamento dei mezzi generatori d'onde sinusoidali 36 è descritto nel seguito. D'altro canto, nel sommatore-sottrattore 37, il segnale di errore di tensione Verr ottenuto aggiungendo il valore di regolazione d'impostazione della tensione DC AVdc* alla differenza tra il valore impostato Vdc* dell'uscita di tensione DC ed il valore della tensione DC effettiva Vdc viene immesso nel filtro compensatore 32. Nel filtro compensatore 32 viene eseguita un'operazione di compensazione per far lavorare stabilmente il sistema di controllo della tensione DC. Il contenuto dell'operazione di compensazione è descritto nel seguito. Il risultato del filtro compensatore 32 viene trasmesso al moltiplicatore 31 per venire moltiplicato col valore assoluto dell'onda sinusoidale. Il risultato della moltiplicazione diventa un valore di comando della corrente d'ingresso |lac|*, che viene confrontato col valore equivalente della corrente d'ingresso |Iac| nel sommatore-sottrattore 38 per ottenere l'informazione di errore della corrente di ingresso |lac|err.

Il valore equivalente della corrente d'ingresso |Iac| viene ottenuto mediante i mezzi rivelatori di corrente 13 ed il circuito variatore di livello 14 attraverso un circuito equivalente di forma d'onda 40 e mezzi di riflessione 39. Il processo fino al punto in cui viene ottenuto il valore equivalente della corrente d'ingresso è descritto nel seguito. L'informazione di errore della corrente d'ingresso |lac|err viene trasmesso al filtro compensatore 33, che esegue un'operazione di compensazione per far lavorare stabilmente il sistema dei controllo della corrente d'ingresso. Il risultato del filtro compensatore 33 viene trasmesso al comparatore 34 per venire confrontato con l'uscita dell'oscillatore 35 per ottenere il segnale di modulazione d'ampiezza degli impulsi PWMout. Il segnale di modulazione d'ampiezza degli impulsi PWMout viene trasmesso ai circuiti di controllo di eccitazione 5a e 5b degli elementi commutatori nella figura 1 allo scopo di eccitare gli elementi commutatori 3a e 3b. L'uscita del filtro compeneatore 33 viene trasmessa ai mezzi di giudizio 41. Il risultato dei mezzi di giudizio 41 viene immesso nel sommatore-sottrattore 37 come valore di regolazione d'impostazione della tensione DC ΔVdc*. Il contenuto dei mezzi di giudizio 41 è descritto nel seguito.

Tutte queste operazioni vengono eseguite sincronizzandosi all'uscita dell'oscillatore 35 in modo da avere una facile gestione della temporizzazione. La frequenza dell'oscillatore 35 diventa la frequenza di commutazione degli elementi commutatori 3a e 3b, pertanto, viene adottato un valore di frequenza di approssimativamente 20 o più IcHz così che il rumore elettromagnetico dovuto alle ondulazione della corrente in corrispondenza del reattore 6 non pud venire rivelato.

Le figure 3,4, 5 e 6 sono diagrammi di forme d'onda mostranti il funzionamento dei mezzi generatori d'onde sinusoidali 36 della figura 2. Il diagramma di forma d'onda della figura 3 mostra il rapporto tra la tensione di alimentazione di potenza d'ingresso Vac e l'uscita del fotoaccoppiatore PCout. Nel caso in cui la tensione dì alimentazione di potenza d'ingresso supera un valore prestabilito, il fotoaccoppiatore 11 viene attivato cosi che la PCout si converte in un livello alto. Com'è chiaro nella figura 3, il termine di essere ad un livello alto ed il termine di essere ad un livello basso non sono necessariamente gli stessi. Λΐΐο scopo di equalizzare il termine di essere ad un livello alto ed il termine di essere ad un livello basso è necessario aumentare la corrente sul lato primario del fotoaccoppiatore 11 rlducendo la resistenza 12. Tuttavia, questo aumenta in pratica il consumo dì potenza, il che è in conflitto con lo scopo di ridurre la perdita dal circuito principale. L'uscita del fotoaccoppiatore dove il termine di essere ad un livello alto ed il termine di essere ad un livello basso non coincidono viene immessa nel circuito dì controllo 10, dove vengono misurati il tempo di aumento del segnale PCout ton(l), ton(2) .. e via dicendo ed il tempo di caduta toff(l), toff(2) .. e via dicendo. Nel circuito di controllo, vengono trovati gli intervalli tra il tempo di caduta che formano, ad esempio, il periodo tac dell'alimentazione di potenza d'ingresso. Cioè, si può vedere la frequenza dell'alimentazione di potenza d'ingresso. Poiché la frequenza dell'alimentazione di potenza è generalmente 50 Hz o 60 Hz, il periodo diventa 20 ms o 16,7 ms che sono approssimativamente 400 conteggi od approssimativamente 333 conteggi in accordo col periodo di 50 μs della frequenza di commutazione, diventa facile la discriminazione anche sotto l'influenza dell'errore di misurazione o simile.

Il valore della frequenza dell'alimentazione di potenza ottenuto in questo modo calcola di quanto è avanzata la fase dell'alimentazione di potenza per ogni periodo di commutazione. Cioè, nel caso di 50 Hz, può essere avanzata di 360/400 gradi per ogni periodo di commutazione e nel caso di 60 Hz può essere avanzata di 360/333 gradi. In aggiunta, esso può venire utilizzato per evitare il punto d'interferenza tra il numero di giri del motore e la frequenza dell'alimentazione di potenza, ad esempio, quando un carico, come un carico avente una coppia impulsiva, viene eccitato da un motore.

La figura 4 mostra un procedimento per calcolare il tempo di tensione zero della tensione di alimentazione di potenza dallo stesso diagramma di forma d'onda come quello della figura 3. Com'è chiaro dalla figura 4, il tempo medio tp tra il tempo di aumento ton(l) di PCout ed il tempo di caduta toff(l) diventa il tempo di picco della tensione di alimentazione di potenza. Conseguentemente, il tempo ritardato di 90 gradi (tac/4) dal tempo di picco tp è il tempo di tensione zero della caduta ed il tempo ritardato di 270 gradi (3-tac/4) dal tempo di picco tp e il tempo di tensione zero dell'aumento. Utilizzando questi tempi di tensione zero, viene determinata la temporizzazione secondo la quale lo zero viene letto dalla tabella delle onde sinusoidali.

