KR20010071857A - 스위칭 전원 회로 - Google Patents

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Abstract

고 부하전력을 다룰 수 있으며, 고 전력 변환 효율성, 소형 및 경량을 갖는 공진형의 스위칭 전원 회로가 제공된다. 스위칭 전원 회로는 복합 공진 컨버터로서 형성될 수 있으며, 여기에서 전압 공진 변환기가 1차 측 상에 제공되고 병렬 공진 회로가 2차 측 상에 제공된다. 스위칭 전원 회로는 소정의 레벨보다 높은 결합 계수를 갖는 느슨한 결합 상태가 얻어질 수 있도록 중간 레그(leg)들 사이에 갭(gap)이 형성되는 곳에서 바깥쪽 및 중앙 레그들을 갖는 E-형상의 코어(core)들의 쌍을 갖는 절연 컨버터 변압기를 포함할 수 있다. 부가성 모드의 반파장 정류 회로는 2차 측 상에 제공될 수 있다. 절연 컨버터 변압기의 온 및 오프로 dc 입력 전압을 스위칭하기 위한 스위칭 소자의 스위칭 주파수는 일정한 전압 제어에 영향을 미치도록 변화될 수 있다.

Description

스위칭 전원 회로{Switching power supply circuit}
전압 공진 형(voltage resonance type)의 스위칭 컨버터를 포함하는 스위칭 전원 회로는 소프트 스위칭 전원 회로이다. 이러한 회로에서, 스위칭 컨버터에 의해 생성되어 절연 컨버터 변압기에 공급된 스위칭 출력 펄스 전압 및 스위칭 출력 전류는 평활한 파형들을 갖을 수 있다. 결과적으로, 스위칭 컨버터는 비교적 낮은 소음을 낸다. 또한, 이러한 스위칭 컨버터는 비교적 작은 수의 부품들로부터 형성된다.
도 11은 전압 공진 형의 스위칭 전원 회로를 도시한다. 이러한 스위칭 전원 회로는 일본 또는 미국에서 이용될 수 있는 교류(AC) 100V 상업용 교류 전원으로 작동가능하고 150W 또는 그 이상의 최대 부하 전력으로서 유용하다.
도 11에 도시된 스위칭 전원 회로는의 상업용 교류 전원(AC)을 정류하고 평활시키기기 위한 정류기 평활(smoothing) 회로를 포함한다. 정류기 평활 회로는 한 쌍의 정류 다이오드들(Di1 및 Di2) 및 한 쌍의 평활 콘덴서들(Ci1 및 Ci2)의 쌍으로 구성된 전압 증배(voltage multiplying) 정류 회로로서 형성된다. 전압 증배 정류 회로는 ac 입력 전압(VAC)의 피크 값과 같은 dc 입력 전압(Ei)의 대략 2배와 같은 dc 입력 전압을 생성할 수 있다. 예를 들어, ac 입력 전압(VAC)이 144 V 일 때, dc 입력 전압(2Ei)은 대략 400 V 이다.
전압 증배 정류 회로는 100V의 ac 입력 전압 및 150W 또는 그 이상의 최대 부하 전력으로부터 비교적 대량의 부하를 이네이블하기 위해 정류기 평활 회로로서 채택된다. 달리 말해서, dc 입력 전압은 스위칭 전원 회로의 성분(component)들의 실현을 향상시키기 위해 다음 스테이지에서 스위칭 컨버터에로의 유입 전류의 양을 억제하기 위해 정상 전압의 두 배로 설정된다.
쇄도 전류를 제한하는 저항(R1)이 도 11에서 도시된 전압 증배 정류 회로의 정류 전류 경로에 삽입된다. 결과적으로, 초기에 전원이 공급되는 동안 평활 콘덴서들 쪽으로 흐를 수 있는 쇄도 전류는 억제될 수 있다.
도 11의 스위칭 전원 회로는 자기 여기된 구성(self-excited construction)을 갖고 단일의 스위칭 소자(element; Q1)를 포함하는 전압 공진 형의 스위칭 컨버터를 포함할 수 있다. 이러한 스위칭 소자는 고 전압 내압(high voltage withstanding) 바이폴라 트랜지스터(BJT:접합 트랜지스터)일 수 있다. 스위칭 소자(Q1)의 컬렉터는 절연 컨버터 전력 고립 변압기(power isolation transformer;PIT)의 1차 권선(N1)의 단부에 접속되고, 스위칭 소자(Q1)의 이미터는 그라운드되어 있다. 스위칭 소자(Q1)의 베이스는 스타팅 저항(RS)을 통해 평활 콘덴서(Ci2)(정류된 평활 전압(Ei))의 양극(positive electrode) 측에 결합된다. 결과적으로, 스타팅 작동 중에, 스위칭 소자(Q1)의 베이스에 공급된 전류는 정류되고평활화될 수 있다. 또한, 자기 여기된 진동(self-exited oscillation)을 위한 공진 회로는 스위칭 소자(Q1)의 베이스 및 1차 측 그라운드간에 접속되고, 인덕터(LB), 공진 콘덴서(CB), 검출 구동 권선(detection driving winding; NB), 및 제동 저항(damping resistor; RB)의 직렬 접속으로부터 형성된다. 검출 구동 권선(NB)은 절연 컨버터(PIT) 상에서 감기어지고, 인덕터(LB)와 함께 스위칭 주파수를 설정하기 위해 인덕턴스를 제공한다.
클램프 다이오드(DD)는 스위칭 소자(Q1)의 베이스 및 1차 측 그라운드간에 배열되어 스위칭 소자(Q1)가 오프일 때 흐르는 제동 전류(damper current)용 경로를 형성한다.
병렬 공진 콘덴서(Cr)는 스위칭 소자(Q1)의 콜렉터 및 이미터간에 평행하게 접속된다. 병렬 공진 콘덴서(Cr)의 정전용량 및 절연 컨버터 변압기(PRT)의 1차 권선(N1)과 직교 제어 파워 조정 변압기(PRT)의 제어된 권선(NR)의 직렬 접속으로부터 얻어진 조합된 인덕턴스(L1 및 LR)에 근거하여, 병렬 공진 트랜지스터(Cr)는 전압 공진형 컨버터의 병렬 공진회로를 형성한다. 스위칭 소자(Q1)가 오프일 때, 전압 공진을 위한 작동은 공진 콘덴서(Cr)를 가로질러 전압(Vcr)이 사인 파형의 펄스파를 내도록하는 병렬 공진 회로에 의해 얻어질 수 있다.
PIT의 1차 권선(N1)의 한 쪽 단부는 스위칭 소자(Q1)의 컬렉터에 접속되고, 1차 권선(N1)의 다른 쪽 단부는 PRT의 제어된 권선(NR)에 접속된다.
절연 컨버터 변압기(PIT)의 2차 측 상에서, 1차 권선(N1)에 의해 증가된 교류 전압은 2차 권선(N2)에서 나타난다. 2차 측 병렬 공진 콘덴서(C2)는 병렬 공진회로를 형성하기 위해 2차 권선(N2)에 병렬로 접속된다. 2차 권선(N2)에서 증가된 교류 전압은 병렬 공진 회로에 의해 공진 전압으로 변환된다. 이러한 공진 전압은 이러한 반파장 정류 회로가 정류 다이오드(D01) 및 평활 콘덴서(CO1)를 포함하고, 다른 반파장 정류회로가 정류 다이오드(D02) 및 평활 콘덴서(CO2)를 포함하는, 두 개의 반파장 정류 회로들에 제공된다. 정류 다이오드(D01 및 D02)는 스위칭 주기의 교류 전압을 정류하기 위한 고속형 정류 다이오드들일 수 있다.
