ES2174705B1 - Circuito convertidor. - Google Patents
Circuito convertidor.Info
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Abstract
Circuito convertidor.
Un circuito convertidor tiene un reactor
conectado a un suministro de potencia CA;
Un circuito convertidor PWM conectado al reactor
que tiene un diodo de alta velocidad, un diodo rectificador y un
elemento conmutador conectado en paralelo al diodo rectificador
(correspondiente a figura 1(a)), o
un circuito convertidor PWM compuesto de un brazo
conectado al reactor que incluye dos pares de circuitos paralelos
de un diodo de alta velocidad y un elemento conmutador así como un
brazo conectado al otro terminal del suministro de potencia CA que
incluye dos pares de diodos rectificadores (correspondiente a figura
1(b));
unos medios de detección de corriente de entrada
para detectar una corriente de entrada del circuito convertidor
PWM;
unos medios de detección de voltaje CC para
detectar un voltaje de salida del circuito convertidor PWM;
unos medios de detección de polaridad de voltaje
conectados al suministro de potencia CA; y
unos medios de control para controlar el circuito
convertidor PWM midiendo un período de variación del resultado de
la detección por los medios de detección de polaridad de voltaje,
para juzgar una frecuencia del suministro
de potencia y, en base al resultado de la determinación,
de potencia y, en base al resultado de la determinación,
el resultado de la detección de los medios de
detección de polaridad de voltaje, la corriente de entrada
detectada por los medios de detección de corriente de entrada y el
voltaje de salida detectado por los medios de detección de voltaje
CC.
Description
Circuito convertidor.
La presente invención se refiere a un circuito
que convierte potencia CA en potencia CC, en particular, a un
circuito convertidor con un factor de potencia alto que ejerce el
control para reducir los componentes de frecuencia armónica
incluidos en la corriente de entrada utilizando una tecnología de
modulación de impulsos en anchura.
Convencionalmente, una unidad de potencia que
tiene la función de controlar la distorsión armónica del suministro
de potencia para mejorar el factor de potencia, incluye un circuito
convertidor reforzador que ejerce el control de manera que la
corriente CA introducida devenga una forma de onda sinusoidal. Por
ejemplo, como se describe en la publicación de patente japonesa no
examinada S63(1988)-224698, después de
rectificar el voltaje de entrada, la corriente de entrada se
controla mediante el circuito convertidor reforzador puesto que la
configuración de circuito es simple, en particular, en un suministro
de potencia de entrada de fase única. Esta técnica anterior tiene
una configuración como la representada en la figura 19. Es decir,
después de rectificar una vez el suministro de potencia CA 1 con los
circuitos de diodos rectificadores 102a, 102b, 102c y 102d, se crea
un suministro de potencia CC mediante el circuito convertidor
reforzador compuesto de un reactor 106, un elemento conmutador 103,
un diodo 104 y un condensador de alisamiento 7 para ser suministrado
a una carga 8.
La figura 21 es un diagrama de bloques de control
del circuito de control 110 para controlar circuitos en la figura
19. En la figura 21, se obtiene un error Verr entre el voltaje CC
establecido Vdc* en los medios de comparación 37 y el voltaje CC
real Vdc obtenido de las resistencias 9a y 9b en la figura 19, que
pasa a través del filtro compensador 32 de manera que la salida
rectificada | Vac | obtenida por las resistencias 111a y 111b en la
figura 19 se introduzca en el multiplicador 31 para obtener
información de corriente establecida | Iac* |. Esta | Iac* | es
comparada con la información de corriente introducida real | Iac |
detectada como el voltaje entre ambos extremos de la resistencia 113
en la figura 19 por los medios de comparación 38, de los que se
obtiene la información de error | Iac err | a enviar al filtro
compensador 133. En el filtro compensador 133 se realiza una
operación de filtro para estabilizar el control de forma de onda de
corriente de entrada. La salida del filtro compensador 133 se envía
al comparador para ser comparada con la señal de salida del
oscilador 35 que se convierte en una señal de modulación de impulsos
en anchura PWMout. La señal de modulación de impulsos en anchura
PWMout pasa a través del circuito de excitación de puerta 105 para
excitar y controlar el elemento conmutador 103 en la figura 19.
La figura 20 representa un circuito donde el
número de diodos rectificadores como elementos de transferencia de
potencia, que es cinco en el circuito de la figura 19, se ha
reducido a cuatro utilizando un convertidor PWM del tipo de
refuerzo. El suministro de potencia CA 1 pasa a través del reactor
106 para ser introducido en un circuito puente rectificador cuyo
brazo inferior está compuesto de los elementos conmutadores 3a, 3b y
los diodos rectificadores 2a, 2b y cuyo brazo superior está
compuesto de los diodos de alta velocidad 4a y 4b. Un condensador de
alisamiento 7, una carga 8 y resistencias 9a y 9b para detectar el
voltaje de salida están conectados a la salida del circuito puente
rectificador, de la misma forma que en el caso de la figura 19.
Además, se ha dispuesto un sensor de corriente 213 para detectar la
forma de onda de corriente de entrada y se ha dispuesto un
transformador 211 para detectar la forma de onda de voltaje de
entrada. Para obtener la información de forma de onda de corriente
de entrada | Iac | de la misma forma que en el caso de la figura 19,
se han dispuesto circuitos puente de diodos 251a, 251b, 251c y 251d,
cuyo resultado se envía al circuito de control 110. Igualmente, para
obtener información de forma de onda de voltaje de entrada | Vac |
de la misma forma que en el caso de la figura 19, se han dispuesto
circuitos puente de diodos 212a, 212b, 212c y 212d cuyo resultado se
envía al circuito de control 110. La configuración de tratamiento
del circuito de control 110 es la misma que la de la figura 21.
Sin embargo, en el primero, como se describe en
la técnica anterior, la salida del suministro de potencia CA es
rectificada una vez por un circuito de diodo rectificador y después
de ello el circuito convertidor reforzador se pone en
funcionamiento; por lo tanto, existe el problema de que el número de
elementos a través de los que pasa LA corriente del circuito
principal, es grande en el circuito, lo que produce una pérdida
básica grande.
En el segundo, como se describe en la técnica
anterior, aunque es menor el número de elementos a través de los que
pasa la corriente del circuito principal, la detección de la forma
de onda de voltaje de entrada y la detección de la forma de onda de
corriente de entrada son complicadas y a gran escala. A causa de
esta complicación de la detección, el consumo de potencia para la
detección no puede ser tan pequeña que no se tome en cuenta. Además,
hay muchos problemas de manera que el gran número de elementos
conmutadores aumenta fácilmente el ruido.
En cualquier caso, con respecto a la
configuración del circuito principal, no se describen métodos para
obtener fácilmente un factor de potencia alto, para mantener la alta
eficiencia, que son problemas básicos comunes a resolver, o para la
operación segura al tiempo de la variación de potencia.
Considerando tales problemas de los circuitos
convertidores convencionales, la finalidad de la presente invención
es proporcionar un circuito convertidor que puede reducir el número
de elementos a través de los que pasa la corriente del circuito
principal en el circuito con pequeñas pérdidas en el circuito
principal, de manera que también se reduzca adicionalmente la
pérdida del circuito detector y se logre un aumento de la eficacia y
se pueda implementar la miniaturización, la reducción de pérdida o
la reducción de ruido para obtener un factor de potencia alto con
una configuración simple.
Un circuito convertidor PWM de fase simple está
configurado de manera que se utilicen dos tipos de diodos: diodos
rectificadores para una caída baja de voltaje directo y diodos de
alta velocidad que tienen la función de recuperación rápida, así
como elementos conmutadores, para controlar la modulación de
impulsos en anchura, según las reivindicaciones 1 a 8, 19 y 20 de la
presente invención, que corresponden a cada aspecto de la invención
en lo siguiente:
(1) Para miniaturizar el circuito de detección,
que debería corresponder a una pluralidad de frecuencias de
suministro de potencia, el voltaje CA de entrada se cortocircuita,
por ejemplo, al lado primario de un fotoacoplador con elementos de
resistencia y el voltaje del lado secundario del fotoacoplador se
introduce en el circuito de control en la configuración de manera
que la frecuencia Fac o el período Tac del voltaje CA de entrada se
calcule a partir del período inverso del voltaje del lado secundario
del fotoacoplador para determinar la frecuencia de entrada.