La figura 5 è una forma d'onda di temporizzazione che mostra un procedimento di elaborazione per il funzionamento stabile mostrante che anche quando la condizione di alimentazione di potenza d'ingresso non è stabile ricorre una mancanza di potenza istantanea o simile. Si assume che l'alimentazione di potenza sia stabile fino a ton(l) e toff(l). Sulla base di questo tempo e del periodo di alimentazione di potenza tac, sono predetti il tempo di variazione t'on(2) e t'off(2) del successivo PCout. Com'è mostrato nella figura 5, nel caso in cui PCout non varia, il valore di predizione viene adottato così com'è. In aggiunta, sono predetti i successivi tempi di variazione t'on(3) e t'off(3). Nel caso in cui la variazione di PCout non possa venire rivelata viene eseguita la stessa elaborazione. Nel caso in cui la variazione di PCout sia rivelata avviene una modifica di elaborazione utilizzando i valori effettivi ton(3) e toff{3). La ragione per cui avviene il processo di modifica consiste nel fatto che laddove la temporizzazione della variazione non è normale può venire considerata come ton(3) nella figura 5. Per il processo di modifica il valore ottenuto ritardando il valore di predizione t'on(3) di un'unità di misurazione viene utilizzato nel caso in cui il valore effettivo ton(3) sia ritardato dal valore di predizione t'on(3). Così facendo, soltanto per un tempo di slittamento, non viene subita praticamente nessuna influenza. Questo si può inoltre raggiungere nel caso in cui la fase dell'alimentazione di ingresso fluttua sotto qualche influenza.

La figura 6 è uno schema che mostra un procedimento di elaborazione nel caso in cui viene impedito al circuito di controllo 10 di subire qualsiasi influenza, come il rumore, quando viene letta e memorizzata l'uscita PCout. In generale, il circuito di controllo 10 è implementato con un microcomputer o simile che non commette alcun malfunzionamento dovuto al rumore leggendo e memorizzando una pluralità di tempi durante la lettura e memorizzazione attraverso i terminali. La figura 6 mostra il risultato del riconoscimento nel caso in cui viene eseguita una conferma attraverso tre letture e memorizzazioni consecutive. Il risultato del riconoscimento presenta una temporizzazione ritardata dalla pratica effettiva per via della conferma delle letture e memorizzazioni consecutive. Tuttavia, quando i risultati del riconoscimento sono avanzati di due unità, diventa possibile rendere il tempo ritardato all'interno di un'unità di misurazione dal segnale PCout effettivo. Ponendolo nella forma generalizzata, "n-1" unità di misurazione vengono fatte avanzare per la pluralità di tempi di lettura e memorizzazione "n".

Le figure 7 e Θ sono schemi che mostrano il processo di ritrovamento del valore di regolazione d'impostazione della tensione DC AVdc* da parte dei mezzi di giudizio 41 nella figura 2. La figura 7 mostra il rapporto tra la forma d'onda della tensione |Vac| e la forma d'onda della corrente |Iaej al tempo della condizione stabile e la funzionalità attiva di PWMout. La funzionalità attiva di PWMout presenta un valore prossimo al 100 % vicino a dove la tensione è zero. Nel picco di tensione d'ingresso Vp, la funzionalità attiva di PWMout diventa il valore più piccolo dmin. Il valore di dmin è rappresentato come "(Vdc/Vp)-l" quando l'influenza della variazione della tensione d'ingresso attorno ad essa non viene preso in considerazione. E per il fatto che si tratta di un convertitore ad aumento, "VdoVp" è una condizione necessaria. Ad esempio, nel caso in cui "Vp>Vdc" dmin diventa 0. A questo punto il convertitore si trova nella condizione in cui la forma d'onda della corrente d'ingresso non può venire controllata. D'altro canto, quando PWM viene attivato è il termine dove la corrente viene memorizzata nel reattore 6 dagli elementi commutatori 3a e 3b, pertanto, tanto più è lungo il termine quanto ,diventa maggiore la perdita. Conseguentemente, è preferibile ridurre Vdc il più possibile. La tensione dell'alimentazione di potenza AC d'ingresso riceve una variazione dovuta alla condizione di potenza o simile, tuttavia, Vp varia nello stesso modo. Pertanto, Vdc viene normalmente impostato considerando il valore massimo di Vp. Tuttavia, nel caso di una tensione di potenza normale, Vdc viene impostato ad un alto valore che riduce efficacia. Nell'intero schema circuitale della figura 1, non è incluso un circuito per rivelare la tensione di potenza sul lato AC.

Il reogramma della figura 8 mostra una procedura operazionale del valore di regolazione d'impostazione della tensione DC ΔVdc* per regolare correttamente il valore d'impostazione della tensione DC ottimale. Si assume che il valore minimo dmin della prestazione funzionale di modulazione d'ampiezza degli impulsi esista all'interno del circuito di controllo 10. Questa elaborazione viene eseguita approssimativamente una volta per un termine di periodo dell'alimentazione di potenza d'ingresso. Nel giudizio 81 viene giudicato se dmin è o meno inferiore ad un valore prestabilito Àd. Nel caso in cui "dmin<Ad", esso avanza al processo 82 ed in caso negativo avanza al processo 83. Nel processo 82, il valore di regolazione d'impostazione della tensione DC AVdc* viene microscopicamente aumentato e nel processo 83 il valore di regolazione d'impostazione della tensione DC AVdc* viene microscopicamente diminuito in modo da completare un tempo del compito di regolazione. Eseguendo questi processi pud venire ottenuto un valore di Vdc regolato con perdita praticamente minima nel circuito perché il processo viene eseguito per aumentare Vdc nel caso in cui Vdc non sia sufficientemente grande per Vp con un valore troppo piccolo del valore minimo di prestazione funzionale dmin.