제어 회로(1)는 기준 전압과 2차 측의 dc 출력전압을 비교하고 직교 제어 변압기(PRT)의 제어 권선(NC) 대 제어 전류로서 이들간의 에러에 대응하는 dc 전류를 제공할 수 있는 에러 증폭기이다. 여기서, dc 출력전압(E01) 및 dc 출력전압(E02)은 각각 검출 전압 및 작동 전원으로서 제어 회로(1)에 제공될 수 있다.
예로서, 2차 측의 dc 출력 전압(E02)이 ac 입력(VAC) 또는 부하전력의 변화에 대하여 변화하면, 이후에 제어 권선(NC)을 따라 흐를 제어 전류는 제어 회로(1)에 의해 10mA 내지 40mA 의 범위에서 변화될 수 있다. 결과적으로, 제어 권선(NR)의 인덕턴스(LR)는 0.1mH 내지 0.6mH 범위에서 변할 수 있다.
제어 권선(NR)은 앞에서 상술한 바와 같이 전압 공진형 스위칭 작동을 실행할 수 있는 병렬 공진 회로를 형성하므로, 병렬 공진 회로의 공진 상태는 고정된 스위칭 주파수에 관하여 변화할 수 있다. 스위칭 소자(Q1) 및 병렬 공진 콘덴서(Cr)의 병렬 회로를 가로질러, 사인파형의 공진 펄스는 스위칭 소자(Q1)의 오프 주기에 대응하는 병렬 공진 회로로 인해 나타날 수 있고, 공진 펄스폭은 병렬 공진 회로의 공진 상태의 변화에 의해 변화가능하게 제어될 수 있다. 이와 같이,공진 펄스에 대한 펄스폭 변조(PWM) 제어 작동은 얻어질 수 있다. 공진 펄스폭의 PWM 제어는 스위칭 소자(Q1)의 오프 주기 동안에 일어날 수 있고, 결과적으로 스위칭 소자(Q1)의 온(on) 주기는 스위칭 주파수가 고정되는 상태에서 변화가능하게 제어된다. 스위칭 소자(Q1)의 온 주기가 이러한 방법으로 변화가능하게 제어되므로, (2차 측에 병렬 공진 회로를 형성하는) 1차 권선(N1)으로부터 전송된 스위칭 출력은 변화하고, 2차 측의 dc 출력 전압(E01 및 E02)의 레벨 또는 레벨들은 변화한다. 이러한 정전압(constant voltage) 제어 방법은 이후에서 인덕턴스 제어 방법으로서 언급된다.
도 12는 전압 공진형의 다른 스위칭 전원 회로를 도시한다. 도 11에서의 소자와 유사한 도 12에서의 소자들은 동일한 참조부호로서 표기되고, 간결하게 하기 위해 더 이상의 설명은 생략한다.
도 12의 전원에서, 직교 제어 변압기(PRT)의 제어된 권선은 2차 측 상에 제공된다. 이러한 직교 제어 변압기(PRT)의 제어된 권선은 두개의 제어된 권선들(NR 및 NR1)을 포함한다. 제어된 권선(NR)은 2차 권선(N2)의 단부 및 정류 다이오드(D01)의 양극(anode) 사이에서 직렬로 배열된다. 이러한 구성에서, 2차 측의 병렬 공진 회로는 제어된 권선(NR 및 NR1)의 인덕턴스 성분(component)들을 포함하여 형성된다.
직교 제어 변압기(PRT)의 제어된 권선들(NR 및 NR1)이 2차 측 상에 제공되는 도 12의 장치에서, 직교 제어 변압기(PRT)는 제어된 권선(NR)의 인덕턴스가 인덕턴스 제어 방법에 따라 변화됨에 따라, 2차 측 병렬 공진 콘덴서(C2)의 공진전압(V2)의 펄스폭, 즉 2차 측 정류 다이오드들의 연속 각(continuity angle)은 변화가능하게 제어된다. 이러한 2차 측 상의 출력 레벨의 제어는 정전압 제어가 달성되는 것을 가능하게 한다.
도 11 및 도 12의 전원에 제공된 절연 컨버터 변압기(PIT)는 도 13에서 도시된다. 도시되는 바와 같이, 절연 컨버터 변압기(PIT)는 페라이트(ferrite) 재료로 이루어진 E 모양의 코어(core)들의 쌍 CR1 및 CR2를 갖는 EE 모양 코어를 포함한다. 이 E 모양 코어들은 자기 레그(magnetic leg)들이 서로 반대가 되고, 갭(gap)이 중간 자기 레그들 사이에 제공되지 않도록 서로 조합될 수 있다. 1차 권선(N1) 및 2차 권선(N2)은 보빈(bobbin)(B)을 사용하여 EE 모양의 코어의 중앙 자기 레그들 상에서 서로로부터 분리하여 감긴다. 결과적으로, 느슨한 결합(예를 들어, 결합 상수(k)가 대략 0.9의 값을 갖을 수 있는)이 1차 권선(N1) 및 2차 권선(N2) 사이에서 얻어질 수 있다.
절연 컨버터 변압기(PIT)에서, 1차 권선(N1)의 인덕턴스(L1) 및 2차 권선(N2)의 인덕턴스(L2) 간의 상호 인덕턴스(M)는 1차 권선(N1) 및 2차 권선(N2)의 극성(polarity)들(감기는 방향들) 및 정류 다이오드들(D01 및 D02)의 접속 사이의 관계에 따라 +M 값(부가성 모드) 또는 -M 값(감산 모드)을 갖을 수 있다. 예를 들어, 이러한 성분들이 도 14a에서 도시된 바와 같은 구성을 갖을 때, 상호 인덕턴스는 +M 이지만, 이러한 성분들이 도 14b에서 도시된 바와 같은 구성을 갖을 때, 상호 인덕턴스는 -M 이다.
도 15의 (a) 내지 도 15의 (c)는 도 11의 전원 스위칭 주기에서 작동 파형들을 도시한다. 이 도면에서, 참조문자들 T온(ON) 및 T오프(OFF)는 각각 스위칭 소자(Q1)가 온 및 오프인 주기들을 나타내고, 참조문자들(D ON 및 D OFF)는 각각 2차 측 상의 정류 다이오드(D01)가 온 및 오프인 주기들을 나타낸다.
스위칭 소자(Q1) 및 병렬 공진 콘덴서(Cr)를 가로지르는 공진 전압(Vcr)은 스위칭 소자(Q1)가 오프인 주기(T OFF)에서의 사인 파형의 펄스와 유사한 파형을 갖고, 스위칭 컨버터의 작동은 전압 공진형 작동이다. 공진 전압(Vcr) 펄스의 피크 레벨은 대략 1,800 V 이고, 이는 전압 증배(voltage multiplying) 정류에 의해 2Ei의 dc 입력 전압이 얻어질 때, 전압 공진 컨버터의 1차 측 상의 병렬 공진 회로의 임피던스가 작용하기 때문이다.