(2) Para reducir la pérdida a partir del circuito
de detección, los tiempos de (2 \cdot Ton + 2 \cdot Toff +
Tac)/4 y (2 \cdot Ton + 2 - Toff + 3 \cdot Tac) /4 se ponen al
tiempo de cruce por cero del voltaje CA introducido utilizando el
período Tac calculado a partir del tiempo de activación Ton y el
tiempo de desactivación Toff del lado secundario del
fotoacoplador.
(3) Para operar establemente contra la variación
del suministro de potencia, el período calculado a partir del tiempo
de activación y el tiempo de desactivación del lado secundario del
fotoacoplador se utiliza para predecir el tiempo de activación y el
tiempo de desactivación siguientes para modificar finalmente el
tiempo de predicción del tiempo de activación y el tiempo de
desactivación siguientes en base a la polaridad de la diferencia
entre el tiempo de activación y el tiempo de desactivación
siguientes que son detectados realmente.
(4) Para simplificar la configuración del
circuito de control, la medición de tiempo mediante el cálculo de
los tiempos respectivos se realiza con un período que deviene el
período de control de modulación de impulsos en anchura.
(5) Para implementar el factor de potencia alto,
los medios de control introducen información de salida del lado
secundario del fotoacoplador durante cada período para confirmar
continuamente la condición de activación o la condición de
desactivación durante n tiempos y, después de ello, el tiempo máximo
y el tiempo de cruce por cero se calculan como se ha descrito
anteriormente, entre los que el tiempo requerido para el tratamiento
de entrada "n-1" pasa al frente para calcular
el tiempo antes descrito.
(6) (19) (20) Para reducir la pérdida del
circuito principal, los medios de control generan una onda
sinusoidal que cruza en el punto cero en el tiempo de cruce por cero
durante cada medición de tiempo para controlar la modulación de
impulsos en anchura de la corriente de entrada de manera que sea de
la misma forma que la onda sinusoidal generada, y el valor
establecido del voltaje de salida CC se regula de manera que el
valor mínimo del trabajo del control de modulación de impulsos en
anchura resulte sustancialmente un valor constante cerca del pico de
la onda sinusoidal generada.
(7) Para reducir el ruido, un par de reactores
que comparten un núcleo están conectados a las entradas de dos
terminales de un convertidor PWM de fase única, del que cada entrada
pasa a través de cada uno de los reactores.
(8) Para reducir la pérdida del circuito de
detección, un transformador de corriente está configurado con un
cable de entrada de suministro de potencia del lado primario para el
cable de entrada de suministro de potencia CA, y la salida en el
lado secundario del transformador de corriente se introduce en el
circuito de control de manera que el circuito de control opere para
compensar las características de frecuencia de la salida en el lado
secundario del transformador de corriente.
Se ha previsto la configuración que tiene un
circuito principal que incluye reactores, elementos conmutadores y
diodos de alta velocidad y que controla la modulación de impulsos en
anchura para mejorar el factor de potencia de la corriente de
suministro de potencia de entrada CA de fase única y que también
controla el voltaje CC de salida, según las reivindicaciones 9 a 13
de la presente invención, que corresponden a cada aspecto de la
invención en lo que sigue:
(9) Una función operativa de integración del
error y una función operativa de proporción del error se han
previsto en paralelo para el error entre el voltaje CC de salida y
su valor establecido para determinar la orden de corriente de
entrada con la suma de las salidas de las dos funciones operativas
en la configuración, y la función operativa de integración fija la
salida de la función operativa de integración al valor presente en
el caso en el que el error deviene superior a un cierto valor.
(10) En el caso de que un valor operativo de
orden de corriente basado en la información de error de voltaje
exceda de un valor predeterminado, se controla con el valor
predeterminado.
(11) En el caso de que el voltaje de salida sea
más alto que una anchura predeterminada o más para el valor
establecido del voltaje de salida, se hace que el elemento
conmutador se desactive.
(12) La operación de control para control de
estabilización basado en la información de error de corriente tiene
características que tienen un tipo PI que tiene características
integrales en la banda de frecuencia baja y que tienen
características de media móvil o plana en la banda de frecuencia
alta.
(13) La información de orden de modulación de
impulsos en anchura se obtiene añadiendo el valor dff según la
ecuación operativa siguiente a la información de orden de modulación
de impulsos en anchura obtenida llevando a cabo la operación de
compensación para el control estable basado en la información de
error de corriente entre la corriente CA real y la corriente de
orden, el valor de reactor L, el valor de corriente blanco I*, el
valor de voltaje de entrada Vac y el valor establecido de voltaje CC
de salida Vdc; dff = (Vdc* - | Vac |) /Vdc* + L \cdot (| Iac | * -
| Iac | * old) /Vdc* donde "| Iac |* old" es un valor de orden
de corriente una unidad de la medición anterior en el tiempo.
Las figuras 1(a) y 1(b) son
diagramas de configuración que muestran un circuito convertidor de
la primera realización según la presente invención.
La figura 2 es un diagrama de bloques de
tratamiento del circuito de control según la primera
realización.
La figura 3 es un diagrama de forma de onda que
muestra la operación de los medios de generación de onda sinusoidal
en la figura 2 anterior.
La figura 4 es un diagrama de forma de onda que
muestra la operación de los medios de generación de onda sinusoidal
en la figura 2 anterior.
La figura 5 es un diagrama de forma de onda que
muestra la operación de los medios de generación de onda sinusoidal
en la figura 2 anterior.
La figura 6 es un diagrama de forma de onda que
muestra la operación de los medios de generación de onda sinusoidal
en la figura 2 anterior.
La figura 7 es un diagrama de forma de onda que
muestra el principio de operación del ajuste de establecimiento de
voltaje CC en la primera realización.
La figura 8 es un diagrama de flujo que
representa el tratamiento del ajuste de establecimiento de voltaje
CC.
La figura 9 es una vista en perspectiva que
representa una configuración del reactor en la primera
realización.
La figura 10 es un diagrama de bloques de
tratamiento que muestra el tratamiento de información del
transformador de corriente en la primera realización.
La figura 11 es un diagrama de bloques de
tratamiento del circuito de control en el segundo circuito
convertidor según la presente invención.
La figura 12 es un diagrama de bloques de
tratamiento que muestra el tratamiento de filtro compensador del
sistema de control de voltaje en la segunda realización.
La figura 13 es un diagrama de bloques de
tratamiento que muestra el tratamiento de filtro compensador del
sistema de control de corriente en la segunda realización.
La figura 14 es un diagrama de características de
frecuencia de la figura 13 anterior.
La figura 15 es un diagrama de circuito de un
filtro compensador del sistema de control de corriente según una
técnica anterior.
La figura 16 es un diagrama de las
características de frecuencia de un filtro compensador del sistema
de control de corriente según una técnica anterior.
La figura 17 es un diagrama de bloques de
tratamiento que muestra otro ejemplo de configuración del
tratamiento de filtro compensador del sistema de control de
corriente en la segunda realización anterior.
La figura 18 es un diagrama de características de
frecuencia de la figura 17 anterior.
La figura 19 es un diagrama de configuración que
muestra un circuito convertidor según una técnica anterior.
La figura 20 es un diagrama de configuración que
muestra un circuito convertidor con una pérdida baja según una
técnica anterior.
La figura 21 es un diagrama de tratamiento del
circuito de control según una técnica anterior.
Y la figura 22 es un diagrama de configuración
que muestra un circuito convertidor de la tercera realización según
la presente invención.