La figura 9 mostra una configurazione del reattore 6 nella figura 1. Com'è chiaro nella figura 9, le bobine sono avvolte con lo stesso numero di avvolgimenti attorno ad un nucleo comune 96 così che i campi magnetici delle correnti puntano nella stessa direzione. Qui, nella figura 9, il numero di avvolgimenti è illustrato così piccolo per rendere facile osservare la direzione degli avvolgimenti. Inserendo reattori su entrambi i lati dell'ingresso di alimentazione di potenza AC, la variazione di tensione con la commutazione degli elementi commutatori 3a e 3b è separata dall'alimentazione di potenza AC 1 su entrambi i lati in modo da consentire la riduzione del rumore.

La figura 10 mostra uno schema a blocchi di una parte rispetto all'elaborazione d'ingresso del trasformatore di corrente 13 nella figura 1 e l'associato schema delle caratteristiche di frequenza. La corrente viene rivelata dall'uscita dell'alimentazione di potenza AC 1 in corrispondenza del trasformatore di corrente 13. Il trasformatore di corrente 13 è un elemento passivo con l'uscita dove zero volt è il centro, che viene convertita in un range di tensione che può venire elaborato dal circuito di controllo 10 nel circuito variatore di livello 14. L'uscita del trasformatore di corrente 13 ha la caratteristica che la sensibilità è ridotta nell'area di bassa frequenza con'è mostrato nella caratteristica (A). Pertanto, attraversando il circuito equalizzatore di forma d'onda 40 avente le caratteristiche (B) può venire ottenuta una forma d'onda con le stesse caratteristiche di frequenza come la forma d'onda della corrente effettiva. In aggiunta, l'uscita del circuito equalizzatore di forma d'onda 40 viene immessa nel circuito di riflessione 39 per essere convertita nel valore assoluto della corrente di ingresso. Il circuito equalizzatore di forma d'onda 40 ed il circuito di riflessione 39 possono venire facilmente implementati dal software del circuito di controllo 10. Pertanto, diventa possìbile controllare facilmente senza un grande consumo di potenza da parte del trasformatore di corrente 13.

(Seconda forma di realizzazione)

La figura 11 è uno schema circuitale a blocchi che mostra la configurazione del circuito di controllo della seconda forma di realizzazione secondo la presente invenzione. E' possibile che la configurazione del circuito principale della seconda forma di realizzazione secondo la presente invenzione sia la stessa configurazione come quella della figura 1, oppure sono eventualmente applicabili le configurazioni della figura 19 o della figura 20. Nella figura 11, il valore della tensione di uscita DC Vdc viene confrontato col valore impostato della tensione DC di uscita Vdc* nel circuito sommatore e sottrattore 37 allo scopo di ottenere l'informazione di errore della tensione DC Verr. L'informazione di errore della tensione Verr viene trasmesso ad un filtro compensatore 1132 ed a mezzi di giudizio 1141. Il filtro compensatore 1132 serve a stabilizzare il funzionamento del sistema di controllo della tensione DC ed i mezzi di giudizio 1141 servono a controllare il funzionamento del filtro compensatore 1132 con l'informazione di errore della tensione DC Verr, il cui funzionamento è descritto nel seguito. L'uscita del filtro compensatore 1132 viene trasmessa al moltiplicatore 31 assieme alla forma d'onda sinusoidale riflessa in modo da ottenere il risultato della moltiplicazione, che viene trasmesso a mezzi limitatori 1145 e, dopo che la limitazione è aggiunta, viene convertito in comando di corrente d'ingresso |lac|*. La ragione per cui la limitazione viene aggiunta è descritta nel seguito. La forma d'onda sinusoidale riflessa corrisponde all'uscita dei mezzi generatori d'onde sinusoidali 36 nel caso delle figure 1 e 2, corrisponde al risultato della tensione divisa dalle resistente 111a e 111b nel caso della figura 19 e corrisponde al risultato del raddrizzamento dell'uscita dal trasformatore 211 dei circuiti a ponte 212a, 212, 212c e 212d nel caso della figura 20.

Il comando di ingresso di corrente |lac|* viene confrontato con la forma d'onda riflessa |Xa.c| della corrente d'ingresso del circuito sommatore e sottrattore 38 nel circuito sommatore e sottrattore 38 in modo da ottenere l'informazione di errore della corrente d'ingresso |lac|err da trasmettere ad un filtro compensatore 1133. , Il comando di corrente d'ingresso |Iac|* viene trasmesso a mezzi operativi di inoltro 1140 per attivare il valore di inoltro del valore di uscita di modulazione d'ampiezza degli impulsi PWMout col valore impostato dell'uscita DC Vdc* allo scopo di migliorare le caratterietiche di controllo. Il contenuto dei mezzi operativi di inoltro 1140 è descritto nel seguito. Nel filtro compensatore 1133, viene eseguita un'operazione di compensazione per stabilizzare il funzionamento del sistema di controllo della corrente d'ingresso, il cui risultato viene trasmesso ad un circuito sommatore e sottrattone 1142 per essere aggiunto al risultato dei mezzi operativi di inoltro 1140. il risultato della somma viene trasmesso al comparatore 34, che viene confrontato con l'uscita dall'oscillatore 35 per ottenere l'uscita di modulazione d'ampiezza degli impulsi PWMout. L'elaborazione, come. l'elaborazione del filtro di compensazione, i mezzi limitatori, i mezzi sommatori e sottrattori e l'elaborazione dell'operazione di inoltro, viene condotta in sincronismo col periodo del segnale di uscita dall'oscillatore 35.

La figura 12 è uno schema a blocchi dettagliato del filtro compensatore 1132 e dei mezzi di giudizio 1141 dell'informazione di errore di tensione Verr nella figura 11. L'informazione di errore di tensione Verr viene immessa nei mezzi di giudizio 1141 ed in un filtro passabasso 1203. Il filtro passa-basso 1203 serve ad eliminare le componenti di frequenza dell'alimentazione di potenza incluse nell'informazione di errore di tensione Verr. L'uscita del filtro passa-basso 1203 viene trasmessa ai mezzi di commutazione 1201 ed ai mezzi sommatori 1207. Nel caso in cui l'informazione di tensione di errore Verr sia un valore pivi grande di un certo valore, i mezzi di giudizio 1141 esercitano il controllo in modo da bloccare i mezzi di commutazione 1201. L'uscita dei mezzi di commutazione 1201 viene trasmessa ai mezzi sommatori 1206. Nei mezzi sommatori 1206, viene consecutivamente aggiunta un'unità della precedente informazione di misurazione dei mezzi di ritardo 1205. Cioè, i mezzi di ritardo 1205 ed i mezzi sommatori 1206 configurano un integratore. I risultati dei mezzi sommatori 1206 passano attraverso i mezzi moltiplicatori 1204 dove viene moltiplicato un numero costante da trasmettere ai mezzi sommatori 1207. Nei mezzi sommatori 1207, l'uscita del filtro passa-basso 1203, cioè, l'informazione prima dell'integratore e l'informazione di uscita dell'integratore vengono sommate. Cioè, viene realizzato il processo di "proporzione" "integrazione". L'uscita dei mezzi sommatori 1207 passa attraverso i mezzi moltiplicatori 120B dove viene moltiplicato un numero costante da trasmettere al moltiplicatore 31 nella figura 11.