2차 측의 작동에 관하여, 정류 다이오드(D01)는 도 15의 (c)에 도시된 바와 같이 스위칭 소자(Q1)의 주기(T ON)과 대략 같은 주기(D ON)에서 정류된 전류가 흐르도록 작동한다. 이 작동은 도 14를 참조하여 상술한 M+(부가성 모드) 상호 인덕턴스에 근거한다. 실질적으로 유사한 동작 타이밍은 또한 정류 다이오드(DO2)에 관하여 얻어진다.
상술한 정류 작동의 결과와 같이, 2차 측 병렬 공진 콘덴서(C2)를 가로질러 공진 전압(V2)은 정류 다이오드(D01)가 오프인 주기(D OFF)에서의 dc 출력 전압 (E0)(E01 또는 E02)의 2배 내지 3.5배와 같은 피트 레벨 및 도 15의 (b)에 도시된 바와 같이 정류 다이오드(D01)가 온(on)인 주기(DON)에서의 dc 출력 전압(E0)(E01 또는 E02)과 같은 전압 레벨을 갖는 사인 파형이 된다.
도 11내지 도 15의 (c)를 참조로 상술한 전압 공진 컨버터들에서, 2Ei의 레벨을 갖는 dc 입력 전압은 100 V의 ac 입력 전압 VAC 상태 및 150W 이상의 최대 부하 전력을 만족하도록 하기 위해 전압 증배 정류 시스템을 이용하여 얻는다. 따라서, 도 15의 (a)를 참조로 상술한 바와 같이, 1,800 V의 공진 전압(Vcr)이 스위칭 소자(Q1)가 오프일 때 스위칭 소자(Q1) 및 병렬 공진 콘덴서(Cr)를 가로질러 나타난다.
따라서, 스위칭 소자(Q1) 및 병렬 공진 콘덴서(Cr)는 고 전압에 견딜 수 있다. 결과적으로, 스위칭 소자(Q1) 및 병렬 공진 콘덴서(Cr)는 비교적 큰 크기를 갖는다. 또한, 특히 고 내전압 스위칭 소자(high withstanding voltage switching element; Q1)가 사용되고, 이러한 소자가 포화 전압(VCE(SAT))에서 비교적 높고, 저장 시간(tSTG) 및 강하 시간(fall time; tf)에서 길고, 전류 증폭율(hFE)에서 비교적 낮기 때문에, 비교적 높은 값까지 스위칭 주파수를 설정하기 어렵다. 낮은 값 또는 스위칭 주파수의 감소는 전원 회로의 의 전력 손실을 증가시킬 수 있는 구동력(drive power) 및 스위칭 손실을 감소시킬 수 있다.
또한, 도 11 및 도 12에 도시된 전원 회로들에서, 직교 제어 변압기(PRT)의 제어된 권선(NR)은 1차 권선(N1) 및 2차 권선(N2) 중 하나에 직렬로 접속된다. 이러한 배치는 절연 컨버터 변압기(PIT)의 누설 인덕턴스 성분를 증가시킬 수 있다.
대응수단으로서, 전체 전원 회로는 알루미늄으로 형성된 배출구(vent hole)들을 갖는 알루미늄 실드 케이스(shield case)로 배열될 수 있고, 입력 및 출력 라인들을 접속시키는 접속기는 회로판에 장착될 수 있다. 하지만, 이러한 대응수단은 전원 회로의 중량 및 크기를 증가시키고 제조상의 복잡성을 증가시킬 수 있다.
본 발명은 전자 장치용 전원으로서 이용될 수 있는 스위칭 전원 회로에 관한 것이다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 전원의 도면.
도 2는 도 1에서의 전원에 제공된 절연 컨버터 변압기의 단면도.
도 3은 참조부호가 도 1의 전원 회로의 작동을 설명하는 것으로 이루어진 파형도.
도 4는 도 1의 전원의 작동 특성도.
도 5는 도 1의 전원의 작동 특성도.
도 6은 도 1의 전원에 제공될 수 있는 다른 절연 컨버터 변압기의 단면도.
도 7은 도 6의 절연 컨버터 변압기의 자기 흐름 특성을 도시하는 도면.
도 8은 도 1의 전원의 변형을 도시하는 도면.
도 9는 도 1의 전원의 변형을 도시하는 도면.
도 10은 도 9의 변형 전원 회로의 작동과 관계되는 파형도.
도 11은 전원 회로의 회로도.
도 12는 전원 회로의 회로도.
도 13은 도 11 또는 도 12의 전원 회로에서 사용될 수 있는 절연 컨버터 변압기의 단면도.
도 14a는 상호 인덕턴스가 각각 +M 및 -M일 때, 도 13의 절연 컨버터 변압기의 도면.
도 14b는 상호 인덕턴스가 각각 +M 및 -M일 때, 도 13의 절연 컨버터 변압기의 도면.
도 15는 파형도.
본 발명의 목적은 비교적 고 전력 부하를 다룰 수 있고, 비교적 고 전력 변환 효율 및 비교적 작은 크기 및 경량인 스위칭 전원 회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 양상에 따라, 스위칭 전원 회로는 교류 전원을 수신하고, 교류 전원과 같은 레벨을 갖는 정류된 평활 전압을 생성하고, dc 입력 전압으로서의 정류된 평활 전압을 출력하기 위한, 정류기 평활 회로; 절연 컨버터 변압기는 느슨한 결합에 위한 결합 상수(k)가 얻어지도록 형성된 갭을 갖는, 1차 측 출력을 2차 측에 전송하기 위한, 절연 컨버터 변압기; 절연 컨버터 변압기의 1차 권선에 출력되도록 하기 위해 dc 입력 저압의 온(on) 및 오프(off)를 스위칭 하기 위한 스위칭 소자를 포함하는 스위칭 회로; 절연 컨버터 변압기의 2차 권선의 누설 인덕턴스 성분 및 2차 측 병렬 공진 콘덴서의 정전용량으로부터 형성되도록 접속된 2차 측 병렬 공진 콘덴서 및 절연 컨버터 변압기의 2차 권선을 포함하는 2차 측 병렬 공진 회로; 절연 컨버터 변압기의 2차 권선에서 얻어진 교류 전압을 수신하고 2차 측 dc 출력 전압을 생성하기 위해 교류 전압용 부가성 모드에 의해 반파 정류 작동을 수행하기 위한 교류 전압을 수신하기 위한 dc 출력 전압 생성 회로; 2차 측 출력 전압의 정전압 제어를 수행하기 위해 2차 측 dc 출력 전압의 레벨에 응하여 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 변화시키기 위한 정전압 제어 회로를 포함하여 제공된다.
본 스위칭 전원 회로에서, 절연 컨버터 변압기는 느슨한 결합을 갖고, 1차측 상의 전압 공진 컨버터 및 2차 측 상의 병렬 공진 회로를 형성하기 위한 병렬 공진 회로는 복합 공진 컨버터를 형성한다. 또한, 정전압 제어는 1차 측의 전압 공진 컨버터를 형성하는 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 제어함으로서 수행된다. 스위칭 전원회로는 고 주파수 영역에서 스위칭 주파수를 변화시키기 위해 작동한다.
전압 증배 정류 회로대신에, 본 스위칭 전원 회로는 1차 측 상에서 ac 입력 전압 레벨과 같은 정류기 평활 전압을 생성하기 위한 전파 정류 회로(full-wave rectifier circuit)를 포함할 수 있다.