\dotable{\tabskip\tabcolsep#\hfil\+#\hfil\tabskip0ptplus1fil\dddarstrut\cr}{
1: \+ suministro de potencia CA\cr 2a, 2b: \+ diodos
rectificadores\cr 3a, 3b: \+ elementos conmutadores\cr 4a, 4b: \+
diodos de alta velocidad\cr 6: \+ reactor\cr 10: \+ circuito de
control\cr 11: \+ fotoacoplador\cr 13: \+ transformador de
corriente\cr 36: \+ medios de generación de onda sinusoidal\cr 40:
\+ medios de ecualización de forma de onda\cr 41: \+ medios de
determinación\cr 1140: \+ parte de operación de alimentación
directa\cr 1141: \+ parte de determinación\cr 1145: \+ medios de
limitación\cr 1301: \+ integrador\cr 1302: \+ medios de media
móvil\cr}
La presente invención se describe en base a los
dibujos que muestran las realizaciones en lo que sigue.
Primera
realización
La figura 1 es un diagrama de configuración que
muestra un circuito convertidor de la primera realización según la
presente invención. En la figura 1, la salida del suministro de
potencia CA 1 pasa a través del choque 6 para ser introducida en un
circuito puente cuyo brazo inferior está compuesto de diodos
rectificadores 2a, 2b y los elementos conmutadores 3a, 3b y cuyo
brazo superior está compuesto de los diodos de alta velocidad 4a,
4b. Un circuito de detección de voltaje de salida que incluye el
condensador de alisamiento 7, la carga 8 y las resistencias 9a, 9b
está conectado a la salida del circuito puente. Y un circuito de
detección de polaridad de voltaje que incluye un transformador de
corriente 13, una resistencia 12 y un fotoacoplador 11 está
conectado al suministro de potencia CA 1. El diodo 15 conectado en
paralelo al primario del fotoacoplador 11 es para proteger el
fotoacoplador 11. El transformador de corriente 13 introduce la
información de detección en el circuito de corriente 10, a través de
los medios de desplazamiento de nivel 14, y las entradas del
circuito de detección de polaridad de voltaje, desde el lado
secundario del fotoacoplador 11, respectivamente. El circuito de
control 10 calcula una salida apropiada de modulación de impulsos en
anchura PWMout de los elementos conmutadores 3a y 3b en base a la
información de corriente de entrada [Iac]', la información de
polaridad de voltaje PCout y el voltaje CC Vdc a transferir al
circuito de control de excitación 5a y 5b de los elementos
conmutadores respectivos.
Aquí, la parte puente del circuito convertidor no
se limita a la representada en la figura 1(a) y puede ser un
circuito convertidor PWM compuesto de un brazo que incluye dos pares
de circuitos paralelos de diodos de alta velocidad 4a, 4b y
elementos conmutadores 3a, 3b conectados a dicho reactor 6 así como
un brazo que incluye dos pares de diodos rectificadores 2a y 2b
conectados al otro terminal de dicho suministro de potencia CA 1
como se representa en la figura 1(b).
A continuación se describe el resumen del
circuito de control 10 utilizando la figura 2. La salida PCout del
fotoacoplador 11 se introduce en los medios de generación de onda
sinusoidal 36 en la figura 1 para reproducir el valor absoluto de la
onda sinusoidal, que se introduce en el multiplicador 31. La
operación de los medios de generación de onda sinusoidal 36 se
describe a continuación. Por otra parte, en el
sumador-restador 37, la señal de error de voltaje
Verr obtenida añadiendo el valor de ajuste de establecimiento de
voltaje CC \DeltaVdc* a la diferencia entre el valor establecido
Vdc* de la salida de voltaje CC y el voltaje CC real Vdc se
introduce en el filtro compensador 32. En el filtro compensador 32
se lleva a cabo una operación de compensación para operar
establemente el sistema de control de voltaje CC. El contenido de la
operación de compensación se describe en lo que sigue. El resultado
del filtro compensador 32 se envía al multiplicador 31 para
multiplicarse con el valor absoluto de onda sinusoidal. El resultado
de la multiplicación se convierte en un valor de orden de corriente
de entrada | Iac |*, que se compara con el valor equivalente de
corriente de entrada | Iac | en el sumador-restador
38 para obtener la información de error de corriente de entrada |
Iac | err.
El valor equivalente de corriente de entrada
\hbox{| Iac |} se obtiene a través de los medios de
detección de corriente 13 y el circuito de desplazamiento de nivel
14 mediante el circuito equivalente de forma de onda 40 y los medios
de reflexión 39. El proceso hasta el punto cuando se obtiene el
valor equivalente de corriente de entrada, se describe en lo que
sigue. La información de error de corriente de entrada | Iac | err
se envía al filtro compensador 33, que lleva a cabo una operación de
compensación para operar establemente el sistema de control de
corriente de entrada. El resultado del filtro compensador 33 se
envía al comparador 34 para ser comparado con la salida del
oscilador 35 para obtener la señal de modulación de impulsos en
anchura PWMout. La señal de modulación de impulsos en anchura PWMout
se envía a los circuitos de control de excitación 5a y 5b de los
elementos conmutadores en la figura 1 para excitar los elementos
conmutadores 3a y 3b. La salida del filtro compensador 33 se envía a
los medios de determinación 41. El resultado de los medios de
determinación 41 se introduce en el sumador-restador
37 como el valor de ajuste de establecimiento de voltaje CC
\DeltaVdc*. El contenido de los medios de determinación 41 se
describe en lo que sigue.
Todas estas operaciones se llevan a cabo mediante
sincronización con la salida del oscilador 35 de manera que tengan
una administración de temporización fácil. La frecuencia del
oscilador 35 deviene una frecuencia de conmutación por los elementos
conmutadores 3a y 3b; por lo tanto, se adopta el valor de frecuencia
de aproximadamente 20 KHz o más, de manera que no se pueda detectar
el ruido electromagnético producido por las ondulaciones de
corriente en el reactor 6.
Las figuras 3, 4, 5 y 6 son un diagrama de forma
de onda que muestra la operación de los medios de generación de onda
sinusoidal 36 de la figura 2. El diagrama de forma de onda de la
figura 3 muestra una relación entre el voltaje de suministro de
potencia de entrada Vac y la salida del fotoacoplador PCout. En el
caso en el que el voltaje de suministro de potencia de entrada
excede de un valor predeterminado, el fotoacoplador 11 se activa de
manera que el PCout se convierta a un nivel alto. Como es claro en
la figura 3, el término de estar a nivel alto y el término de estar
a nivel bajo no son necesariamente idénticos. Para igualar el
término de estar a nivel alto y el término de estar a nivel. bajo
hay que aumentar la corriente en el lado primario del fotoacoplador
11 reduciendo la resistencia 12. Sin embargo, esto aumenta el
consumo de potencia en la práctica, lo que está en conflicto con la
finalidad de reducir la pérdida del circuito principal. La salida
del fotoacoplador donde el término de estar a nivel alto y el
término de estar a nivel bajo no coinciden, se introduce en el
circuito de control 10, donde se mide el tiempo de subida de la
señal PCout ton (1), ton (2),..., etc, y el tiempo de caída toff
(1), toff (2),..., etc. En el circuito de control, se hallan
intervalos entre el tiempo de subida, por ejemplo, que forman el
período tac del suministro de potencia de entrada. Es decir, se
puede ver la frecuencia del suministro de potencia de entrada. Dado
que la frecuencia de suministro de potencia es generalmente 50 Hz o
60 Hz, el período deviene 20 ms o 16,7 ms que son aproximadamente
400 recuentos o aproximadamente 333 recuentos según el período 50
\mus de la frecuencia de conmutación, es fácil discriminar incluso
bajo la influencia del error de medición o análogos.
El valor de frecuencia de suministro de potencia
obtenido de esta forma calcula hasta dónde se avanza la fase de
suministro de potencia durante cada período de conmutación. Es
decir, en el caso de 50 Hz, se puede avanzar 360/400 grados durante
cada período de conmutación y en el caso de 60 Hz, se puede avanzar
360/333 grados. Además, se puede usar para evitar un punto de
interferencia entre el número de revoluciones del motor y la
frecuencia de suministro de potencia, por ejemplo, cuando una carga,
tal como la que tiene un par de impulso, es movida por un motor.
