CN101167241B - 具有零电流开关的谐振dc/dc变换器 - Google Patents

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Abstract

用于供给输出功率的谐振DC/DC变换器，包括开关装置(18)，用来把开关电压(UWR)供给具有变压器(T)的谐振电路(20)。开关电压(UWR)是从具有固定脉冲宽度和频率的中间电路电压(Uz)得出的，以便规定在谐振电流中生成的谐振电流(Ires)的零交叉点。倒相器电路(18)的开关配置由控制设备(31)按照开关电压的极性选择来增加谐振电流、减小谐振电流或保持谐振电流在基本上恒定的水平，以便按要求控制输出功率。

Description

具有零电流开关的谐振DC/DC变换器
本发明涉及谐振DC/DC功率变换器，用于提供一个输出功率，例如供X射线管使用，且更具体地，涉及具有零电流开关的谐振DC/DC功率变换器。
现代谐振DC/DC变换器，诸如被使用于X射线管电压的那些变换器，以非常高的开关频率工作。显然，必须减小由相关的功率开关在单个开关周期中引起的任何切换损失，以便限制总的功率损耗。做到这一点的一种已确立的方法是零电流开关(ZCS)，其中仅仅允许在谐振电流的零交叉点或其附近接通和关断功率开关。这个方法是在软切换变换器中的一般惯例，但具有以下缺点：它限制输出功率的可控性。ZCS和良好的可控性实际上是相冲突的要求，因为良好的可控性正常是通过对功率开关的接通时间的连续控制而达到的，在这种情形下不能对于所有操作点都保证ZCS并且出现了开关损耗，这样，往往要在开关损耗与输出功率的可控性之间进行折衷。
WO 2004/064237描述包括开关装置、谐振电路和整流器的串联谐振变换器，其具有由数字控制设备控制的动作(actuation)。计算至少一个校正变量，由此可以明确地确定用于开关装置的动作，即：要被生成的开关电压的开关频率与脉冲宽度或脉冲占空因子。处理一个依赖于输出电压的第一实际值以及一个依赖于跨谐振电容器两端的电压的第二实际值。第一和第二实际值与所选择的、用于变量计算的控制结构相应地连结。使用了控制器系数，被处理的变量与之相乘。控制器不处理上述实际值本身的被测量值，但处理这样的被测量值随时间的改变。
WO 2004/064237的控制设备以有差别的PI控制器的形式被构建，在每种情形下使被处理的实际值的差值和控制偏差、以及校正变量的反馈耦合的延时差值乘以控制器系数且对其求和。结果进而又被在时间上求和，以便计算校正变量。动态限制也通过使用另一个控制设备而达到，该控制设备在第一控制器预先规定一个将导致临界操作状态的校正变量的情况下开始动作。
虽然在WO 2004/064237中描述的控制策略在存在非线性控制路径、诸如混合模式调制时给出了良好的结果，但它具有当工作在高频时开关损耗较高的缺点。不可能对每个开关周期都保证ZCS，因为它利用了脉冲频率调制(PFM)来控制输出功率。
本发明的目的是提供谐振功率变换器、控制谐振功率变换器的方法、和用于谐振功率变换器的控制设备，其中实现了变换器的输出功率的有效控制，而同时对每个开关周期都确保了ZCS。
按照本发明，提供了用于供给输出功率的谐振功率变换器，包括：
-逆变器电路，用于把中间电路电压变换成开关电压；
-藉助于变压器(transformer)实现的谐振电路，用于供给输出电压和被馈给开关电压，以便生成谐振电流；
该逆变器电路包括多个开关和各自的整流部件，用于按照它的开关配置来规定围绕所述逆变器电路的电流流动路径；
-和控制设备，用于根据所述变换器的要求的输出功率，选择所述逆变器电路的多个开关配置之一；
其中所述中间电路电压的频率和脉冲宽度被调节成使得所述逆变器电路的开关事件在所述谐振电流的零交叉点或其邻近发生；