E' descritto il principio di funzionamento nella figura 12. Il sistema di controllo della tensione di uscita DC può seguire soltanto a componenti·di frequenza sufficientemente bassa della frequenza di alimentazione di potenza col presupposto di mantenere il fattore di potenza dell'alimentazione di potenza. Cioè, la risposta del sistema di controllo non può essere accelerata. D'altro canto, per eliminare la deviazione costante è necessario inserire un integratore. Tuttavia, inserire un integratore diventa un fattore per il ritardo di fase che interferisce con la sicurezza, pertanto, la costante temporale deve essere soltanto sufficientemente lunga per la costante temporale del sistema di controllo nel suo insieme. Cioè, la costante temporale dell'integratore deve essere impostata ad un valore estremamente lungo. Di conseguenza, nel caso in cui il risultato di integrazione dell'integratore sia spostato dalla condizione costante, come al tempo di avviamento, un elemento compensatore del tipo a integrazione inserito per ridurre la deviazione costante può non rispondere normalmente in certi casi per il tempo corrispondente alla costante temporale dell'integratore comportando flussi di sovracorrente od uscite di sovratensione causando danni al circuito. Nella configurazione della figura 12, l'ingresso dell'integratore è bloccato nel caso in cui l'errore di tensione sia grande come al tempo di avviamento per mantenere il risultato finora ottenuto (zero nella condizione iniziale). Conseguentemente, l'uscita dei mezzi sommatori 120.7 viene ottenuta dalla parte che non passa attraverso l'integratore così che può venire evitata l'influenza dalla costante temporale dell'integratore. Anche se una certa deviazione costante ricorre nel caso in cui l'informazione di errore di tensione è entro un intervallo costante i mezzi commutatori 1201 si chiudono per attivare l'integratore così che viene iniziato il funzionamento per eliminare la deviazione costante.

Nel seguito, d descritto il principio di funzionamento dei mezzi limitatori 1145. I mezzi limitatori 1145 servono per il funzionamento sicuro quando la tensione di alimentazione di potenza varia specialmente quando la tensione di alimentazione di potenza viene ridotta. Nel caso in cui la tensione di alimentazione di potenza è ridotta, la tensione di uscita DC è anch'essa ridotta nel caso sia soggetta allo stesso comando di corrente. Di conseguenza, viene esercitato un controllo a retroazione così che il comando di corrente diventa un valore più grande. Tuttavia, a questo plinto quando la tensione di alimentazione di potenza è ridotta è necessario un comando di sovracorrente estrema allo scopo di ottenere la stessa tensione di uscita DC. Nel caso in cui la corrente esattamente designata da questo comando percorre il circuito effettivo causa danni. I mezzi limitatori 1145 sono previsti per evitare ciò, e possono venire implementati impostando il valore di limitazione ad un valore al quale non viene causato danno al circuito.

Al contrario, nel caso in cui la tensione di potenza aumenta bruscamente, aumenta anche la tensione di uscita DC. Nel caso in cui questo valore superi un valore prestabilito, può venire implementato disattivando l'elemento commutatore. Questo può venire implementato dando un comando di disattivazione forzata ai mezzi di confronto 34 dai mezzi di giudizio 1141 nella figura 11.

Nel seguito, è descritto il funzionamento del filtro compensatore 1133 del sistema di controllo della corrente nella fignara 11. Il sistema di controllo della corrente presenta una risposta di un sistema di integrazione dove la corrente aumenta dalla condizione attuale dove la funzionalità attiva della modulazione d'ampiezza degli impulsi viene aumentata. Per tale sistema di controllo un elemento compensatore che utilizza un circuito operazionale analogico ha la configurazione mostrata nella figura 15. Nella figura 15, viene utilizzato un amplificatore operazionale, ed una resistenza R2 assieme ad un condensatore CI collegati in serie, ed un condensatore C2 sono collegati all'anello di retroazione in parallelo. Ed una resistenza RI è inserita nella parte di ingresso. La figura 16 mostra le caratteristiche di frequenza del circuito nella figura 15. Com'è mostrato nella figura 15, le caratteristiche di ampiezza sono aumentate nel guadagno a bassa frequenza, sono piatte nell'intervallo mediano e si attenuano ad alta frequenza come si osserva nel diagramma superiore. Qui, ωΐ = 1/(C1-R2) e ω2 - 1/(C2-R1). D'altro canto, le caratteristiche di fase sono ritardate di 90 gradi nelle basse frequenze, si avvicinano a zero nell'intervallo mediano e diventano ritardate di 90 gradi nelle alte frequenze come si osserva nel diagramma inferiore. Conseguentemente, allo scopo di assicurare stabilità il guadagno dell'anello del sistema di controllo della sezione dove il ritardo di fase è il più piccolo può essere impostato a 1. Aumentare il guadagno nell'intervallo di bassa frequenza ha l'effetto di migliorare le caratteristiche costanti del sistema di controllo perche ridurre il guadagno nell'intervallo di alta frequenza ha l 'effetto di impedire il malfunzionamento dovuto al rumore o simile. In un circuito di controllo, che lavora secondo un'unità temporale, come il microcomputer finora descritto, è tuttavia difficile stabilizzare il funzionamento con tale filtro compensatore. Poiché, nel caso del funzionamento secondo un'unità temp rale, il tempo di funzionamento è richiesto finché il risultato dell'operazione di controllo viene emesso per l'informazione desiderata, e l'informazione rivelata, o il risultato dell'operazione, non vengono utilizzati come informazione più recente fino alla successiva unità temporale.