La figura 4 representa un método para calcular el
tiempo de cruce por cero del voltaje de suministro de potencia a
partir del mismo diagrama de forma de onda que el de la figura 3.
Como es claro por la figura 4, el tiempo medio tp entre el tiempo de
subida ton (1) del PCout y el tiempo de caída toff (1) deviene el
tiempo máximo del voltaje de suministro de potencia. Por
consiguiente, el tiempo retardado 90 grados (tac/4) desde el tiempo
máximo tp es el tiempo de cruce por cero de la caída y el tiempo
retardado 270 grados (3 \cdot tac/4) desde el tiempo máximo tp es
el tiempo de cruce por cero de la subida. La temporización según la
que se lee el cero desde la tabla de onda sinusoidal se determina
utilizando los tiempos de cruce por cero.
La figura 5 es un diagrama de forma de onda de
temporización que muestra un método de tratamiento para operación
estable que muestra que incluso cuando la condición de suministro de
potencia de entrada no es estable, se produce fallo de potencia
instantáneo o análogos. Se supone que el suministro de potencia era
normal hasta que ton (1) y toff (1). El tiempo de variación t'on (2)
y t'off (2) del PCout siguiente se predicen en base a este tiempo y
el período de suministro de potencia tac. Como se representa en la
figura 5, en el caso en el que el PCout no varía, el valor de
predicción se adopta tal como es. Además, se predice el tiempo de
variación siguiente t'on (3) y t'off (3). En el caso en el que no se
puede detectar la variación del PCout, se realiza el mismo
tratamiento. En el caso en el que se detecta la variación del PCout,
tiene lugar tratamiento de modificación utilizando los valores
reales ton (3) y toff (3). La razón por la que tiene lugar el
proceso de modificación, es que el caso donde la temporización de
variación no es normal, se puede considerar como ton (3) en la
figura 5. Para el proceso de modificación, el valor obtenido
retardando el valor de predicción t'on (3) una unidad de medición se
utiliza en el caso en el que el valor real ton (3) se retarde con
respecto al valor de predicción t'on (3). Haciendo esto, solamente
durante un tiempo de resbalamiento, casi no se experimenta
influencia. También se puede alcanzar en el caso en el que la fase
del suministro de potencia de entrada fluctúe bajo alguna
influencia.
La figura 6 es un diagrama que representa un
método de tratamiento en el caso en el que se evita que el circuito
de control 10 experimente cualquier influencia, tal como ruido, al
leer en la salida del PCout. En general, el circuito de control 10
se implementa con un microordenador o análogos que no comete mal
funcionamiento debido a ruido leyendo una pluralidad de veces al
leer a través de terminales. La figura 6 representa un resultado de
reconocimiento del caso donde se realiza una confirmación mediante
tres lecturas consecutivas. El resultado del reconocimiento exhibe
una temporización retardada con respecto a la práctica real debido a
la confirmación de las lecturas consecutivas. Sin embargo, cuando
los resultados del reconocimiento se avanzan dos unidades, es
posible hacerlo el tiempo retardado dentro de una unidad de medición
desde la señal real PCout. Al ponerlo en forma generalizada, se
avanzan "n-1" unidades de medición durante la
pluralidad de tiempos de lectura "n".
Las figuras 7 y 8 son diagramas que representan
el proceso de hallar el valor de ajuste de establecimiento de
voltaje CC \DeltaVdc* mediante los medios de determinación 41 en
la figura 2. La figura 7 representa una relación entre la forma de
onda de voltaje | Vac | y la forma de onda de corriente | Iac | en
el tiempo de la condición estable y el trabajo de PWMout. El trabajo
de PWMout exhibe un valor próximo a 100 % cerca de donde el voltaje
es cero. En el voltaje máximo de entrada Vp, el trabajo de PWMout
deviene el valor más pequeño dmin. El valor de dmin se muestra como
"(Vdc/Vp)-1" cuando no se tiene en cuenta la
influencia de la variación del voltaje de entrada a su alrededor. Y
por ser un convertidor reforzador, "Vdc > Vp" es una
condición necesaria. Por ejemplo, en el caso de que sea "Vp >
Vdc", dmin deviene 0. El convertidor está entonces en la
condición donde la forma de onda de corriente de entrada no se puede
controlar. Por otra parte, cuando la PWM se activa, es el término
donde la corriente se almacena en el reactor 6 mediante los
elementos conmutadores 3a y 3b. Por lo tanto, cuanto más grande es
el término, mayor es la pérdida. Por consiguiente, es preferible
disminuir Vdc todo lo posible. El voltaje del suministro de potencia
CA de entrada recibe variación debido a la condición de potencia o
análogos; sin embargo, el Vp varía de la misma forma. Por lo tanto,
Vdc se pone normalmente considerando el valor máximo de Vp. Sin
embargo, en el caso de voltaje de potencia normal, Vdc se pone a un
valor alto que disminuye la eficiencia. En el diagrama de todo el
circuito de la figura 1, no se incluye un circuito para detectar el
voltaje de potencia en el lado de CA.
El diagrama de flujo de la figura 8 representa un
procedimiento operativo del valor de ajuste de establecimiento de
voltaje CC \DeltaVdc* para regular correctamente el valor
establecido de voltaje CC óptimo Vdc*. El valor mínimo dmin del
trabajo de modulación de impulsos en anchura se supone que existe
dentro del circuito de control 10. Este tratamiento se realiza
aproximadamente una vez durante un término de período del suministro
de potencia de entrada. En la determinación 81 se juzga si dmin es o
no menor que un valor predeterminado \Deltad. En el caso de
"dmin < \Deltad", pasa al proceso 82 y en el caso negativo
pasa al proceso 83. El valor de ajuste de establecimiento de voltaje
CC \DeltaVdc* se incrementa microscópicamente en el proceso 82 y
el valor de ajuste de establecimiento de voltaje CC un \DeltaVdc*
se disminuye microscópicamente en el proceso 83 para completar un
tiempo de tarea de ajuste. Llevando a cabo dichos procesos, se puede
obtener un valor ajustado de Vdc con una pérdida prácticamente
mínima en el circuito, porque el proceso se lleva a cabo para
incrementar Vdc en el caso de que Vdc no sea suficientemente grande
para Vp con un valor demasiado pequeño del valor mínimo de trabajo
dmin.
La figura 9 representa una configuración del
reactor 6 en la figura 1. Como es claro en la figura 9, se devanan
bobinas con el mismo número de vueltas alrededor del núcleo común 96
de manera que los campos magnéticos por corrientes apunten en la
misma dirección. Aquí, en la figura 9, el número de vueltas
ilustrado es pequeño para poder ver fácilmente la dirección de
devanado. Insertando reactores a ambos lados de la entrada de
suministro de potencia CA, la variación de voltaje mediante la
conmutación de los elementos conmutadores 3a y 3b se separa del
suministro de potencia CA 1 en ambos lados para permitir la
reducción de ruido.
La figura 10 representa un diagrama de bloques de
una parte con respecto al tratamiento de entrada del transformador
de corriente 13 en la figura 1 y un diagrama de características de
frecuencia asociadas. Se detecta corriente de la salida del
suministro de potencia CA 1 en el transformador de corriente 13. El
transformador de corriente 13 es un elemento pasivo con la salida
donde cero voltios es el centro, que se convierte en una banda de
voltaje que puede ser procesada por el circuito de control 10 en el
circuito de desplazamiento de nivel 14. La salida del transformador
de corriente 13 tiene la característica de que la sensibilidad
disminuye en la zona de frecuencia baja como se muestra en la
característica (A). Por lo tanto, pasando a través del circuito de
ecualización de forma de onda 40 con las características (B), se
puede obtener una forma de onda con las mismas características de
frecuencia que la forma de onda de corriente real. Además, la salida
del circuito de ecualización de forma de onda 40 se introduce en el
circuito de reflexión 39 para convertirse en el valor absoluto de la
corriente de entrada. El circuito de ecualización de forma de onda
40 y el circuito de reflexión 39 se pueden implementar fácilmente
por software del circuito de control 10. Por ello, es posible
controlar fácilmente sin mucho consumo de potencia mediante el
transformador de corriente 13.