따라서, 본 스위칭 전원 회로는 전압 공진 컨버터가 1차 측 상에 제공되는 복합 공진 컨버터를 포함할 수 있고, 병렬 공진 회로는 2차 측 상에 제공되고, 갭은 절연 컨버터 변압기가 소정의 값보다 높은 결합 계수 및 느슨한 결합 상태를 갖을 수 있고, 부가성 모드의 반파 정류 회로는 2차 측 상에 제공된다. 스위칭 주파수는 정전압 제어를 수행하기 위해 변화된다. 본 스위칭 전원 회로에서, 정전압 제어는 tm위칭 주파수 제어에 의해 수행될 수 있다. 또한, 스위칭 주파수는 절연 컨버터 변압기의 인덕턴스 제어가 스위칭 주파수가 고정되거나 또는 전압 공진 펄이 폭이 가변적으로 제어되는 동안 수행되는 다른 회로들에 비교됨으로서 비교적 고 레벨로 설정된다.
스위칭 주파수가 비교적 고 레벨로 설정될 때, 스위칭에 의한 전력 손실은 감소하고, 결과적으로 부하 상태들의 넓은 영역 상에서의 전력 변환 효율성의 증가가 달성될 수 있다.
또한, 2차 측 상의 병렬 공진 회로가 정전압 제어로서 작동하므로, 장전압제어의 영역은 넓어질 수 있다.
부가가 비교적 클 때 스위칭 전원 회로의 작동 동안, 스위칭 소자의 스위칭 주파수는 스위칭 소자의 온(on) 주기를 증가시키기 위해 제어될 수 있다. 1차 측 공진 전류 및 2차 측 공진 전류의 상대적인 고 레벨이 상기 주기 동안 제공됨으로, 스위칭 전원 회로는 과부하(heavy load) 상태를 다룰 수 있다. 결과적으로, 최대 부하 전력의 증가는 본 스위칭 전원 회로로 달성될 수 있다. 따라서, 본 스위칭 전원 회로는 부하에서의 커다란 파동(fluctuation)을 나타내는 장치에 인가될 수 있다.
스위칭 전원 회로가 최대 부하 전력을 증가시킬 수 있으므로, 스위칭 전원 회로는 ac 입력 전압 레벨에 대응하는 정류된 평활 전압이 입력될 수 있도록 1차 측 상에서 전압 증배 정류 회로 대신에 원래의 전파 정류 회로가 이용되도록 재구성 될지라도, 상술한 상태를 충분히 다룰 수 있다.
상술한 상태를 다루기 위해 기존의 스위칭 전원 회로에 대해, ac 입력 전압 레벨의 두 배와 같은 정류기 평활 전압을 생성하는 전압 증배 정류 회로를 사용한다. 따라서, 이러한 회로에서, 1차 측 상의 병렬 공진 콘덴서 또는 스위칭 소자는 정류된 평활 전압 레벨에 응답하여 발생된 스위칭 전압에 대한 전압 내압 특성(voltage withstanding property)을 갖는다.
한편, 본 스위칭 전원 회로에 관해서, 정류된 평활 전압 레벨에 의존하는 1차 측 병렬 공진 전압은 같은 전압 정류 회로의 결과 및 고 레벨로 스위칭 주파수를 끌어올리는 기능으로서 기존의 스위칭 전원 회로의 전압보다 훨씬 낮기 때문에,스위칭 소자 또는 1차 측 공진 콘덴서는 기존의 스위칭 전원 회로보다 낮은 전압 내압 특성(voltage withstanding property)을 갖을 수 있고 보다 작고, 경량이고, 기존의 스위칭 전원 회로와 비교된 우수한 특성을 가질 수 있다.
그래서, 본 (전압 공진 컨버터를 포함할 수 있는) 스위칭 전원 회로는 비교적 작고 경량을 갖을 수 있고, 비교적 고 전력 변환 효율성 및 기존의 스위칭 전원 회로에 비하여 부하 전력 특성과 같은 향상된 특성을 제공할 수 있다.
본 발명에 따른 다른 목적들, 특성들 및 이점들은 대응 성분이 동일 참조번호들로 식별되는 이하의 도면들과 연관하여 읽을 때, 상술된 실시예의 상세한 설명으로부터 명확해질 것이다.
본 발명을 실행하기 위한 최상의 모드
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 전원 회로를 도시한다. 이러한 전원 회로는 도 11 및 도 12를 참조하여 상술한 전원 회로들의 성분(component)들과 유사한 많은 성분들을 포함한다. 또한, 도 1의 전원은 도 11 및 도 12에서의 전원에서 스위칭 소자(element)와 유사한 1차 측 상에 스위칭 소자(바이폴라 트랜지스터)를 갖는 전압 공진형의 스위칭 컨버터를 포함한다. 이해되는 바와 같이, 유사한 성분들은 상술한 것과 상당히 유사한 방법으로 작동 또는 수행할 수 있고, 간략화하기 위해 이러한 유사 성분에 관한 부가 설명은 생략한다.
도 1의 전원에서, 브리지 정류 회로(Di) 및 평활 콘덴서(Ci)로 이루어진 전파 정류회로는 ac 입력 전압(VAC)을 받고 dc 입력 전압(Ei)을 생성하는 정류기 평활 회로로서 제공될 수 있다. 정류된 평활 전압(Ei)은 ac 입력 전압(VAC)과 같은 레벨을 갖는다. 달리 말해서, 도 1의 전원은 도 11 및 도 12의 전원 회로들에서와 같은 전압 곱셉 정류 회로를 포함하지 않는다. (본 명세서에서, ac 입력 전압(VAC)의 레벨과 같은 정류된 평활 전압(Ei)을 생성하는 전파 정류 회로는 "같은 전압 정류 회로"로 불린다.)
도 1의 전압 공진 컨버터는 도 11 및 도 12의 전원들과 유사한 스위칭 소자(Q1)에 대한 자기 여기된 진동 구동 회로(self-excited oscillation drive circuit)를 포함한다. 하지만, 이러한 도 1의 자기 여기된 진동 구동 회로는 도 11 및 도 12의 전원 회로들과는 다른 방법으로 전류 제한 레지스터(RB), 공진용 콘덴서, 및 스위칭 소자(Q1)의 베이스 및 1차 측 그라운드 사이에 삽입된 구동 권선(NB)을 포함한다.
도 1의 스위칭 전원 회로는 직교 제어 변압기 상에 감긴 검출 권선(ND), 구동 권선(NB), 및 제어 권선(NC)을 갖는 포화가능한 리액터(saturable reactor)로서 직교 제어 변압기(PRT)를 더 포함한다. 직교 제어변압기(PRT)는 스위칭 소자(Q1)를 구동하고 정전압 제어를 수행하기 위해 채택된다.
변압기(PRT)는 4 개의 자기 레그(magnetic leg)들을 갖는 두 개의 이중 채널-모양의 코어들이 자기 레그들의 단부에서 서로 연결되도록 형성된 3차원 코어를 갖을 수 있다. 검출 권선(ND) 및 구동 권선(NB)은 3 차원 코어의 자기 레그들 중 두 개의 소정 레그들 주변에 동일한 권선 방향으로 감기고, 제어 권선(NC)은 검출 권선(ND) 및 구동 권선(NB)의 방향에 직교하는 방향으로 감긴다. 검출 권선(ND)은 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 출력이 1차 권선(N1)을 따라 검출 권선(ND)에 전송되도록 평활 콘덴서(Ci)의 양극 및 절연 컨버터 변압기(PIT)의 1차 권선(N1) 사이에 직렬로 배열한다. 구동 권선(NB)은 구동 권선(NB)에서의 구동 전압으로서 교류 전압이 발생하도록 검출 권선(ND)에서 얻어진 스위칭 출력에 의해 결합하는 전송 결합(transfer coupling)을 따라 여기될 수 있다. 결과적으로, 구동 전류는 권선(NB)로 형성된 dc 공진 회로 및 콘덴서(CB)(제기-여기 진동 구동회로를 형성함)로부터 스위칭 소자(Q1)의 베이스에 베이스 전류 제한 레지스터(RB)를 따라 제공될 수 있다.