因此，上述的目的是通过仅仅在谐振电流的零交叉点或其附近(即，在之前不久或在之后不久)切换功率开关而达到的。通过这一定义，所施加的变换器电压的脉冲宽度和频率是自调节的，且不能被使用来调节输出功率。功率改而通过选择开关配置被控制，由其中哪个功率开关被接通或关断来规定，从而产生了这样一种控制器，其具有在宽范围内可控的输出功率、还能够通过对每个开关周期都确保ZCS而有效地限制开关损耗。
将会看到，谐振电路至少由串联电容器和串联电感器组成，是藉助于变压器实现的。
另外，按照本发明，提供了控制如上所定义的谐振功率变换器的方法，包括以下步骤：接收代表所述变换器的要求的输出功率的数据，以及根据所述变换器的所述要求的输出功率，选择所述逆变器电路的多个开关配置之一。
再者，按照本发明，提供了用于如上所定义的谐振功率变换器的控制设备，该控制设备包括：用于接收代表所述变换器的要求输出功率的数据的输入、用于根据所述变换器的所述要求的输出功率选择所述逆变器电路的多个开关配置之一的装置、以及用于输出一个信号使得所述逆变器电路的相应开关按照所述选择的开关配置进行配置的输出。
有利地，多个开关配置包括第一和第二开关配置，用于通过控制开关电压对谐振电流的相位关系而增加或减小谐振电流。变换器优选地被安排和被配置成：如果通过选择第一开关配置使得电压与谐振电流同相(+)，则谐振电流增加，而如果通过选择第二开关配置使得开关电压与谐振电流反相(即，180度相移)(-)，则谐振电流减小。优选地，多个开关配置还包括第三开关配置(空闲，0)，用于保持谐振电流处于基本上恒定的水平。在第三开关配置中，开关电压有利地基本上为零。
有利地，所述谐振电路具有LCC或LC配置，并包括串联谐振电容器，并且代表跨所述串联谐振电容器两端的电压和所述输出电压的值被输入到所述控制设备。控制设备优选地包括一个多电平控制器，其包含分别相应于所述多个开关配置的多个输出。所述多个输出优选地包括被输入到判决块的相应的下一输出电压步长值。判决块有利地被安排和被配置成比较每个所述步长值与代表想要的下一输出电压的参考值以确定哪个是最接近的，并输出控制值来使得选择适当的开关配置。
所述逆变器电路可包括全桥逆变器，以及整流部件可包括二极管，更具体地是反并联二极管。
变换器可包括多个逆变器电路，优选地在单个变压器上工作，其中逆变器电路的数目确定所述控制设备可选择的开关配置的数目。
图1是用于X射线管的高压电源单元的示意性电路图；
图2是显示逆变器电路的电路图；
图3是谐振功率变换器的等效电路图；
图4是显示当按照本发明示例性实施例的谐振功率变换器的逆变器电路执行同相开关配置时谐振电流电路的电流路径的示意图；
图5是显示当按照本发明示例性实施例的谐振功率变换器的逆变器电路处在空闲开关状态时谐振电流的电流路径的示意图；
图6是显示当按照本发明示例性实施例的谐振功率变换器的逆变器电路处在反相开关状态时谐振电流的电流路径的示意图；
图7是对于图4到6分别显示的三个开关配置的谐振电流Ires和变换器电压Uwr的波形的图形代表；
图8是分别在图4到6上显示的正的、空闲和反相开关配置的三电平控制结构的框图；
图9图形地显示对参照图8描述的三电平控制结构的使用的仿真；
图10是图9的仿真的放大版本；
图11是显示在按照本发明示例性实施例的谐振功率变换器中两个独立的逆变器可以如何在一个变压器上操作的示意图；以及
图12是表示在参照图11描述的谐振功率变换器中通过组合一个以上的逆变器而可达到的多动作级别的表。
参照图1，图上显示用于X射线管12的电源单元10包括AC电压源14，例如，一条与供电网的连接，在通过整流器单元16整流后，把中间电路电压Uz供给逆变器18。逆变器18把中间电路DC电压Uz变换成开关电压，该开关电压被供给包括串联电容器C和变压器T的谐振电路20。在变压器T的次级绕组处的并联电容Cp可以是变压器T的寄生电容，或是一个附加的外部电容器。变压器T的次级绕组，藉助于乘法器电路22生成输出电压，后者的通用配置是已知的，然后输出电压Uout被供给X射线管12。
