JP2001086748A

JP2001086748A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JP2001086748A
Application number: JP26396399A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1999-09-17
Filing date: 1999-09-17
Publication date: 2001-03-30

Abstract

(57)【要約】【課題】自励式によりスイッチング駆動されるスイッ
チングコンバータにおける電力変換効率の向上。【解決手段】共振電流検出巻線に対して直列に直列イ
ンダクタＬA を接続すると共に、この共振電流検出巻線
ＮD 及び直列インダクタＬA からなる直列回路と並列に
並列インダクタＬC を接続することで、共振電流検出巻
線ＮD からドライブトランスＰＲＴを介して、自励発振
駆動回路からスイッチング素子Ｑ1 （バイポーラトラン
ジスタ）のベースに対して供給すべきスイッチング駆動
電流レベルが、スイッチング素子のドライブ条件に適合
するものとなるようにする。これにより、スイッチング
素子Ｑ1 のベースに対して挿入されるべきベース電流制
限用抵抗ＲB を省略する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることが分かってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図５は先に本出願人により提案された発明
に基づいて構成することのできるスイッチング電源回路
の一構成例を示す回路図である。この電源回路には自励
式の電流共振形コンバータが採用されている。

【０００４】この図に示すスイッチング電源回路におい
ては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉか
らなる整流平滑回路により、商用交流電源ＡＣ（交流入
力電圧ＶAC）を整流平滑化して、例えば交流入力電圧Ｖ
ACのピーク値の１倍に対応する直流入力電圧を生成す
る。なお、この図に示す回路においては、商用交流電源
ＡＣのラインに対して突入電流制限用抵抗Ｒｉが挿入さ
れており、例えば電源投入時に平滑コンデンサＣｉに流
入する突入電流を抑制するようにしている。

【０００５】この電源回路のスイッチングコンバータ
は、図のように２つのスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 をハ
ーフブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサＣｉの正
極側の接続点とアース間に対して挿入するようにして接
続されている。この場合、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
にはバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジ
スタ）が採用される。

【０００６】このスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各コレ
クタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲS1、ＲS2が挿
入される。

【０００７】また、スイッチング素子Ｑ1 のベース−エ
ミッタ間にはツェナーダイオードＤZ1及びクランプダイ
オードＤD1が直列接続されて挿入されている。この場
合、ツェナーダイオードＤZ1のアノードがスイッチング
素子Ｑ1 のベースと接続され、ツェナーダイオードＤZ1
のカソードはクランプダイオードＤD1のカソードと接続
される。クランプダイオードＤD1のアノードはスイッチ
ング素子Ｑ1 のエミッタと接続される。また、スイッチ
ング素子Ｑ2 のベース−エミッタ間には、ツェナーダイ
オードＤZ2及びクランプダイオードＤD2が直列接続され
て挿入されており、その接続形態は、上記スイッチング
素子Ｑ1 側に設けられるツェナーダイオードＤZ1及びク
ランプダイオードＤD1と同様となる。この場合、クラン
プダイオードＤD1、ＤD2は、それぞれツェナーダイオー
ドＤZ1、ＤZ2を順方向（アノード→カソード）に流れよ
うとする電流を阻止するための逆流阻止用ダイオードと
しての作用を有する。

【０００８】スイッチング素子Ｑ1 のベースとスイッチ
ング素子Ｑ2 のコレクタ間に対しては、ベース電流制限
用抵抗ＲB1，共振用コンデンサＣB1，駆動巻線ＮB1の直
列接続回路が挿入される。共振用コンデンサＣB1は自身
のキャパシタンスと、駆動巻線ＮB1のインダクタンスＬ
B1と共に直列共振回路を形成する。同様に、スイッチン
グ素子Ｑ2 のベースと一次側アース間に対しては、共振
用コンデンサＣB2，ベース電流制限用抵抗ＲB2，駆動巻
線ＮB2の直列接続回路が挿入されており、共振用コンデ
ンサＣB2と駆動巻線ＮB2のインダクタンスＬB2と共に自
励発振用の直列共振回路を形成する。