결과적으로, 스위칭 소자(Q1)는 dc 공진 회로(NB 및 CB)의 공진 주파수에 의존하는 스위칭 주파수를 갖는 스위칭 작동을 수행할 수 있다.
상술한 변압기(PRT)를 갖는 전원에서, 제어된 권선의 인덕턴스 성분는 1차 권선(N1) 또는 2차 권선(N2)에 직렬로 접속될 수 있다. 1C 권선(N1) 및 검출 권선(ND)이 직렬로 접속되지만, 검출 권선(ND)의 턴들의 수(the number of turns)가 비교적 작기 때문에, 검출 권선(ND)의 인덕턴스는 절연 컨버터 변압기(PIT)의 누출 인덕턴스 상의 검출 권선의 인덕턴스의 영향이 거의 무시될 수 있는 것과 같이 절연 컨버터 변압기(PIT)의 누출 인덕턴스에 대하여 비교적 낮다.
도 2는 도 1의 전원 회로에 제공된 절연 컨버터 변압기(PIT)를 도시한다. 도시된 바와 같이, 변압기(PIT)는 페라이트 재료로 구성될 수 있고 자기 레그가 서로 반대방향이 되도록 서로 조합될 수 있는 한 쌍의 E-형상의 코어(CR1 및 CR2)를 갖는 EE-형상의 코어를 포함할 수 있다.
1차 권선(N1) 및 2차 권선(N2)은 1차 측 및 2차 측에 대해 스플릿 권선 위치들을 갖는 스플릿 보빈(split bobbin)을 이용하는 EE-형상 코어의 중앙 자기 레그들 상에서 서로로부터 분리되어 감겨진다. 또한, 절연 컨버터 변압기(PIT)에서, 갭(G)은 EE-형상 코어의 중앙 자기 레그들 간에 형성될 수 있다. 이러한 갭(G)은 외부 쪽 두 개의 자기 레그들 보다 짧은 E-형상 코어들(C1 및 C2)의 중앙 자기 레그들을 갖음으로서 형성된다. 또한, 절연 컨버터(PIT)의 1차 권선(N1)의 권선 방향 및 2차 권선(N2)의 권선 방향은 도 2에서 화살표가 가르치는 바와 같이 서로 동일한 방향이 될 수 있다.
결과적으로, 도 2의 변압기(PIT)는 도 11 및 도 12의 절연 컨버터 변압기들(PIT)의 결합 상수 보다 낮은 결합 상수로서 느슨한 결합을 갖을 수 있다. 따라서, 포화 상태에는 거의 이르지 않는다. 도 2의 변압기의 결합 상수(k)는 대략 0.78의 값을 갖을 수 있다.
도1의 전원 회로의 2차 측에 대하여, 이러한 2차 측은 도 11의 전원 회로의 2차 측과 유사하게 될 수 있다. 특히, 2차 측 상에서, 2차 측 병렬 공진 회로는 2차 권선(N2) 및 2차 측 병렬 공진 콘덴서(C2)오부터 형성될 수 있다. 또한, 반파 정류 회로들(콘덴서(C01)와 정류 다이오드(D01), 및 콘덴서(C02)와 정류 다이오드(D02))로부터 형성될 수 있음)은 2차 측 dc 전압(E01 및 E02)을 얻기 위해2차 측 상에 제공될 수 있다. 도 14를 참조로 상술한 것과 유사한 부가성 모드(+M; 퍼워드 작동) 정류 작동은 얻어질 수 있다.
도 11를 참조로 상술한 직교 제어 변압기(PRT)를 갖는 전원에 의해 수행될 수 있는 정전압 제어 작동이 지금 상술된다.
제어 회로(1)는 직교 제어 변압기(PRT) 상에 감긴 구동 권선(NB)의 인덕턴스(LB)를 가변적으로 제어하기 위해 2차 측 dc 출력 전압 레벨(E01)에 응답하여 제어 권선(NC)에 공급된 제어 전류(dc 전류)의 레벨을 변화시킬 수 있다. 결과적으로, 구동 권선((NB)의 인덕턴스(LB)룰 포함할 수 있는 자기 여기된 진동 구동 회로에서 직렬 공진 회로의 공진 상태는 영향을 받을 수 있다. 따라서, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 주파수는 도 3의 (a) 내지 도 3의 (l)을 참조로 상술된 바와 같이 변화될 수 있다. 이러한 작동은 2차 측 dc 출력 전압을 안정화시킬 수 있다.
스위칭 주파수 제어에 대하여, 2차 측 출력 전압이 부하 또는 다른 변화의 결과를 일으킬 때, 스위칭 주파수는 2차 측 출력을 억제하기 위한 제어를 할 수 있도록 일어날 수 있다.
도 1의 전원 회로는 복합 공진 스위칭 컨버터로서 형성될 수 있으며, 여기서 스위칭 작동을 전압 공진형의 작동으로 만들기 위한 병렬 회로가 1차 측에 제공되고 전압 증배 전파 정류 작동을 얻기 위한 직렬 공진 회로가 2차 측에 제공된다. 또한, 정전압 제어를 위해, 전원 회로는 "자기 여기된 진동 스위칭 주파수 제어를 갖을 수 있고, 여기서 자기 여기된 진동의 스위칭 주파수는 가변적으로 제어된다. 또한, 전원 회로는 스위칭 주파수가 변할 때, 스위칭 소자(Q1)가 온되는 주기(TON)를 가변적으로 제어하고, 반면에 스위칭 소자(Q1)가 오프되는 주기(T OFF)의 고정을 유지하도록 작동한다. 이러한 전원 회로는 스위칭 출력을 위한 공진 임피던스 제어를 수행하기 위해 스위칭 주파수를 가변적으로 제어하는 정전압 제어 작동을 수행하고, 스위칭 주기에서 스위칭 소자의 계속적인 각도 제어(PWM 제어)를 동시에 수행하는 것으로서 여겨질 수 있다. 이 복합 제어 작동은 단일의 제어 회로 시스템으로 수행될 수 있다.
도 1의 전원 회로에서, 절연 컨버터 변압기(PIT)의 페라이트 EE형 코어는 EE 35형 코어일 수 있다. 더욱이, 변압기(PIT)의 갭(G)은 대략 0.78의 결합 상수를 갖는 대략 1mm의 값을 갖을 수 있다. 또한, 변압기(PIT)의 1차 권선(N1) 및 2차 권선(N2)은 각각 43T 및 38T 일 수 있다. 또한, 변압기(PIT)의 누설 인덕턴스에 대하여, 1차 측 권선(N1)의 인덕턴스(L1) 및 2차 측 권선(N2)의 인덕턴스(L2)는 각각 130μH 및 100μH의 값을 갖는다. 더욱이, 1차 측 상의 병렬 공진 콘덴서(Cr) 및 2차 측 병렬 공진 콘덴서(C2)는 각각 5,600pF 및 0.022μF의 값을 갖을 수 있다.