Le figure 13 e 14 mostrano un giusto filtro compensatore in tal caso e le sue caratteristiche. La figura 13 mostra un'implementazione del filtro compensatore in accordo con una rappresentazione di conversione z. Il blocco 1301 è un'operazione di elaborazione di integrazione della costante temporale Ki ed il blocco 1302 è un'operazione di elaborazione del filtro di media in movimento. I risultati di queste due operazioni di elaborazione vengono sommati nei mezzi sommatori 1303 per completare l'elaborazione di funzionamento del filtro compensatore. La figura 14 mostra una caratteristica di frequenza del risultato di elaborazione della figura 13. Lo stadio superiore mostra le caratteristiche di ampiezza delle caratteristiche di trasferimento e lo stadio inferiore mostra le caratteristiche di fase. Le caratteristiche di ampiezza aumentano ad una frequenza inferiore a ω1 = 1/Ki e si attenuano notevolmente quando si avvicinano ad una frequenza che è metà della frequenza unitaria (1/Ts) (frequenza di Nyquist). Le caratteristiche di fase ritardate di 90 gradi a bassa frequenza, ricuperano il ritardo nell'intervallo mediano ed iniziano a ritardare criticamente quando si avvicinano alla frequenza di Nyquist. Conseguentemente, nel caso che il guadagno dell'anello sia impostato a 1 nella frequenza (eoa) dove la fase è per la maggior parte ricuperata, può venire assicurata la completa stabilità. Quelle caratterietiche di frequenza a ω hanno un ritardo di fase più piccolo rispetto alle caratteristiche di frequenza nella figura 16, che può impedire l'interferenza di stabilità per via del ritardo del tempo operazionale o simile. Qui, l'elaborazione del filtro compensatore mostrato nella figura 16 può essere ovviamente implementata facilmente dal software di un microcomputer.

Le figure 17 e 18 mostrano esempi di configurazioni semplificate delle figure 13 e 14. La figura 17 mostra un'implementazione del filtro compensatore in accordo con la conversione z nello stesso modo come la figura 13. Il blocco 1301 ed i mezzi seminatori 1303 sono gli stessi come nella figura 13. Nella figura 17, il blocco 1702 è sostituito al posto dell'elaborazione del filtro di media di movimento 1302 nella figura 13. L'elaborazione del blocco 1702 è la stessa come non fare nulla, che mostra il salto dell'elaborazione di media di movimento. Conseguentemente, l'elaborazione operazionale è semplificata. La figura 18 mostra le caratteristiche di frequenza del risultato dell'elaborazione della figura 17, di cui lo stadio superiore mostra le caratteristiche di ampiezza delle caratteristiche di trasferimento e di cui lo stadio inferiore mostra le caratterietiche di fase delle caratteristiche di trasferimento. Sia le caratteristiche di ampiezza sia le caratterietiche di fase sono le stesse come le caratteristiche nella figura 14 nell'intervallo di frequenza inferiore a tal. Senza elaborazione di media di movimento non c'è alcuna diminuzione nelle caratteristiche di ampiezza e non c'è alcun alimento nel ritardo di fase alla frequenza di Nyquist. Sulla base della presupposizione che l'elaborazione viene eseguita per ogni unità temporale, il sistema nel suo insieme ha caratteristiche dove le caratteristiche di ampiezza sono grandemente ridotte in prossimità della frequenza di Nyquist, pertanto, la funzione ('mole function') dovuta al rumore o simili può venire completamente evitata . Al contrario il procedimento della figura 13 migliora ulteriormente le caratteristiche anti-rumore o simili.

Nel seguito è descritto il contenuto operativo nell'elemento di inoltro 1140 nella figura 11. Nell'elemento operativo di inoltro 1140, viene eseguita la seguente operazione utilizzando il valore impostato della tensione DC Vdc*, il comando di corrente d'ingresso |lac|*, la tensione d'ingresso |Vac| ed il valore del reattore L:

in cui "|lac|*old è il valore di comando di corrente una misurazione unitaria prima. ZI primo termine in questa equazione è una formula di calcolo della prestazione funzionale del convertitore ad alimento ed il secondo termine è una formula di calcolo della prestazione funzionale che è necessaria per la variazione di corrente. Conseguentemente, eseguendo questa operazione può venire predetta la prestazione funzionale che è necessaria per il controllo della forma d'onda della corrente d'ingresso così che il carico per migliorare le caratteristiche per retroazione può venire alleggerito.

La tensione di ingresso |Vac| è una forma d'onda assunta nella prima forma di realizzazione della presente invenzione e la variazione della tensione di alimentazione di potenza o l'irregolarità delle parti esiste anch'essa, pertanto, è possibile utilizzare praticamente il valore ottenuto moltiplicando un valore inferiore a 1 col valore calcolato da "dff" descritto in precedenza.

Come procedimento per semplificare il calcolo di quei valori di predizione è inoltre possibile utilizzare "Dff"' in accordo con la seguente equazione:

Come procedimento avente lo stesso effetto, è inoltre possibile utilizzare la tensione DC effettiva Vdc invece del valore impostato della tensione DC Vdc* descritto in precedenza od il valore della corrente d'ingresso effettiva |lac| invece del comando di corrente d'ingresso |lac|*.

Com'è descritto in precedenza, in accordo con la prima e la seconda forma di realizzazione della presente invenzione vengono ottenuti gli effetti descritti nel seguito:

(1) La configurazione della parte per rivelare l'informazione della tensione d'ingresso può diventare compatta e può facilmente identificare la frequenza di potenza.

(2) L'informazione della tensione di ingresso può venire rivelata senza perdita.

(3) Il funzionamento può venire stabilizzato contro la variazione dell'alimentazione di potenza d'ingresso.

(4) Il tempo standard per l'uscita della modulazione d'ampiezza degli impulsi e l'unità di tempo dell'elaborazione di controllo possono essere gli stessi così che la configurazione del circuito di controllo diventa semplice.

(5) L'influenza del rumore sul circuito rivelatore d'informazione della tensione d'ingresso può venire cancellata.

(6) La tensione di uscita DC può venire implementata così che la perdita del circuito principale diventa minima. (7) Il rumore dovuto alla commutazione può venire ridotto.