【０００９】また、駆動巻線ＮB1に対しては共振コンデ
ンサＣD1が並列に設けられて並列共振回路を形成し、同
様に、駆動巻線ＮB2に対しては共振コンデンサＣD2が並
列に接続されて並列共振回路を形成するようにされる。
この回路形態では、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 は、そ
れぞれ［駆動巻線ＮB1／／共振コンデンサＣD1］、［駆
動巻線ＮB2／／共振コンデンサＣD2］により形成される
並列共振回路により自励発振駆動され、そのスイッチン
グ周波数もこれら並列共振回路により設定されるように
構成される。この場合、上述したコンデンサＣB1、ＣB2
はそれぞれ直流阻止用コンデンサとしても機能する。

【００１０】また、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の各コ
レクタ−エミッタ間に対しては、それぞれ小容量のセラ
ミックコンデンサＣｃ1 ，Ｃｃ2 が並列に接続される。
このセラミックコンデンサＣｃ1 ，Ｃｃ2 は、スイッチ
ング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチングノイズを吸収するた
めに設けられるものであるが、ここでは、後述するよう
にして行われる定電圧制御動作によって比較的広範囲に
変化するスイッチング周波数に対応して、スイッチング
素子Ｑ1 ，Ｑ2 のターンオフ時にゼロ電圧スイッチング
動作を得るための作用も有する。これにより、スイッチ
ング損失の低減が図られる。

【００１１】ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulati
ng Transformer）はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を駆動
すると共に、後述するようにして定電圧制御を行うため
に設けられる。この図に示すドライブトランスＰＲＴの
場合には、駆動巻線ＮB1、ＮB2及び共振電流検出巻線Ｎ
D が巻回され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎ
C が直交する方向に巻回された直交型の可飽和リアクト
ルとして構成される。駆動巻線ＮB1の一端は、抵抗ＲB1
−共振用コンデンサＣB1の直列接続を介してスイッチン
グ素子Ｑ1 のベースに接続され、他端はスイッチング素
子Ｑ2 のコレクタに接続される。駆動巻線ＮB2の一端は
アースに接地されると共に、他端は抵抗ＲB2−共振用コ
ンデンサＣB2の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ2
のベースと接続されている。駆動巻線ＮB1と駆動巻線Ｎ
B2は互いに逆極性の電圧が発生するように巻装されてい
る。また、共振電流検出巻線ＮD の一端はスイッチング
素子Ｑ1 のエミッタとスイッチング素子Ｑ2 のコレクタ
との接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、
他端は、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1 の一端に対して接続される。なお、共振電流検
出巻線ＮD の巻数（ターン数）は例えば１Ｔ（ターン）
程度とされている。

【００１２】絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Is
olation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
のスイッチング出力を二次側に伝送する。この場合、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、
共振電流検出巻線ＮD を介してスイッチング素子Ｑ1 の
エミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタの接点（ス
イッチング出力点）に接続されることで、スイッチング
出力が得られるようにされる。また、一次巻線Ｎ1 の他
端は、直列共振コンデンサＣ1 を介して一次側アースに
接地されている。この場合、上記直列共振コンデンサＣ
1 及び一次巻線Ｎ1 は直列に接続されているが、この直
列共振コンデンサＣ1 のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ
1 （直列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンスＬ
1 ）成分とにより、スイッチングコンバータの動作を電
流共振形とするための直列共振回路を形成している。

【００１３】また、この図における絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ2 に対してセンタ
ータップを設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，Ｄ
O3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接
続することで、［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コン
デンサＣO1］の組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平
滑コンデンサＣO2］の組とによる、２組の全波整流回路
が設けられる。［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コン
デンサＣO1］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO1
を生成し、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデン
サＣO2］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO2を生
成する。つまり、この図に示す回路では、二次側におい
て直流出力電圧を得るのにあたり全波整流回路が設けら
れる。なお、この場合には、直流出力電圧ＥO1及び直流
出力電圧ＥO2は制御回路１に対しても分岐して入力され
る。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出電
圧として利用し、直流出力電圧ＥO2を制御回路１の動作
電源として利用する。