Segunda
realización
La figura 11 es un diagrama de circuito de
bloques que muestra una configuración del circuito de control de la
segunda realización según la presente invención. Es posible que la
configuración del circuito principal de la segunda realización según
la presente invención sea la misma configuración que la de la figura
1, o son posiblemente aplicables las configuraciones de la figura 19
o la figura 20. En la figura 11, el valor del voltaje de salida CC
Vdc se compara con el valor establecido de voltaje CC de salida Vdc*
en el circuito de adición y sustracción 37 para obtener la
información de error de voltaje CC Verr. La información de error de
voltaje CC Verr se envía al filtro compensador 1132 y los medios de
determinación 1141. El filtro compensador 1132 es para estabilizar
la operación del sistema de control de voltaje CC y los medios de
determinación 1141 son para controlar la operación del filtro
compensador 1132 mediante la información de error de voltaje CC
Verr, cuya operación se describe en lo que sigue. La salida del
filtro compensador 1132 se envía al multiplicador 31 junto con la
forma de onda sinusoidal reflejada para obtener el resultado de la
multiplicación, que se envía a los medios de limitación 1145 y,
después de sumar la limitación, se convierte en la orden de
corriente de entrada | Iac |*. A continuación se describe la razón
por la que se suma la limitación. La forma de onda sinusoidal
reflejada corresponde a la salida de los medios de generación de
onda sinusoidal 36 en el caso de las figuras 1 y 2, corresponde al
resultado de voltaje dividido por las resistencias 111a y 111b en el
caso de la figura 19 y corresponde al resultado de rectificación de
la salida del transformador 211 por los circuitos puente 212a, 212b,
212c y 212d en el caso de la figura 20.
La orden de corriente de entrada | Iac |* se
compara con la forma de onda reflejada | Iac | de la corriente de
entrada al circuito de adición y sustracción 38 en el circuito de
adición y sustracción 38 para obtener la información de error de
corriente de entrada | Iac | err a enviar al filtro compensador
1133. La orden de corriente de entrada | Iac |* se envía a los
medios de operación de alimentación directa 1140 para operar el
valor de alimentación directa del valor de salida de modulación de
impulsos en anchura PWMout con el valor establecido de salida CC
Vdc* con el fin de mejorar las características de control. El
contenido de los medios de operación de alimentación directa 1140 se
describe en lo que sigue. Se lleva a cabo una operación de
compensación en el filtro compensador 1133 para estabilizar la
operación del sistema de control de corriente de entrada, cuyo
resultado se envía al circuito de adición y sustracción 1142 a
añadir al resultado de los medios de operación de alimentación
directa 1140. El resultado de adición se envía al comparador 34, que
se compara con la salida del oscilador 35 para obtener la salida de
modulación de impulsos en anchura PWMout. El tratamiento, tal como
el tratamiento de filtro compensador, los medios de limitación, los
medios de adición y sustracción y el tratamiento de operación de
alimentación directa, se realiza de forma síncrona con el período de
la señal de salida del oscilador 35.
La figura 12 es un diagrama detallado de bloques
del filtro compensador 1132 y los medios de determinación 1141 de la
información de error de voltaje Verr en la figura 11. La información
de error de voltaje Verr se introduce en los medios de determinación
1141 y un filtro de paso bajo 1203. El filtro de paso bajo 1203 es
para eliminar los componentes de frecuencia de suministro de
potencia incluidos en la información de error de voltaje Verr. La
salida del filtro de paso bajo 1203 se envía a los medios de
conmutación 1201 y unos medios de adición 1207. En el caso de que la
información de error de voltaje Verr sea un valor superior a un
cierto valor, los medios de determinación 1141 ejercen el control
para parar los medios de conmutación 1201. La salida de los medios
de conmutación 1201 se envía a los medios de adición 1206. En los
medios de adición 1206, una unidad de la información de medición
anterior de los medios de retardo 1205 se añade de forma
consecutiva. Es decir, los medios de retardo 1205 y los medios de
adición 1206 configuran un integrador. El resultado de los medios de
adición 1206 pasa a través de los medios de multiplicación 1204
donde se multiplica un número constante a enviar a los medios de
adición 1207. La salida del filtro de paso bajo 1203, es decir, la
información antes el integrador y la información de salida del
integrador se añaden en los medios de adición 1207. Es decir, se
realiza el proceso de "proporción" + "integración". La
salida de los medios de adición 1207 pasa a través de los medios de
multiplicación 1208 donde se multiplica un número constante a enviar
al multiplicador 31 en la figura 11.
El principio de operación se describe en la
figura 12. El sistema de control del voltaje de salida CC solamente
puede seguir a componentes de frecuencia suficientemente baja de la
frecuencia de suministro de potencia bajo el presupuesto de mantener
el factor de potencia del suministro de potencia. Es decir, la
respuesta del sistema de control no se puede acelerar. Por otra
parte, para eliminar la desviación constante hay que insertar un
integrador. Sin embargo, insertar un integrador se convierte en un
factor de retardo de fase que interfiere con la seguridad; por lo
tanto, La constante de tiempo solamente deberá ser suficientemente
larga para la constante de tiempo del sistema de control en
conjunto. Es decir, la constante de tiempo del integrador se tiene
que poner a un valor sumamente grande. Como resultado, en el caso de
que el resultado de la integración del integrador se desplace de la
condición constante, tal como en el tiempo de puesta en marcha, un
elemento compensador del tipo de integración introducido para
reducir la desviación constante puede no responder normalmente en
algunos casos durante el tiempo correspondiente a la constante de
tiempo del integrador, dando lugar a flujos de sobrecorriente o
salidas de sobrecorriente que dañan al circuito. En la configuración
de la figura 12, la entrada al integrador se para en el caso de que
el error de voltaje sea grande, tal como al tiempo de puesta en
marcha para mantener el resultado obtenido hasta entonces (cero en
la condición inicial). Por consiguiente, la salida de los medios de
adición 1207 se obtiene de la parte que no pasa a través del
integrador de manera que se puede evitar la influencia de la
constante de tiempo del integrador. Aunque se produce una desviación
constante en el caso en el que la información de error de voltaje
está dentro de una banda constante, los medios de conmutación 1201
se cierran para poner en funcionamiento el integrador de manera que
se inicie la operación para eliminar la desviación constante.
A continuación se describe el principio de
operación de los medios de limitación 1145 en la figura 11. Los
medios de limitación 1145 son para la operación segura cuando el
voltaje de suministro de potencia varía especialmente cuando
disminuye el voltaje de suministro de potencia. En el caso en el que
se disminuye el voltaje de suministro de potencia, el voltaje de
salida CC también se disminuye en el caso de que esté bajo la misma
orden de corriente. Como resultado, se ejerce un control de
realimentación de manera que la orden de corriente devenga un valor
más grande. Sin embargo, entonces, cuando se disminuye el voltaje de
suministro de potencia, se necesita una orden de una sobrecorriente
extrema para obtener el mismo voltaje de salida CC. En el caso de
que fluya la corriente designada exactamente por esta orden, el
circuito real produce daño. Los medios de limitación 1145 se han
dispuesto para evitar esto, que se puede implementar estableciendo
el valor de limitación a un valor donde no se produzca daño del
circuito.
Por el contrario, en el caso en el que el voltaje
de potencia aumente bruscamente, también sube el voltaje de salida
CC. En el caso de que este valor exceda de un valor predeterminado,
se puede implementar desactivando el elemento conmutador. Esto se
puede implementar dando una orden de desactivación forzada a los
medios de comparación 34 desde los medios de determinación 1141 en
la figura 11.