도 3의 (a) 내지 도 3의 (l)은 도 1의 전원 작동과 관련되는 파형도이다. 특히, 도 3의 (a) 내지 도 3의 (f)는 ac 입력 전압(VAC)이 80V 및 부하 전력이 270W의 최대 부하 전력(Pomax)일 때 전원 회로의 다른 위치들에서의 작동 파형들을 도시하고, 도 3의 (g) 내지 도 3의 (l)은 ac 입력 전압(VAC)이 144V 및 부하 전력이 0W의 최소 부하 전력(Pomin)일 때 동일 위치들의 동작 파형들을 도시한다.
도 3의 (a) 내지 도 3의 (f)에 도시된 작동이 이제 상술된다.
스위칭 소자(Q1)가 오프인 주기(T OFF)는 대략 3μs이고, 스위칭 소자(Q1)가온인 주기(T ON)는 대략 8.1μs 이고, 스위칭 주파수는 대략 100KHz이다. 여기서, 스위칭 소자(Q1)의 병렬 회로 및 2차 측 병렬 공진 콘덴서(Cr)를 가로지르는 공진 전압(Vcp(도 3의 (a)))은 1차 측 병렬 공진 회로가 정류된 평활 전압(Ei)에 따라 동작하는 것과 같이 스위칭 소자(Q1)가 오프일 때 발생될 수 있다. 본 전원 회로에서, 정류된 평활 전압(Ei)은 상술한 바와 같이 전압 증배 정류를 얻는 대략 1/2이고, 공진 전압(Vcp)은 도 11의 전원에서 발생된 공진 전압(Vcp)이 대략 1,800V인 피크 값에서 대략 700V로 억제될 수 있다. 따라서, 도 1의 전원에서, 대략 800V에 대한 전압 내압 특성을 갖는 장치는 스위칭 소자(Q1) 및 병렬 공진 콘덴서(Cr)를 위해 선택될 수 있다.
스위칭 소자(Q1)가 턴온 되자마자, 제동 전류(damper current)는 클램프 다이오드(DD) 및 스위칭 소자(Q1)의 베이스 콜렉터를 따라 1차 권선(N1)으로 흐를 수 있다. 제동 전류의 흐름이 정지되는 제동 주기의 종료 후에, 스위칭 소자(Q1)의 콜렉터 전류(Icp)는 처음엔 네거티브 레벨로부터 포지티브 레벨 쪽으로 갑작스런 레벨 상승을 보이고, 그후에 도 3의 (c)에서 도시된 바와 같이 점진적인 강하(drop)를 보인다. 이 때에, 주기(T ON)에서의 콜렉터 전류(Icp)의 파형은 오른쪽으로 감소하는 경사를 갖는다. 결과적으로, 2차 권선(N2)을 따라 흐르는 1차 측 공진 전류(I1) 및 2차 권선(N2)을 따라 흐르는 2차 측 공진 전류(I2) 각각은 일단 주기(T OFF)에서 네거티브 레벨로 갑작스런 레벨 변경을 보이고, 실질적으로 제동 주기에 대응하는 주기 동안 포지티브 레벨로의 상승을 보인다. 그 후에, 전류(I1) 및 전류(I2)는 도 3의 (b) 및 도 3의 (d)의 파형에 의해 각각 도시되는 바와 같이감소한다. 여기에 도시된 바와 같이, 이 때에, 파형들은 주기(T ON)에서 오른쪽으로 감소하는 경사를 갖는다.
도 3의 (b) 내지 도 3의 (d)에 도시된 바와 같이, 1차 측 공진 전류(I1) 및 2차 측 공진 전류(I2)는 주기(T ON)의 비교적 긴 주기동안 고 레벨을 갖는다. 결과적으로, 도 1의 전원은 기존의 전원 회로에 비하여 이용가능한 부하 전력을 증가시킬 수 있다. 본 전원 회로의 상기 작동 및 특성은 도 2를 참조로 상술한 바와 같이 느슨한 결합 상태를 제공하는 절연 컨버터 변압기의 중간 자기 레그들 간에 형성된 갭(G)으로 인해 가능하다. 2차 측 의 작동에 대하여, 2차 권선(N2)A 치 2차 측 병렬 공진 콘덴서(C2)를 가로지르는 2차 측 공진 전압(V2)은 도 3의 (f)에 도시되고, 정류 다이오드(D01)를 따라 흐르는 정류된 전류(I3)는 도 3의 (e)에 도시된다. 도 3의 (e) 내지 도 3의 (f)의 파형으로 도시된 바와 같이, 2차 측 공진 전압(V2)은 정류 다이오드(D01)가 오프(OFF)인 주기(DOFF)에서의 사인파 형태인 양극 공진 펄스 파형을 갖고, 정류 다이오드(D01) 및 2차 측 공진 전압(V2)을 따라 흐르는 정류된 전류는 정류 다이오드(D01)가 온인 주기(DON)에서 dc 출력 전압(E0)과 같은 레벨을 갖는 클램프(clamp)된 파형을 갖는다. 도 3의 (e) 및 도 3의 (f)의 파형들은 2차 측 상에 발생된 공진 전압에 대한 반파 정류 작동의 지시를 제공한다.
한편, ac 입력 전압(VAC)이 144V이고 부하 전력이 도 3의 (g) 내지 도 3의 (l)에 도시된 바와 같이 최소 부하 전력일 때, 스위칭 주파수는 도 3의 (g)에 도시된 1차 권선 측 상의 병렬 공진 전압(Vcp)의 파형으로부터 도시된 바와 같이 상승될 수 있다. 또한, 스위칭 주파수가 변할 때, 주기(T OFF)는 주기(T ON)(스위칭 소자(Q1)의 계속적인 각도)가 상술한 바와 같이 변화될 수 있다. 결과적으로, 주기(T ON)는 보다 짧아진다. 예를 들어, 주기(T OFF) 및 주기(T ON)는 각각 실질적으로 3μs의 값을 갖고, 스위칭 주파수는 대략 170KHz일 수 있다.
달리 말해서, 도 1의 전원에서, 스위칭 주파수는 부하 전력 변경에 대응하여 대략 100KHz 내지 170KHz의 영역에서 가변적으로 제어될 수 있다. 그래서, 스위칭 주파수가 대략 50KHz인 도 11 및 도 12의 회로들에 비하여, 보다 높은 스위칭 주파수가 도 1의 본 회로로서 얻어질 수 있다.
도 3의 (i)에 도시된 바와 같이, 콜렉터 전류(Icp)는 주기(T ON)의 보다 앞쪽의 절반에 제동 전류가 흐르는 작동에 대응하는 파형을 나타낼 수 있고 이후에 콜렉터 전류(Icp)는 주기(T ON)의 뒤쪽 절반에서 콜렉터에서 이미터 방향으로 흐른다. 더욱이, 1차 측 공진 전류(I1) 및 2차 측 공진 전류(I2)는 각각 도 3의 (h) 및 3j에 도시된 바와 같이 스위칭 주기에 대응하는 사인파들의 파형을 나타낼 수 있다. 또한, 2차 권선 측 공진 전압(V2)은 2차 측 공진 전류(I2)에 대응하는 사인파의 파형을 갖을 수 있다.