(8) Può venire utilizzato un trasformatore di corrente che non richiede alcuna alimentazione di potenza del circuito così che la perdita del circuito rivelatore può venire ridotta.

(9) L'operazione dì integrazione può venire implementata per eliminare la deviazione costante della tensione di uscita.

(10) Al tempo in cui la tensione di alimentazione di potenza d'ingresso viene ridotta la condizione di sovracorrente può venire evitata in modo da aumentare 1 'affidabilità.

(11) Al tempo in cui la tensione di alimentazione di potenza d'ingresso, viene aumentata, la condizione dì sovracorrente può venire evitata in modo da aumentare l'affidabilità.

(12) L'influenza del ritardo temporale operazionale o sìmile può venire evitata in modo da migliorare il fattore dì potenza.

(13) La prestazione funzionale di predizione può venire trovata dalla tensione d'ingresso e dal valore impostato così che il carico del controllo a retroazione può venire ridotto migliorando il fattore di potenza.

Sebbene nelle forme di realizzazione descritte in precedenza la configurazione del circuito principale sìa descrìtta come la configurazione nella figura 1 (la stessa come la figura 20) o nella figura 19, gli elementi commutatori 3a e 3b così come i diodi ad alta velocità 4a e 4b sono previsti su un braccio ed i diodi raddrizzatori 2a e 2b sono previsti sull'altro braccio così che l'elemento commutatore laterale inferiore 3b è controllato dalla PWM, quando la tensione sul lato del reattore 106 è superiore e, al contrario, l'elemento commutatore laterale superiore 3a è controllato dalla PWM quando la tensione sul lato del reattore 106 è inferiore sulla base della polarità dei mezzi di giudizio di polarità 111, per mezzo del circuito di controllo 1110 com'è mostrato nella figura 22 allo scopo di implementare la stessa operazione.

Sebbene nelle forme di realizzazione descritte in precedenza i mezzi rivelatori di polarità di tensione utilizzino il fotoaccoppiatore nella configurazione, la forma di realizzazione non è limitata a questo e possono venire utilizzati altri metodi a condizione che la polarità della tensione possa venire rivelata.

Effetto dell'invenzione

Com'è chiaro dalla precedente descrizione, la presente invenzione realizza un circuito che ha il vantaggio che il numero di elementi attraverso i quali passa la corrente del circuito principale è ridotto, la perdita del circuito è ridotta e si mira ad un'alimentata efficacia ed implementa la miniaturizzazione, la riduzione delle perdite e la riduzione del rumore del circuito rivelatore con una configurazione semplice che può ottenere un alto fattore di potenza.

Claims (20)

1. RIVENDICAZIONI 1. Circuito convertitore comprendente: un reattore collegato ad un'alimentazione di potenza AC; un circuito convertitore PWM collegato al reattore avente un diodo ad alta velocità, un diodo raddrizzatore ed un elemento commutatore collegato in parallelo al diodo raddrizzatore (corrispondente alla figura 1(a)), o un circuito convertitore PWM configurato con un braccio collegato al reattore comprendente due coppie di circuiti paralleli di un diodo ad alta velocità ed un elemento commutatore e così pure un braccio collegato all'altro terminale di detta alimentazione di potenza AC comprendente due coppie di diodi raddrizzatori (corrispondente alla figura 1(b)); mezzi rivelatori della corrente di ingresso per rivelare la corrente di ingresso di detto circuito convertitore PWM; mezzi rivelatori della tensione DC per rivelare la tensione di uscita di detto circuito convertitore PWM; mezzi rivelatori di polarità della tensione collegati a detta alimentazione di potenza AC; mezzi di controllo per controllare detto circuito convertitore PWM misurando il periodo di variazione del risultato della rivelazione mediante i mezzi rivelatori di polarità della tensione, per giudicare la frequenza dell'alimentazione di potenza e, sulla base del risultato del giudizio, il risultato della rivelazione di detti mezzi rivelatori di polarità della tensione, la corrente di ingresso rivelata da detti mezzi rivelatori della corrente di ingresso e la tensione di uscita rivelata da detti mezzi rivelatori della tensione DC.
2. 2. Circuito convertitore secondo la rivendicazione 1, in cui detti mezzi rivelatori di polarità della tensione hanno un fotoaccoppiatore collegato a detta alimentazione di potenza AC il cui risultato di rivelazione è una certa tensione sul lato secondario di detto fotoaccoppiatore.
3. 3. Circuito convertitore secondo la rivendicazione 1, in cui detti mezzi di controllo hanno mezzi generatori d'onde sinusoidali per generare un'onda sinusoidale sulla base del risultato di rivelazione di detti mezzi rivelatori di polarità della tensione e misurano consecutivamente un periodo di variazione Tac del risultato di rivelazione di detti mezzi rivelatori di polarità della tensione, un tempo di aumento Ton del risultato di rivelazione di detti mezzi rivelatori di polarità della tensione ed un tempo di caduta Toff del risultato di rivelazione dì detti mezzi rivelatori di polarità della tensione in modo da impostare tempi di