A continuación se describe la operación del
filtro compensador 1133 del sistema de control de corriente de la
figura 11. El sistema de control de corriente muestra una respuesta
de un sistema de integración donde la corriente aumenta desde la
condición presente cuando se incrementa el trabajo de la modulación
de impulsos en anchura. Para tal sistema de control, un elemento
compensador que utiliza un circuito operativo analógico tiene una
configuración como la representada en la figura 15. En la figura 15
se utiliza un amplificador operativo, y una resistencia R2 junto con
un condensador C1 conectado en serie, y un condensador C2 están
conectados en paralelo al bucle de realimentación. Y se introduce
una resistencia R1 en la parte de entrada. La figura 16 muestra una
característica de frecuencia del circuito en la figura 15. Como se
representa en la figura 16, las características de amplitud se
incrementan en la ganancia a baja frecuencia, son planas en la banda
media y se atenúan a alta frecuencia como se ve en el diagrama
anterior. Aquí (\omega1 =1/(C1 \cdot R2)) y (\omega2 = 1/(C2
\cdot R1)). Por otra parte, las características de fase se
retardan 90 grados a las frecuencias bajas, se aproximan a cero en
la banda media y de nuevo se retardan 90 grados a las frecuencias
altas como se ve en el diagrama inferior. Por consiguiente, para
garantizar la estabilidad, la ganancia de bucle del sistema de
control en la sección donde el retardo de fase es el más pequeño, se
puede poner a 1. Aumentar la ganancia en la banda de frecuencia baja
tiene el efecto de mejorar las características constantes del
sistema de control, porque disminuir la ganancia en la banda de
frecuencia alta tiene el efecto de evitar mal funcionamiento debido
a ruido o análogos. Sin embargo, en un circuito de control, que
opera según una unidad de tiempo, tal como un microordenador como el
descrito hasta ahora, es difícil estabilizar la operación mediante
tal filtro compensador. Dado que, en el caso de la operación según
una unidad de tiempo, se requiere tiempo de operación hasta que el
resultado de la operación de control es transferido para la
información detectada, y la información detectada, o el resultado de
la operación, no se usan como la información más reciente hasta la
unidad de tiempo siguiente.
Las figuras 13 y 14 representan un filtro
compensador apropiado en tal caso y sus características. La figura
13 representa una implementación del filtro compensador según una
representación de conversión z. El bloque 1301 es una operación de
tratamiento de integración de la constante de tiempo Ki y el bloque
1302 es una operación de tratamiento de filtro de media móvil. Los
resultados de las dos operaciones de tratamiento se añaden en los
medios de adición 1303 para completar el tratamiento de la operación
de filtro compensador. La figura 14 representa una característica de
frecuencia del resultado de tratamiento de la figura 13. La etapa
superior muestra características de amplitud de las características
de transferencia y la etapa inferior muestra las características de
fase. Las características de amplitud aumentan a una frecuencia
inferior a (\omega1 = 1/ki) y se atenúan notablemente cuando se
aproximan a la frecuencia que es mitad de la frecuencia unitaria
(1/Ts) (frecuencia Nyquist). Las características de fase se retardan
90 grados a baja frecuencia, recuperan el retardo en la banda media
y empiezan a retardar drásticamente cuando se aproximan a la
frecuencia Nyquist. Por consiguiente, en el caso de que la ganancia
de bucle se establezca a 1 a la frecuencia (\omegaa) donde la fase
se recupera mucho, se puede garantizar la estabilidad completa. Las
características de frecuencia a \omegaa tienen un retardo de fase
menor que las características de frecuencia en la figura 16, lo que
puede evitar interferencia de estabilidad debido al retardo de
tiempo operativo o análogos. Aquí, el tratamiento de filtro
compensador representado en la figura 13 se puede implementar,
naturalmente, fácilmente mediante software de un microordenador.
Las figuras 17 y 18 muestran ejemplos de la
configuración simplificada de las figuras 13 y 14. La figura 17
representa una implementación del filtro compensador según
conversión z de la misma forma que la figura 13. El bloque 1301 y
los medios de adición 1303 son los mismos que en la figura 13. En la
figura 17, el bloque 1702 se sustituye por el tratamiento de filtro
de media móvil 1302 en la figura 13. El tratamiento del bloque 1702
es lo mismo que no hacer nada, lo que muestra el salto del
tratamiento de media móvil. Por consiguiente, el tratamiento
operativo se simplifica. La figura 18 representa características de
frecuencia del resultado de tratamiento de la figura 17, cuya etapa
superior muestra características de amplitud de las características
de transferencia y cuya etapa inferior muestra las características
de fase de las características de transferencia. Tanto las
características de amplitud como las características de fase son las
mismas que las características de la figura 14 en la banda de
frecuencia menor que \omega1. Sin el tratamiento de media móvil no
hay disminución de las características de amplitud y no hay aumento
del retardo de fase a la frecuencia Nyquist. En base al presupuesto
de que el tratamiento se realiza para cada unidad de tiempo, el
sistema en conjunto tiene las características donde las
características de amplitud se disminuyen en gran medida cerca de la
frecuencia Nyquist; por lo tanto, se puede evitar plenamente la
función molar debida a ruido o análogos. Por el contrario, el método
en la figura 13 mejora además las características antirruido o
análogos.
A continuación se describe el contenido de la
operación del elemento de alimentación directa 1140 de la figura 11.
En el elemento de operación de alimentación directa 1140, la
operación siguiente se realiza utilizando el valor establecido de
voltaje CC Vdc*, la orden de corriente de entrada | Iac |*, el
voltaje de entrada | Vac | y el valor de reactor L: dff =
(Vdc*-
\hbox{| Vac |)}/Vdc* + L \cdot (| Iac |* - | Iac
|* old) /Vdc*. Donde "| Iac |* old" es un valor de orden de
corriente una medición unitaria antes. El primer término en esta
ecuación es una fórmula de cálculo de trabajo del convertidor
reforzador y el segundo término es una fórmula de cálculo de trabajo
que es necesaria para la variación de corriente. Por consiguiente,
llevando a cabo esta operación se puede predecir el trabajo que es
necesario para el control de forma de onda de corriente de entrada
de manera que se pueda esclarecer la carga para mejorar las
características por realimentación.
El voltaje de entrada | Vac | es una forma de
onda asumida en la primera realización de la presente invención y
también existen la variación del voltaje de suministro de potencia o
la no uniformidad de las partes; por lo tanto, es posible usar en la
práctica el valor obtenido multiplicando un valor menor que 1 al
valor calculado del ``dff'' antes descrito.
Como método para simplificar el cálculo de dichos
valores de predicción también es posible usar "Dff" según la
ecuación siguiente:
Dff' = (Vdc* - | Vac
|)/Vdc*
Como un método que tiene el mismo efecto, también
es posible usar el voltaje CC real Vdc en lugar del valor
establecido de voltaje CC antes descrito Vdc* o el valor de
corriente introducida real | Iac | en lugar de la orden de corriente
de entrada | Iac |*.
Como se ha descrito anteriormente, según las
realizaciones primera y segunda de la presente invención se obtienen
los efectos descritos más adelante:
(1) La configuración de una parte para detectar
la información de voltaje de entrada puede ser compacta y puede
identificar fácilmente la frecuencia de potencia.
(2) La información de voltaje de entrada puede
ser detectada con pérdida baja.
(3) La operación se puede estabilizar contra la
variación del suministro de potencia de entrada.
(4) El tiempo estándar para la salida de
modulación de impulsos en anchura y la unidad de tiempo del
tratamiento de control pueden ser los mismos de manera que la
configuración del circuito de control sea simple.
(5) Se puede cancelar la influencia de ruido en
el circuito de detección de información de voltaje de entrada.
(6) El voltaje de salida CC se puede implementar
de manera que la pérdida del circuito principal sea mínima.
(7) Se puede reducir el ruido debido a
conmutación.
(8) Se puede utilizar un transformador de
corriente que no necesita suministro de potencia de circuito de
manera que se puede reducir la pérdida del circuito de
detección.