스위칭 주파수가 스위칭 소자(Q1)의 계속적인 각도(주기(T ON))를 감소시키도록 증가될 때, 2차 측의 정류 다이오드(D01)는 도 3의 (k)에 도시된 바와 같이 스위칭 소자(Q1)가 오프인 주기(D OFF) 및 스위칭 소자(Q1)가 온인 주기(DON)에서 정류된 전류(I3)가 고정되고 짧아지도록 정류 작동을 수행할 수 있다. 정류된 전류(I3)의 이러한 작동 파형의 결과와 같이, 정전압 제어 영역은 충분히 넓어질 수 있다.
ac 입력 전압(VAC)이 100V이고 부하 전력이 Pomin=0W 내지 Pomax=270W의 영역일 때, 도 1의 전원 회로는 도 4에 도시된 바와 같이 부하 전력 변환에 대한 스위칭 소자(Q1)의 전력 변환 효율 특성, 스위칭 주파수(fs) 및 주기(T ON) 특성들을 갖을 수 있다.
도 4의 특성들로부터 도시된 바와 같이, 부하 전력이 최소 부하 전력 Pomin=0W 내지 최대 부하 전력 Pomax=270W로부터 증가할 때, 스위칭 주파수(fs)는 대략 170KHz에서 대략 90KHz로 강하할 수 있고, 스위칭 소자(Q1)가 온인 주기(T ON)는 증가할 수 있다. 이것은 도 3을 참조하여 상술한 작동에 대응한다.
부하 전력이 최대 Pomax=275W이고 ac 입력 전압(VAC)이 80V 내지 144V의 영역일 때, 도 1의 전원 회로는 도 5에 도시된 바와 같이 ac 입력 전압(VAC)에 대하여 스위칭 소자(Q1)의 전력 변환 효율 특성 및 스위칭 주파수(fs) 및 주기(T ON) 특성을 갖을 수 있다. 도 5에 도시된 바와 같이, ac 입력 전압(VAC)이 80V에서 144V로 증가할 때, 스위칭 주파수(fs)는 대략 60KHz에서 150KHz로 증가할 수 있고 스위칭 소자(Q1)가 온인 주기(TON)는 감소할 수 있다.
또한, 도 4 및 도 5에 도시된 바와 같이, 도 1의 전원 회로는 대략 92%의 전력 변환 효율을 갖을 수 있다. 이러한 전력 변환 효율은 대략 84%의 전력 변화 효율을 갖는 도 11의 전원 회로의 변환 효율 보다 실질적으로 높다. 이것은 도 1을 참조로 상술한 직교 제어 변압기(PRT)의 구성으로 인한 대략 100KHz 이상의 높은 변환 영역 내에서의 스위칭 주파수의 제어로부터 야기될 수 있다.
도 1의 상술된 전원은 이하에서 상술되는 바와 같이 변형될 수 있다.
변형된 전원 회로는 자기 여기된 진동형의 스위칭 주파수 제어 시스템을 채택할 수 있고 1차 측 상의 전압 공진 컨버터를 포함하는 복합 공진 컨버터로서 형성될 수 있다. 절연 컨버터 변압기(PIT)는 도 8에 도시된 바와 같이 1차 측 및 2차 측에서 구성될 수 있다(도 8에서, dc 출력 전압(E01)을 생성하기 위해 평활 콘덴서(Ci), 스위칭 소자(Q1), 1차 측 병렬 공진 회로(N1), 절연 컨버터 변압기(PIT), 2차 측 공진회로(N2 및 C2), 및 2차 측 반파 정류 회로(D01 및 C01) 만이 도시되고 있다는 것에 주의 해야한다.). 2차 측 상에서, 반파 정류는 순방향 모드 작동에 의해 수행될 수 있다.
도 8의 변형된 전원에서, 절연 컨버터 변압기(PIT)는 권선 방향들을 제외하고는 도 2를 참조로 상술한 것과 유사한 코어 구조를 갖는다. 즉, 절연 컨버터 변압기(PIT) 상에 감긴 1차 권선(N1)의 권선 방향 및 2차 권선(N2)의 권선 방향은 도 6에 도시된 바와 같이 서로 반대방향이다. 이러한 절연 컨버터 변압기(PIT)에서, 도 7에 도시된 바와 같이, 1차 권선(N1)를 따라 흐르는 1차 측 공진 전류에 의해 발생된 자기 자화(magnetic flux;ψ1) 및 2차 권선(N2)을 따라 흐르는 2차 측 공진 전류에 의해 발생된 자기 자화(ψ2)는 서로 삭제하도록 작용한다. 한편, 1차 권선(N1) 및 2차 권선(N2)의 권선 방향들은 도 2의 배치에서와 동일하고, 자기 자화(ψ1) 및 자기 자화(ψ2)는 함께 가산되도록 작용할 수 있다. 자기 자화(ψ1) 및 자기 자화(ψ2)가 변형된 전원 회로에서와 같이 서로 삭제되도록 작용할 때, 절연 컨버터 변압기(PIT)를 형성하는 페라이트 코어의 자기 자화 밀도는 자기 자화(ψ1) 및 자기 자화(ψ2)가 함께 가산될 때의 자기 자화 밀도 보다 낮다. 이는 페라이트코어의 철손(iron loss)의 감소로 인한 것이다. 예를 들어, 도 6의 절연 컨버터 변압기(PIT)의 도 8의 전원에서, 최대 부하 전력(Pomax=270W)에 대하여 대략 1.5W정도의 전력 손실의 절감이 달성될 수 있다.
상술한 변형된 전원 회로의 작동은 도 3의 (a) 내지 도 3의 (l)의 파형도들을 참조로 상술된 바와 유사하다.
도 9는 도 1의 전원의 또 다른 변형을 도시한다. 도 9에서, 도 1 및 도 8과 유사한 소자들은 동일의 참조부호로서 나타내어진다. 도 9의 이러한 소자들은 도 1 및 도 8을 참조로 상술된 것과 유사한 방법의 기능과 작동을 하고, 따라서 추가적인 상술은 생략한다.
도 9의 변형된 전원은 도 1과 유사한 구조를 갖을 수 있고, 도 6과 유사한 절연 컨버터 변압기(PIT)를 갖을 수 있다. 하지만, 도 9의 본 변형된 전원은 2차 측의 반파 정류 회로의 구조에 관하여 도 8의 변형된 전원과는 다르다. 도 9의 변형된 전원에서, 평활 콘덴서(C01)의 양극 단자는 2차 권선(N2)의 단부에 접속되고 2차 권선(N2)의 다른 단부는 정류 다이오드(D01)를 따라 2차 측 그라운드에 그라운드 된다. 정류 다이오드(D01)의 양극은 2차 측 그라운드에 접속되고 정류 다이오드(D01)의 음극은 2차 권선(N2)에 접속된다. 또한, 병렬 콘덴서(C2)는 정류 다이오드(D01)에 병렬로 접속된다. 또한, 2차 측 병렬 공진 회로는 병렬 공진 콘덴서(C2) 및 2차 권선(N2)의 누설 인덕턴스 성분로부터 형성될 수 있다.
도 9의 변형된 전원은 페라이트 코어에 의해 철손(iron loss)이 도 8의 변형된 전원과 유사하게 상술될 수 있으므로 전력 손실의 감소를 달성할 수 있다.