   come tempo di tensione zero della tensione di alimentazione di potenza AC per iniziare la generazione della forma d'onda sinusoidale.
4. 4. Circuito convertitore secondo la rivendicazione 3, in cui detti mezzi di controllo hanno mezzi generatori d'onde sinusoidali per generare un'onda sinusoidale sulla base del risultato della rivelazione di detti mezzi rivelatori di polarità della tensione e misurano consecutivamente un periodo di variazione Tac del risultato di rivelazione di detti mezzi rivelatori di polarità della tensione, un tempo di aumento Ton del risultato di rivelazione di detti mezzi rivelatori di polarità della tensione ed un tempo di caduta Toff del risultato di rivelazione di detti mezzi rivelatori di polarità della tensione in modo da predire i successivi Ton e Toff utilizzando detto tac e, nel caso in cui Ton o Toff non siano rivelati, detto valore di predizione viene utilizzato e nel caso in cui Ton o Toff sia rivelato il risultato della predizione viene modificato utilizzando il valore rivelato.
5. 5. Circuito convertitore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 3 oppure 4, in cui la misurazione ed il funzionamento consecutivi di un periodo di variazione Tac del risultato di misurazione di detti mezzi rivelatori di polarità della tensione, del tempo di aumento del risultato di rivelazione di detti mezzi rivelatori di polarità della tensione e del tempo di caduta Toff del risultato di rivelazione di detti mezzi rivelatori di polarità della tensione vengono eseguiti per ciascun periodo di controllo PWM di detto circuito convertitore.
6. 6. Circuito convertitore secondo la rivendicazione 3, in cui in caso di1 esecuzione della misurazione e del funzionamento consecutivi del tempo di aumento Ton del risultato di rivelazione di detti mezzi rivelatori di polarità della tensione e del tempo dì caduta Toff del risultato dì rivelazione di detti mezzi rivelatori di polarità della tensione, la stessa condizione viene confermata per n volte continuamente per ciascun periodo di controllo PWM di detto circuito convertitore PWM per eseguire il calcolo facendo avanzare un tempo corrispondente a (n-1) volte detti periodi di controllo PWM eseguendo nello stesso tempo detta elaborazione operativa .
7. 7. Circuito convertitore secondo la rivendicazione 3, in cui detti mezzi di controllo controllano in PWM detto circuito convertitore PWM utilizzando detta forma d'onda sinusoidale ottenuta come forma d'onda standard della forma d'onda della corrente d'ingresso, moltiplicando l'errore tra un prestabilito valore impostato della tensione DC di uscita e detta tensione di uscita di rivelazione con l'ampiezza di detta forma d'onda sinusoidale in modo da utilizzare il risultato come valore impostato della forma d'onda della corrente d'ingresso e utilizzando l'errore tra il valore impostato della forma d'onda della corrente d'ingresso e la corrente d'ingresso rivelata da detti mezzi rivelatori della corrente d'ingresso e, in aggiunta, regolano il valore impostato della tensione di uscita DC in modo tale che la prestazione funzionale di controllo PWM di detto circuito convertitore PWM sia in un intervallo costante.
8. 8. Circuito convertitore secondo la rivendicazione 3, in cui: detti mezzi rivelatori della corrente d'ingresso hanno un trasformatore di corrente che utilizza uno dei conduttori da detta alimentazione di potenza AC come lato primario; e detti mezzi di controllo utilizzano il valore ottenuto lasciando passare l'uscita del lato secondario di detto trasformatore di corrente attraverso mezzi correttori delle caratterietiche di frequenza e mezzi convertitori di valore assoluto come corrente d'ingresso di rivelazione (|lac|) e utilizzano il risultato della moltiplicazione tra il valore assoluto della forma d'onda della tensione di ingresso od il valore assoluto di detto risultato di generazione dell'onda sinusoidale ed il valore basato sull'errore di detta tensione di ingresso come valore impostato della corrente d'ingresso (|lacj*).
9. 9. Circuito convertitore caratterizzato dal fatto di comprendere una coppia di reattori che condividono un nucleo collegato ad entrambi i terminali dell'alimentazione di potenza AC, un circuito convertitore PWM collegato ai terminali opposti della coppia di reattori,,avente un diodo ad alta velocità, un diodo raddrizzatore,ed un elemento commutatore collegato in parallelo al diodo raddrizzatore, e mezzi rivelatori della corrente d'ingresso per rivelare ,la corrente d'ingresso del circuito convertitore PWM, mezzi rivelatori della tensione DC per rivelare la tensione di uscita di detto circuito convertitore PWM e mezzi di controllo per controllare detto circuito convertitore PWM sulla base di detta corrente d'ingresso rivelata e detta tensione di uscita rivelata.
10. 10. Circuito convertitore del tipo ad aumento comprendente un reattore collegato ad una alimentazione di potenza AC od un circuito raddrizzatore di un'alimentazione di potenza AC e mezzi di controllo per caricare corrente in detto reattore cortocircuitando una delle uscite del convertitore con un elemento commutatore e per emettere la corrente caricata in detto reattore attraverso un diodo disattivando detto elemento commutatore detto circuito convertitore essendo quello in cui sono previsti detti mezzi di controllo, rispetto ad un errore tra la tensione DC di uscita ed il suo valore impostato, con una funzione operazionale di integrazione dell'errore ed una funzione operazionale di proporzione dell'errore così che la somma delle uscite di dette due funzioni operazionali viene utilizzata per determinare l'ampiezza del valore impostato della corrente d'ingresso, e nel caso in cui l'errore supera un certo valore, l'uscita di detta funzione operazionale di integrazione è fissata al valore attuale.
11. 11. Circuito convertitore del tipo ad aumento comprendente un reattore collegato ad una alimentazione di potenza AC od un circuito raddrizzatore di un'alimentazione di potenza AC e mezzi di controllo per caricare corrente in detto reattore cortocircuitando una delle uscite del convertitore con un elemento commutatore e per emettere la corrente caricata in detto reattore attraverso un diodo disattivando detto elemento commutatore, detto circuito convertitore essendo quello in cui sono previsti detti mezzi dì controllo, rispetto ad un errore tra la tensione DC di uscita ed il suo valore impostato, con una funzione operazionale di integrazione dell'errore ed una funzione operazionale di proporzione dell'errore cosi, che il risultato della moltiplicazione tra la somma delle uscite di dette due funzioni operazionali ed il valore assoluto della forma d'onda della tensione di detta alimentazione di potenza AC viene utilizzato per determinare il valore impostato della corrente d'ingresso, e nel caso in cui il valore impostato della corrente d'ingresso sulla base di detto errore supera un certo valore, viene utilizzato un valore prestabilito come limitazione.