(9) La operación de integración se puede
implementar para eliminar la desviación constante del voltaje de
salida.
(10) Al tiempo que disminuye el voltaje de
suministro de potencia de entrada, se puede evitar la condición de
sobrecorriente para aumentar la fiabilidad.
(11) Al tiempo que se eleva el voltaje de
suministro de potencia de entrada, se puede evitar la condición de
sobrevoltaje para aumentar la fiabilidad.
(12) Se puede evitar la influencia del retardo de
tiempo operativo o análogos para mejorar el factor de potencia.
(13) El trabajo de predicción se puede hallar a
partir del voltaje de entrada y el valor establecido de manera que
la carga del control de realimentación se pueda reducir para mejorar
el factor de potencia.
Aunque, en las realizaciones antes descritas la
configuración del circuito principal se describe como en la
configuración de la figura 1 (igual que la figura 20) o la figura
19, se han dispuesto elementos conmutadores 3a y 3b así como diodos
de alta velocidad 4a y 4b en un brazo y se han dispuesto diodos
rectificadores 2a y 2b en el otro brazo de manera que el elemento
conmutador lateral inferior 3b se controle en PWM, cuando el voltaje
en el lado del reactor 106 sea mayor y, por el contrario, el
elemento conmutador lateral superior 3a se controla en PWM, cuando
el voltaje en el lado del reactor 106 es más bajo en base a la
polaridad de los medios de determinación de polaridad 111, por el
circuito de control 1110 como se representa en la figura 22 para
implementar la misma operación.
Aunque en las realizaciones antes descritas los
medios de detección de polaridad de voltaje usan el fotoacoplador de
la configuración, la realización no se limita a esto y se puede usar
otros métodos a condición de que se pueda detectar la polaridad del
voltaje.
Como es claro por la descripción anterior, la
presente invención proporciona un circuito que tiene las ventajas de
que se reduce el número de elementos a través de los que pasa
corriente del circuito principal, se reduce la pérdida de circuito y
se logra una mayor eficiencia y se implementa la miniaturización,
reducción de pérdida y reducción de ruido del circuito de detección
con una configuración simple que puede obtener un factor de potencia
alto.
Claims (18)
1. Un circuito convertidor incluyendo:
un reactor conectado a un suministro de potencia
CA;
un circuito convertidor PWM conectado al reactor
que tiene un diodo de alta velocidad, un diodo rectificador y un
elemento conmutador conectado en paralelo al diodo rectificador
(correspondiente a figura 1(a)),
unos medios de detección de corriente de entrada
para detectar una corriente de entrada de dicho circuito
convertidor PWM;
unos medios de detección de voltaje CC para
detectar un voltaje de salida de dicho circuito convertidor
PWM;
unos medios de detección de polaridad de voltaje
conectados a dicho suministro de potencia CA; y
unos medios de control para controlar dicho
circuito convertidor PWM midiendo un período de variación del
resultado de la detección por los medios de detección de polaridad
de voltaje, para juzgar una frecuencia de suministro de potencia y,
en base al resultado de la determinación, el resultado de la
detección de dichos medios de detección de polaridad de voltaje, la
corriente de entrada detectada por dichos medios de detección de
corriente de entrada y el voltaje de salida detectado por dichos
medios de detección de voltaje CC.
2. Un circuito convertidor según la
reivindicación 1, donde dichos medios de detección de polaridad de
voltaje tienen un fotoacoplador conectado a dicho suministro de
potencia CA cuyo resultado de la detección es un voltaje en el lado
secundario de dicho fotoacoplador.
3. Un circuito convertidor según la
reivindicación 1, donde dichos medios de control tienen unos medios
de generación de onda sinusoidal para generar una onda sinusoidal
en base al resultado de la detección de dichos medios de detección
de polaridad de voltaje y miden consecutivamente un período de
variación Tac del resultado de la detección de dichos medios de
detección de polaridad de voltaje, un tiempo de subida Ton del
resultado de la detección de dichos medios de detección de
polaridad de voltaje y un tiempo de caída Toff del resultado de la
detección de dichos medios de detección de polaridad de voltaje
para establecer los tiempos de (2 Ton + 2 \cdot Toff + Tac)/4 y (2
\cdot Ton + 2 Toff + 3 Tac)/4 como un tiempo de cruce por cero
del voltaje de suministro de potencia CA para iniciar la generación
de la forma de onda sinusoidal.
4. Un circuito convertidor según la
reivindicación 3, donde dichos medios de control tienen unos medios
de generación de onda sinusoidal para generar una onda sinusoidal
en base al resultado de la detección de dichos medios de detección
de polaridad de voltaje y miden consecutivamente un período de
variación Tac del resultado de la detección de dichos medios de
detección de polaridad de voltaje, un tiempo de subida Ton del
resultado de la detección de dichos medios de detección de
polaridad de voltaje y un tiempo de caída Toff del resultado de la
detección de dichos medios de detección de polaridad de voltaje
para predecir el Ton y Toff siguientes utilizando dicho Tac y, en
el caso de que no se detecte Ton o Toff, se utiliza dicho valor de
predicción, y en el caso de que se detecte Ton o Toff, el resultado
de predicción se modifica utilizando el valor detectado.
5. Un circuito convertidor según la
reivindicación 3 ó 4, donde la medición y operación consecutivas de
un período de variación Tac del resultado de la detección de dichos
medios de detección de polaridad de voltaje, un tiempo de subida
del resultado de la detección de dichos medios de detección de
polaridad de voltaje y un tiempo de caída Toff del resultado de la
detección de dichos medios de detección de polaridad de voltaje se
llevan a cabo durante cada período de control PWM de dicho circuito
convertidor PWM.
6. Un circuito convertidor según la
reivindicación 3, donde, en el caso de realizar medición y operación
consecutivas de un tiempo de subida Ton del resultado de la
detección de dichos medios de detección de polaridad de voltaje y
un tiempo de caída Toff del resultado de la detección de dichos
medios de detección de polaridad de voltaje, se confirma la misma
condición n tiempos continuamente durante cada período de control
PWM de dicho circuito convertidor PWM para realizar el cálculo
avanzando un tiempo correspondiente a (n-1) tiempos
de dichos períodos de control PWM mientras se realiza dicho
tratamiento de operación.
7. Un circuito convertidor según la
reivindicación 3, donde dichos medios de control controlan en PWM
dicho circuito convertidor PWM utilizando dicha forma de onda
sinusoidal obtenida como una forma de onda estándar de la forma de
onda de corriente de entrada, multiplicando un error entre un valor
establecido predeterminado de voltaje CC de salida y dicho voltaje
de salida detectado por la amplitud de dicha forma de onda
sinusoidal para usar el resultado como un valor establecido de la
forma de onda de corriente de entrada, y utilizando un error entre
el valor establecido de la forma de onda de corriente de entrada y
la corriente de entrada detectada por dichos medios de detección de
corriente de entrada, y, además, ajustan un valor establecido del
voltaje de salida CC de manera que el trabajo de control PWM de
dicho circuito convertidor PWM esté en una banda constante.
8. Un circuito convertidor según la
reivindicación 3, donde:
dichos medios de detección de corriente de
entrada tienen un transformador de corriente que utiliza uno de los
hilos procedentes de dicho suministro de potencia CA como un lado
primario; y
dichos medios de control usan un valor obtenido
dejando que la salida de lado secundario de dicho transformador de
corriente pase a través de unos medios de corrección de
característica de frecuencia y unos medios de conversión de valor
absoluto como una corriente de entrada de detección (| Iac |) y
usan un resultado de la multiplicación entre un valor absoluto de
la forma de onda de voltaje de entrada o un valor absoluto de dicho
resultado de generación de onda sinusoidal y un valor basado en un
error de dicho voltaje de salida como un valor establecido de
corriente de entrada (| Iac |)*).