图2是示意性逆变器18的电路图。在所显示的例子中，这是一个全桥电路，其中DC电压Uz藉助于四个受控功率开关S1，S2，S3，和S4被变换成开关的输出电压Uwr。在每种情形下，反并联二极管(即，具有相对颠倒的正向)D1，D2，D3，D4被指定给开关S1，S2，S3，S4。在点24和26之间流动的谐振电流被标明为Ires。
如图1所示，由开关单元18供电的谐振电路包括串联电容器C、并联电容器Cp和变压器T。几种简化(乘法器电路22被替换为桥式整流器26，具有恒定绕组比的单位匝数比、无穷大互感的理想变压器，和忽略整流期间的损耗)和所有电量(electrical quantity)到变压器T的初级端的转化，导致图3所示的等效电路图。跨串联谐振电容器C两端的电压被标明为uC。变压器T的漏电感被标明为L。跨理想整流器28两端有AC电压uGR，从这个AC电压生成电压Uout，给代表X射线管12的负载电容器CL和负载电阻器RL供电。
操作电源单元10使得有三个具有不同的各自动作的不同工作模式。现在参照图4，5和6描述这些工作模式，它们代表相对于参考点24和26组合上述的图2和3的电路。
参照图4，在被归类为同相开关配置或状态的第一工作模式，开关S1和S4被接通，而另两个开关被关断，这样，正的谐振电流Ires直接流过S1和S4。在这个实例中，正电压+Uz被施加到谐振电路20，因此谐振电压具有与谐振电流相同的极性。结果，能量从中间电路电压转移到谐振电路20中，以及谐振电流被激励，导致它的振幅增加。类似地，将达到相同动作、但这次是对于负的谐振电流的开关配置是通过S2和S3导通、而S1和S4关断来给出的。
被归类为空闲状态的第二工作模式是通过四种可能的开关配置可达到的，每个谐振电流方向两种开关配置。参照图5，如果仅仅开关S1接通，则谐振电流流过开关S1和导通的反并联二极管D3。这种配置的特征在于环形电流流动。当施加的谐振电压是零时，没有附加的能量从中间电源汲取到谐振电路20中来激励或衰减Ires的振幅。谐振电流仅仅通过电路中的电阻损耗和从谐振电路20到输出12的能量转移被衰减。如果仅仅S4被闭合，则得到类似的结果，在这种情形下，Ires将流过S4和D2。所施加的谐振电压也是零。对于负的谐振电流，等效的空闲配置是通过S2导通而同时S1，S3，S4打开、或通过S3导通而同时S1，S2，S4打开，而给出的。
参照图6，在第三工作模式中，一个正的谐振电流，开关S1，S2，S3和S4被关断。这被归类为反相开关配置或状态，其中谐振电流必须流过二极管D2和D3。这样施加的谐振电压Uwr是-Uz，且具有与谐振电流的极性相反的极性，因此，能量以相反方向从谐振电路转移到DC电源中。因此，谐振电流将被有效衰减，且它的振幅大大地降低。对于负的谐振电流，所有的开关必须再次打开，但在本例中，谐振电流将流过D1和D4。将会看到，在所有的开关被关断的情形下，仍允许接通那些并联于导通谐振电流的二极管的开关。
图7显示与三个工作模式有关的变量Uwr和Ires随时间的变化，正如以上描述的：同相开关状态，这里由符号“+”表示且在头两个开关周期中看到；空闲开关状态，由符号“0”表示且在第三开关周期中示出；以及负的开关状态，由“-”符号表示且在第四开关周期中示出。在谐振电流Ires的零交叉点处，每个开关周期结束且下一个周期开始，使得能够进行零电流开关，因此最终的开关损耗是最小的。如前所述，施加的变换器电压的频率和脉冲宽度通过谐振电流的零交叉而被确定，这样，它不能被用来控制输出功率。
图7显示如何通过使用Uwr来增加(+)、无影响于(0)、或衰减(-)谐振电流Ires的振幅来按照本发明控制输出功率。