도 9의 변형된 전원의 작동에 관하여, 1차 측의 병렬 전압(Vcp)의 파형도는 도 10의 (a)에 도시되고, 2차 측 공진 전압(V2)은 도 10의 (b)에 도시된다. 2차 측의 반파 정류 회로가 도 9를 참조로 상술한 바와 같이 형성되므로, 도 10의 (b)에 도시된 2차 측 공진 전압(V2)은 도 3의 (f)에 도시된 파형과 다르다. 도 1, 8 및 9의 전원 회로들은 자기 여기된 전압 공진 컨버터가 1차 측 상에 제공될 수 있도록 하는 구조를 갖지만, 이 전원 회로들은 여기에 제한되지 않고, 예를 들어 집적회로(IC)의 형태로 진동 및 구동 회로는 전압 공진 컨버터의 스위칭 소자를 구동하는 자기 여기된 진동 구동 회로의 위치에 제공된다.
이 예에서, 정전압 제어와 같이, 진동 및 구동 회로에 의해 생성된 구동 단일 파형은 2차 측 출력 전압 레벨에 응답하여 가변적으로 제어된다. 이러한 제어에 대해, 생성된 구동 단일 파형은 도 3의 (a) 내지 도 3의 (l)을 참조로 상술된 스위칭 주파수 제어(계속적인 각도 변환) 작동에 대응하기 위해 2차 측 출력 전압 레벨이 상승할 때 스위칭 소자가 오프인 주기(T OFF)가 고정되고 스위칭 소자가 온인 주기(T ON)가 감소되도록 될 수 있다.
이러한 제어에 의해, 전원 회로는 도 5를 참조로 상술한 것과 유사한 방법으로 작동할 수 있다.
상술한 바와 같이 개별적으로 여기된 구조가 채택될 때, 직교 제어 변압기(PRT)는 생략될 수 있다.
또한, 상술한 개별적으로 여기된 구조가 채택될 때, 단일 바이폴라 트랜지스터(BJT)의 형태로 스위칭 소자(Q1)의 위치에, 두 개의 바이폴라 트랜지스터들(BJT)이 달링턴 접속(Darlington connection)으로 접속된 달링턴 회로가 이용될 수 있다. 또한, 단일 바이폴라 트랜지스터(BJT)의 형태로 스위칭 소자(Q1)의 위치에, MOS-FET(MOS field effect transistor; 금속 산화물 반도체), IGBT(절연된 게이트 바이폴라 트랜지스터) 또는 SIT(정전 유도 사이리스터)등이 이용될 수 있다. 달링턴 회로 또는 이러한 다른 장치들 중 하나가 스위칭 소자로서 이용될 때, 더 높은 효율이 달성될 수 있다. 또한, 이들 장치들 중 임의의 것이 스위칭 소자로서 이용될 때, 스위칭 소자에 대한 구동 회로의 구조는 스위칭 소자(Q1)의 위치에 이용된 각각의 장치의 특성을 만족시키기 위해 변형될 수 있다. 예를 들어, MOS-FET가 스위칭 소자로 사용될 때, 스위칭 소자에 대한 구동 회로는 상술한 바와 같이 개별적으로 여기된 방법으로 스위칭 소자를 구동하기 위한 구조가 될 수 있다.
본 발명의 바람직한 실시예 및 변형예들이 상세하게 상술되었지만, 본 발명은 이 실시예 및 변형예에 제한되지 않으며, 다른 변형예들 및 변환예들이 부가된 청구항에 의해 정의됨으로서 본 발명의 정신과 범위로부터 분리됨이 없이 본 발명의 당업자에 의해 달성될 수 있다고 이해된다.
상술한 바와 같이, 본 발명에 따른 스위칭 전원 회로는 전압 공진 컨버터가 1차 측 상에 제공되고 병렬 공진 회로가 2차 측 상에 제공되는 복합 공진 컨버터로서 형성된다. 스위칭 전원 회로는 소정의 레벨 보다 높은 결합 상수를 갖는 느슨한 결합 상태가 얻어지도록 중간 레그들 간에 갭이 형성되는 외부 및 중앙 레그들을 갖는 한 쌍의 E-형상 코어들 각각을 갖는 절연 컨버터 변압기를 포함한다. 부가성 모드의 반파 정류 회로가 2차 측 상에 제공된다. 절연 컨버터 변압기의 온(ON) 및오프(OFF)로 dc 입력 전압을 스위칭하기 위한 스위칭 소자의 스위칭 주파수는 정전압 제어에 영향을 미치도록 변화된다. 따라서, 공진형의 스위칭 전원 회로는 고 부하 전력을 다룰 수 있고, 고 전력 변환 효율, 소형 및 경량을 갖는다.

Claims (7)

  1. 스위칭 전원 회로에 있어서,
    교류 전원을 수신하고, 교류 전원의 레벨과 같은 레벨을 갖는 정류된 평활 전압(rectified smoothed voltage)을 생성하고, dc 입력 전압으로서 정류된 평활 전압을 출력하기 위한, 정류기 평활 수단;
    느슨한 결합을 위한 결합 상수(k)를 얻도록 형성된 갭을 갖으며, 1차 측 출력을 2차 측에 전송하기 위한, 절연 컨버터 트랜지스터;
    상기 절연 컨버터 변압기의 1차 권선에 출력되도록 하기 위해 dc 입력 전압의 온(on) 및 오프(off)를 스위칭하기 위한 스위칭 소자(switching element)를 포함하는, 스위칭 수단;
    상기 절연 컨버터 변압기의 상기 1차 권선으로부터 누설 인덕턴스 성분(leakage inductance component) 및 상기 스위칭 수단이 전압 공진형으로서 작동하게 하는 병렬 공진 콘덴서의 정전용량으로부터 형성된, 1차 측 병렬 공진 회로;
    상기 절연 컨버터 변압기의 2차 권선 및 2차 측 병렬 공진 콘덴서를 포함하는 2차 측 병렬 공진 회로로서, 상기 2차 측 병렬 공진 콘덴서는 병렬 공진 회로가 상기 절연 컨버터 변압기의 상기 2차 권선의 누설 인덕턴스 성분 및 상기 2차 측 병렬 공진 콘덴서의 정전용량으로부터 형성되도록 접속된, 상기 2차 측 병렬 공진 회로;
    상기 절연 컨버터 변압기의 상기 2차 권선에서 얻어진 교류 전압을 수신하고, 2차 측 dc 출력 전압을 생성하기 위해 교번 전압에 대한 부가성 모드에 의해 반파 정류 작동을 수행하기 위한, dc 출력 전압 생성 수단; 및
    2차 측 출력 전압의 정전압 제어를 수행하기 위해 2차 측 dc 출력 전압의 레벨에 응답하여 상기 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 변화시키기 위한 정전압 제어 수단을 포함하는, 스위칭 전원 회로.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 절연 컨버터 변압기의 상기 1차 권선 및 상기 2차 권선은 동일한 권선 방향으로 감긴, 스위칭 전원 회로.
  3. 제 1항에 있어서.
    상기 절연 컨버터 변압기의 상기 1차 권선 및 상기 2차 권선은 반대 방향들로 감긴, 스위칭 전원 회로.
  4. 제 1항에 있어서,
    절연 컨버터 변압기는 상기 갭이 두 개의 E 형상 코어들의 중앙 레그들 간의 거리인 곳에서 바깥쪽 및 중앙 레그들을 각각 갖는 두 개의 E 형상 코어들 포함하는, 스위칭 전원 회로.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 갭은 대략 1mm인, 스위칭 전원 회로.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 결합 상수(k)는 대략 0.78의 값을 갖는, 스위칭 전원 회로.
  7. 제 1항에 있어서,
    상기 정전압 제어 수단은 직교 제어 변압기를 포함하는, 스위칭 전원 회로.
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