9. Un circuito convertidor del tipo de refuerzo
que incluye un reactor conectado a un suministro de potencia CA o
un circuito que rectifica un suministro de potencia CA y unos
medios de control para cargar corriente en dicho reactor
cortocircuitando una de las salidas del convertidor con un elemento
conmutador y para transferir la corriente cargada en dicho reactor
a través de un diodo desactivando dicho elemento conmutador,
estando dicho circuito convertidor donde están
dispuestos dichos medios de control, con respecto a un error entre
el voltaje CC de salida y su valor establecido, con una función
operativa de integración del error y una función operativa de
proporción del error de manera que la suma de las salidas de dichas
dos funciones operativas se utilice para determinar una amplitud de
un valor establecido de corriente de entrada, y en el caso de que
el error exceda de un cierto valor, la salida de dicha función
operativa de integración se fija al valor presente.
10. Un circuito convertidor del tipo de refuerzo
que incluye un reactor conectado a un suministro de potencia CA o
un circuito que rectifica un suministro de potencia CA y unos
medios de control para cargar corriente en dicho reactor
cortocircuitando una de las salidas del convertidor con un elemento
conmutador y para transferir la corriente cargada en dicho reactor
a través de un diodo desactivando dicho elemento conmutador,
estando dicho circuito convertidor donde están
dispuestos dichos medios de control, con respecto a un error entre
el voltaje CC de salida y su valor establecido, con una función
operativa de integración del error y una función operativa de
proporción del error de manera que un resultado de la
multiplicación entre la suma de las salidas de dichas dos funciones
operativas y un valor absoluto de la forma de onda de voltaje de
dicho suministro de potencia CA se utilice para determinar un valor
establecido de corriente de entrada, y en el caso de que el valor
establecido de corriente de entrada basado en dicho error exceda de
un cierto valor, se utiliza un valor predeterminado para una
limitación.
11. Un circuito convertidor del tipo de refuerzo
que incluye un reactor conectado a un suministro de potencia CA o
un circuito que rectifica un suministro de potencia CA y unos
medios de control para cargar corriente en dicho reactor
cortocircuitando una de las salidas del convertidor con un elemento
conmutador y para transferir la corriente cargada en dicho reactor
a través de un diodo desactivando dicho elemento conmutador,
estando dicho circuito convertidor donde están
dispuestos dichos medios de control, con respecto a un error entre
el voltaje CC de salida y su valor establecido, con una función
operativa de integración del error y una función operativa de
proporción del error de manera que un resultado de la
multiplicación entre la suma de las salidas de dichas dos funciones
operativas y un valor absoluto de la forma de onda de voltaje de
dicho suministro de potencia CA se utilice para determinar un valor
establecido de corriente de entrada, y un valor absoluto de la
corriente de entrada se detecta para obtener un error entre el
valor absoluto y el valor establecido de corriente de entrada para
llevar a cabo una operación de unas características del tipo de
integración proporcional que tienen una característica integral en
baja frecuencia con respecto al error o una operación de
características que son un tipo de integración proporcional que
tiene una característica integral a baja frecuencia y que tiene una
característica plana a alta frecuencia, para obtener los trabajos
de activación y desactivación de dicho elemento conmutador.
12. Un circuito convertidor del tipo de refuerzo
que incluye un reactor conectado a un suministro de potencia CA o
un circuito que rectifica un suministro de potencia CA y unos
medios de control para cargar corriente en dicho reactor
cortocircuitando una de las salidas del convertidor con un elemento
conmutador y para transferir la corriente cargada en dicho reactor
a través de un diodo desactivando dicho elemento conmutador,
estando dicho circuito convertidor donde están
dispuestos dichos medios de control, con respecto a un error entre
el voltaje CC de salida y su valor establecido, con una función
operativa de integración del error y una función operativa de
proporción del error de manera que un resultado de la
multiplicación entre la suma de las salidas de dichas dos funciones
operativas y un valor absoluto de la forma de onda de voltaje de
dicho suministro de potencia CA se utilice para determinar un valor
establecido de corriente de entrada, y un valor absoluto de la
corriente de entrada se detecta para obtener un error entre el
valor absoluto y el valor establecido de corriente de entrada para
llevar a cabo una operación de unas características del tipo de
integración proporcional que tienen una característica integral a
baja frecuencia con respecto al error o una operación de
características que son un tipo de integración proporcional que
tiene características integrales a baja frecuencia y que tienen una
característica de media móvil a alta frecuencia, para obtener
trabajos de activación y desactivación de dicho elemento conmutador
en base al resultado de la operación.
13. Un circuito convertidor según la
reivindicación 12, donde dichos medios de control añaden el
resultado operativo realizado para dicho error a un valor dff
calculado, para un valor absoluto | Vac | del voltaje de entrada,
de una orden de valor absoluto de corriente de entrada | Iac |*, un
valor establecido de voltaje CC de salida Vdc*, una inductancia L
de dicho reactor y una orden de valor absoluto de corriente de
entrada | Iac |*old al tiempo de la operación anterior, según la
ecuación siguiente, para ganar trabajos de activación y
desactivación de dichos elementos conmutadores:
dff = (Vdc* - | Vac |)/Vdc* +
L \cdot (| Iac |* - | Iac |*
old)/Vdc*.
14. Un circuito convertidor según la
reivindicación 12, donde dichos medios de control añaden el
resultado operativo realizado para dicho error a un valor que se
obtiene multiplicando un valor menor que 1 con el valor dff
calculado, para un valor absoluto | Vac | del voltaje de entrada,
de una orden de valor absoluto de corriente de entrada | Iac |*, un
valor establecido de voltaje CC de salida Vdc*, una inductancia L
de dicho reactor y una orden de valor absoluto de corriente de
entrada | Iac |*old al tiempo de la operación anterior, según la
ecuación siguiente para obtener trabajos de activación y
desactivación de dichos elementos conmutadores:
dff = (Vdc* - | Vac |)/Vdc* +
L \cdot (| Iac |* - | Iac |*
old)/Vdc*.
15. Un circuito convertidor según la
reivindicación 12, donde dichos medios de control añaden el
resultado operativo realizado para dicho error con un valor que se
obtiene multiplicando 1 o un valor menor que 1 con un valor dff
calculado, para un valor absoluto | Vac | del voltaje de entrada y
un valor establecido de voltaje CC de salida Vdc*, según la
ecuación siguiente, para obtener trabajos de activación y
desactivación de dichos elementos conmutadores:
dff = (Vdc* - | Vac
|)/Vdc*.
16. Un circuito convertidor según cualquiera de
las reivindicaciones 13 a 15, donde dichos medios de control usan
un valor del voltaje de salida Vdc en lugar de dicho valor
establecido de voltaje CC de salida Vdc* y/o usan el valor de
corriente introducida real | Iac | y | Iac |old en lugar de la
orden de valor absoluto de corriente de entrada | Iac |* y | Iac
|*old.
17. Un circuito convertidor según la
reivindicación 4, donde, en el caso de realizar medición y
operación consecutivas de un tiempo de subida Ton del resultado de
la detección de dichos medios de detección de polaridad de voltaje
y un tiempo de caída Toff del resultado de la detección de dichos
medios de detección de polaridad de voltaje, se confirma
continuamente la misma condición durante n tiempos durante cada
período de control PWM de dicho circuito convertidor PWM para
realizar el cálculo avanzando un tiempo correspondiente a
(n-1) tiempos de dichos períodos de control PWM
mientras se realiza dicho tratamiento de operación.
18. Un circuito convertidor según la
reivindicación 5, donde, en el caso de realizar medición y
operación consecutivas de un tiempo de subida Ton del resultado de
la detección de dichos medios de detección de polaridad de voltaje
y un tiempo de caída Toff del resultado de la detección de dichos
medios de detección de polaridad de voltaje, se confirma
continuamente la misma condición durante n tiempos durante cada
período de control PWM de dicho circuito convertidor PWM para
realizar el cálculo avanzando un tiempo correspondiente a
(n-1) tiempos de dichos períodos de control PWM
mientras se realiza dicho tratamiento de operación.
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