图8是电源单元10可被控制的方式的示意图。跨串联谐振电容器两端的电压uc和输出电压Uout在被馈送到三电平控制器的元件之前被测量和被采样。预测器30具有来自uc和Uout线的输入，并使用这两个值来藉助于相应的分析模型块30a)、而生成三个理论输出变化值ΔUout+，ΔUout0和ΔUout-，这将通过把三个对应的工作模式或开关状态分别应用到前一序列输出电压Uout而得出。这个预测可以根据一个分析动态模型来作出，正如对本领域技术人员而言很明显的。不要求该模型是内含地(implicitly)精确的，且对准确模型的一个近似就足够，因为最终得到的三电平控制器对于系统参数的公差是非常鲁棒的。
PI控制器32处理来自输出电压Uout和输入基准电压Uref的采样的输入，以使得输出ΔUout，ref是对于下一输出电压步长ΔUout的期望值。PI控制器的功能方面对于本领域技术人员是已知的知识，这样，在这里不作详细描述。在图8上考虑要提供适当的信息，以建立它的应用关联性。将会看到，本发明不一定限于在PI控制器中使用；设想它可以相对容易地应用到其它控制器。
最后，来自PI控制器32的期望输出电压ΔUout，ref和三个预测的输出变化值ΔUout+，ΔUout0，和ΔUout-被用作为对判决块34的输入，在这里三个输出变化值被与期望输出电压相比较，以确立哪个是最接近的。判决块34然后输出控制值35(+，-，0)，使得进入相关的工作模式，从而导致使逆变器18进入如上所述的同相、空闲或反相开关状态。
图9是所描述的控制算法的仿真结果的示意图。标号36表示对于100kV的基准管电压的步长响应，被供给X射线管的输出电压Utube。上升时间近似为0.3ms，没有过冲。相应的变换器电压Uwr由标号38标明，以及对于该步长响应的谐振电流Ires由标号40标明。总的控制性能对于负荷或系统参数变化是非常鲁棒的。
图10是对于时间间隔0.9ms到1ms的、图9的参数的放大图。y轴也被放大。在由标号42表示的方框中，可以看到，由于施加的变换器电压的离散步长，输出管基准电压Utube具有某些波动。在这个具体的例子中，可以看到它是+-50V，这是输出电压的0.05％，因此是可以忽略的。由标号44表示的方框显示最终得到的变换器电压。显然，所应用的控制策略导致具有非常低频率的变换器电压，以便在这种情形下对付低的输出功率。放大的谐振电流在由标号46表示的方框中显示。
图11是显示两个逆变器电路1和2，48，49可如何在具有多绕组的一个变压器52上工作的示意性电路图。这里，变换器电压Uwr的离散步长的振幅将被减小，导致甚至更低的输出电压波动42。由于是用通常的变压器去耦合两个谐振电路，所以实现了一个分压器功能。代替如在以上相对于本发明的第一示例性实施例描述的三个工作模式之间的切换，这里可得到五个相关模式。由这些模式创建的五个电压电平被归类为+1，+1/2，0，-1/2，-1，且作为两个独立的逆变器48，50的+，-，和0模式的组合的结果。
可能的组合在图12的表上提供，假设在L1与L2之间有良好的耦合。状态8和10是不想要的，因为在两个逆变器中的谐振电流大大地大于状态3中的电流，因此状态3是用于生成空闲或“0”模式的优选的组合。以上对于三电平控制器描述的模型当然可以相对容易地适配于五电平控制器，或在使用两个以上的独立逆变器的情形下被归纳为多电平控制器。对于多电平控制结构，参照回图8，预测器30必须扩展以预测对于所有可能的开关配置的ΔUout。判决块34然后可以选择最接近于PI控制器32的输出的ΔUout。
应当指出，上述的实施例是例示而不是限制本发明，且本领域技术人员将能够设计许多替换实施例而不背离如所附权利要求规定的本发明的范围。在权利要求中，放在括号中的任何标号不应当解释为限制权利要求。单词“包括”等不排除与在任何权利要求或说明书中作为整体列出的那些不同的元素或步骤。元素的单数引用不排除对这样的元素的复数引用，以及反之亦然。本发明可以藉助于包括几个不同元素的硬件和藉助于适当编程的计算机来实施。在枚举几个装置的设备权利要求中，这些装置中的几个装置可以由同一个硬件项目来体现。仅仅是某些措施在互相不同的从属权利要求中被引述的事实并不表示这些措施的组合不能被使用来获益。