12. 12. Circuito convertitore del tipo ad aumento comprendente un reattore collegato ad una alimentazione di potenza AC od un circuito raddrizzatore di un'alimentazione di potenza AC e mezzi di controllo per caricare corrente in detto reattore cortocircuitando una delle uscite del convertitore con un elemento commutatore e per emettere la corrente caricata in detto reattore attraverso un diodo disattivando detto elemento commutatore, detto circuito convertitore essendo quello in cui detti mezzi di controllo disattivano detto elemento commutatore nel caso in cui la tensione DC di uscita sia superiore ad un valore prestabilito.
13. 13. Circuito convertitore del tipo ad aumento comprendente un reattore collegato ad una alimentazione di potenza AC od un circuito raddrizzatore di un'alimentazione di potenza AC e mezzi di controllo per caricare corrente in detto reattore cortocircuitando una delle uscite del convertitore con un elemento commutatore e per emettere la corrente caricata in detto reattore attraverso un diodo disattivando detto elemento commutatore, detto circuito convertitore essendo quello in cui sono previsti detti mezzi di controllo, rispetto ad un errore tra la tensione DC di uscita ed il suo valore impostato, con una funzione operazionale di integrazione dell'errore ed una funzione operazionale di proporzione dell'errore così che il risultato della moltiplicazione tra la somma delle uscite di dette due funzioni operazionali ed il valore assoluto della forma d'onda della tensione di detta alimentazione di potenza AC viene utilizzato per determinare il valore impostato della corrente d'ingresso, ed il valore assoluto della corrente d'ingresso viene rivelato per ottenere l'errore tra il valore assoluto ed il valore impostato della corrente d'ingresso per eseguire un'operazione delle caratteristiche del tipo proporzionale a integrazione avente una caratteristica integrale a bassa frequenza rispetto all'errore od un'operazione delle caratteristiche del tipo ad integrazione proporzionale avente una caratteristica integrale a bassa frequenza ed avente una caratteristica piatta ad alta frequenza, in modo da ottenere le funzionalità attive e inattive di detto elemento commutatore.
14. 14. Circuito convertitore del tipo ad aumento comprendente un reattore collegato ad una alimentazione di potenza AC od un circuito raddrizzatore di un'alimentazione di potenza AC e mezzi di controllo per caricare corrente in detto reattore cortocircuitando una delle uscite del convertitore con un elemento commutatore e per emettere la corrente caricata in detto reattore attraverso un diodo disattivando detto elemento commutatore, detto circuito convertitore essendo quello in cui sono previsti detti mezzi di controllo, rispetto ad un errore tra la tensione DC di uscita ed il suo valore impostato, con una funzione operazionale di integrazione dell'errore ed una funzione operazionale di proporzione dell'errore così che il risultato della moltiplicazione tra la somma delle uscite di dette due funzioni operazionali ed il valore assoluto della forma d'onda della tensione di detta alimentazione di potenza AC viene utilizzato per determinare il valore impostato della corrente d'ingresso, ed il valore assoluto della corrente d'ingresso viene rivelato per ottenere l'errore tra il valore assoluto ed il valore Impostato della corrente d'ingresso per eseguire un'operazione delle caratteristiche del tipo proporzionale a integrazione avente una caratteristica integrale a bassa frequenza rispetto all'errore od un'operazione delle caratteristiche del tipo ad integrazione proporzionale avente una caratteristica integrale a bassa frequenza ed avente una caratteristica di media in movimento ad alta frequenza, in modo da ottenere le funzionalità attive e inattive di detto elemento commutatore sulla base del risultato dell'operazione.
15. 15. Circuito convertitore secondo la rivendicazione 14, in cui detti mezzi di controllo sommano il risultato operazionale ottenuto per detto errore con un valore dff calcolato, per un valore assoluto |Vac| della tensione d'ingresso, un comando di valore assoluto della corrente d'ingresso |lac|*, un valore impostato della tensione DC di uscita vdc*, un'induttanza L di detto reattore e un comando di valore assoluto della corrente d'ingresso |Iac|*old al tempo dell'operazione precedente, in accordo con la seguente equazione, in modo da ottenere le funzionalità attive e inattive di detti elementi commutatori:
16. 16. Circuito convertitore secondo la rivendicazione 14, in cui detti mezzi di controllo sommano il risultato operazionale ottenuto per detto errore con un valore che è ottenuto moltiplicando un valore inferiore a 1 col valore dff calcolato, per un valore assoluto |Vac| della tensione di ingresso, un comando di valore assoluto di corrente |lac|*, un valore impostato della tensione DC di uscita Vdc*, un'induttanza L di detto reattore ed un comando di valore assoluto della corrente d'ingresso [Iac|*old al tempo dell'operazione precedente, in accordo con la seguente equazione, per ottenere le funzionalità attive e inattive di detti elementi commutatori:
17. 17. Circuito convertitore secondo la rivendicazione 14, in cui detti mezzi di controllo sommano il risultato operazionale ottenuto per detto errore con un valore che è ottenuto moltiplicando un valore inferiore a 1 col valore dff calcolato, per un valore assoluto |Vac| della tensione di ingresso ed un valore impostato della tensione DC di uscita Vdc*, in accordo con la seguente equazione, per ottenere le funzionalità attive e inattive di detti elementi commutatori:
18. 18. Circuito commutatore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 15 a 17, in cui detti mezzi di controllo utilizzano un valore della tensione di uscita Vdc invece dì detto valore impostato della tensione DC di uscita Vdc* e/o utilizzano un valore della corrente d'ingresso effettiva |Iac| e |lac|old invece del comando di valore assoluto della corrente d'ingresso jIac|* e |Iac|*old.
19. 19. Circuito convertitore secondo la rivendicazione 4, in cui nel caso di esecuzione di misurazione ed operazione consecutiva del tempo di aumento Ton del risultato di rivelazione di detti mezzi rivelatori di polarità della tensione e del tempo di caduta Toff del risultato di rivelazione di detti mezzi rivelatori dì polarità della tensione, la stessa condizione viene confermata per n volte continuamente per ciascun periodo di controllo PWM di detto circuito convertitore PWM per eseguire il calcolo avanzando di un tempo corrispondente a (n-1) volte detti periodi di controllo eseguendo nello stesso tempo detta elaborazione operativa.
20. 20. Circuito conve1rtitore secondo la rivendicazione 5, in cui nel caso di esecuzione di misurazione ed operazione consecutiva del tempo di aumento Ton del risultato di rivelazione di detti mezzi rivelatori di polarità della tensione e del tempo di caduta Toff del risultato di rivelazione di detti mezzi rivelatori di polarità della tensione, la stessa condizione viene confermata per n volte continuamente per ciascun periodo di controllo PWM di detto circuito convertitore PWM per eseguire il calcolo avanzando di un tempo corrispondente a (n-1) volte detti periodi di controllo eseguendo nello stesso tempo detta elaborazione operativa.