Claims (13)

1.一种用于供给输出功率的谐振功率变换器，包括：逆变器电路(18)，用于把中间电路电压(Uz)变换成开关电压(uwr)；藉助于变压器实现的谐振电路(20)，用于供给输出电压并被馈给该开关电压(uwr)，以便生成谐振电流(Ires)；该逆变器电路(18)包括多个开关和各自的整流部件，用于按照其开关状态来规定围绕所述逆变器电路(18)的电流流动路径；和控制设备(31)，用于根据所述变换器(10)的要求的输出功率，选择所述逆变器电路(18)的多个开关状态之一；其中所述开关电压(uwr)的频率和脉冲宽度被调节成使得所述逆变器电路(18)的开关事件在所述谐振电流(Ires)的零交叉点处或其邻近发生。
2.按照权利要求1的变换器，其中所述多个开关状态包括第一和第二开关状态，用于通过控制开关电压(uwr)相对于谐振电流(Ires)的相位关系，而增加或减小谐振电流(Ires)。
3.按照权利要求2的变换器，被安排和被配置成使得：如果通过选择第一开关状态开关电压(uwr)与谐振电流(Ires)同相，则谐振电流(Ires)增加，而如果通过选择第二开关状态使得开关电压(uwr)与谐振电流(Ires)反相，则谐振电流减小。
4.按照权利要求2的变换器，其中所述多个开关状态还包括第三开关状态，用于使谐振电流(Ires)保持为基本上恒定的水平。
5.按照权利要求4的变换器，其中在所述第三开关状态中，开关电压(uwr)基本上为零。
6.按照权利要求1的变换器，其中所述谐振电路(20)包括串联谐振电容器(C)，并且代表跨所述串联谐振电容器(C)两端的电压(Uc)和所述输出电压(Uout)的值被输入到所述控制设备(31)。
7.按照权利要求6的变换器，包括多电平控制器，其具有来自所述跨串联谐振电容器(C)两端的电压以及所述输出电压的输入，并使用这两个值来生成分别对应于所述多个开关状态的多个输出。
8.按照权利要求7的变换器，其中所述多个输出包括被输入到判决块(34)的各自的下一输出电压步长值(ΔUout)。
9.按照权利要求8的变换器，其中所述判决块(34)被安排和被配置成比较每个所述步长值(ΔUout)与代表想要的下一输出电压的参考值以确定哪个是最接近的，并输出一个控制值(35)使得选择适当的开关状态。
10.按照权利要求1的变换器，其中所述逆变器和所述整流部件包括二极管。
11.按照权利要求1的变换器，包括多个逆变器电路(48，50)在单个变压器(52)上工作，其中逆变器电路(48，50)的数目确定所述控制设备(31)可选择的开关状态的数目。
12.一种控制按照权利要求1的谐振功率变换器的方法，该方法包括以下步骤：接收代表所述变换器的要求输出功率(Uout)的数据，以及根据所述变换器的所述要求的输出功率，选择所述逆变器电路(18)的多个开关状态之一，其中所述开关电压的频率和脉冲宽度被调节成使得所述逆变器电路(18)的开关事件在所述谐振电流(Ires)的零交叉点处或其邻近发生。
13.一种用于按照权利要求1的谐振功率变换器的控制设备(31)，该控制设备(31)包括用于接收代表所述变换器的要求输出功率(Uout)的数据的输入、用于根据所述变换器的所述要求的输出功率来选择所述逆变器电路(18)的多个开关状态之一的装置、以及用于输出一个信号(35)来使得所述逆变器电路(18)的相应开关按照所述选择的开关状态进行配置的输出，其中所述开关电压的频率和脉冲宽度被调节成使得所述逆变器电路(18)的开关事件在所述谐振电流(Ires)的零交叉点处或其邻近发生。
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