【００１４】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電
流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻
線ＮC に供給することにより後述するようにして定電圧
制御を行う。

【００１５】上記構成による電源回路のスイッチング動
作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば
起動抵抗ＲS1、ＲS2を介してスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 のベースに起動電流が供給されることになるが、例え
ばスイッチング素子Ｑ1 が先にオンとなったとすれば、
スイッチング素子Ｑ2 はオフとなるように制御される。
そしてスイッチング素子Ｑ1 の出力として、共振電流検
出巻線ＮD →一次巻線Ｎ1 →直列共振コンデンサＣ1 に
共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でス
イッチング素子Ｑ2 がオン、スイッチング素子Ｑ1 がオ
フとなるように制御される。そして、スイッチング素子
Ｑ2 を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、
スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互にオンとなる自励式
のスイッチング動作が開始される。このように、平滑コ
ンデンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッチング
素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互に開閉を繰り返すことによって、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側巻線Ｎ1 に共振
電流波形に近いドライブ電流を供給し、二次側の巻線Ｎ
2 に交番出力を得る。

【００１６】ところで、前述したように、スイッチング
素子Ｑ1 ，Ｑ2 の各ベース−エミッタ間には、ツェナー
ダイオードＤZ1−クランプダイオードＤD1、ツェナーダ
イオードＤZ2−クランプダイオードＤD2をそれぞれ直列
接続して挿入している。例えば、クランプダイオードＤ
D1，ＤD2は本来、スイッチング素子がオフとされている
ときにクランプ電流を流すために設けられるものである
が、図５に示す方向によりツェナーダイオードＤZ1，Ｄ
Z2が挿入されることによって、クランプダイオードＤD
1、ＤD2にはクランプ電流が流れないようにされる。こ
れにより、ツェナーダイオードＤZ1，ＤZ2のツェナー電
圧によりスイッチング素子を駆動する自励発振駆動回路
のドライブ電圧のレベル（振幅）を決定することが可能
になるが、そのドライブ電圧のレベルを大きく設定する
ことで、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のターンオフ時の
マイナスレベルのベース電流（ベースの蓄積電荷の引き
抜き電流）も大きくなるようにされる。この結果、スイ
ッチング動作時におけるスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の
蓄積時間を小さくすることが可能となる。例えば、電流
共振形スイッチングコンバータとして、バイポーラトラ
ンジスタのスイッチング素子によりスイッチング動作さ
せる構成において、スイッチング周波数ｆｓを１００Ｋ
Ｈｚ程度にまで上昇させる設定とすると、スイッチング
素子の蓄積時間のばらつきに起因するスイッチング素子
間の導通時間差が無視できなくなる程度に大きくなる可
能性のあることが分かっている。そこで、上記図５に示
す構成のようにして、ツェナーダイオードＤZ1，ＤZ2を
挿入すれば、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の蓄積時間が
小さくなるため、安定したスイッチング動作を得ること
が可能になる。

【００１７】また、ドライブトランスＰＲＴによる定電
圧制御は次のようにして行われる。例えば、交流入力電
圧や負荷電力の変動によって二次側出力電圧ＥO1が変動
したとすると、制御回路１では、二次側出力電圧ＥO1の
変動に応じて制御巻線ＮCに流れる制御電流のレベルを
可変制御する。この制御電流によりドライブトランスＰ
ＲＴに発生する磁束の影響で、ドライブトランスＰＲＴ
においては飽和傾向の状態が変化し、駆動巻線ＮB1，Ｎ
B2のインダクタンスを変化させるように作用するが、こ
れにより自励発振回路の条件が変化してスイッチング周
波数が変化するように制御される。この図に示す電源回
路では、直列共振コンデンサＣ1 及び一次巻線Ｎ1 の直
列共振回路の共振周波数よりも高い周波数領域でスイッ
チング周波数を設定しているが、例えばスイッチング周
波数が高くなると、直列共振回路の共振周波数に対して
スイッチング周波数が離れていくようにされる。これに
より、スイッチング出力に対する一次側直列共振回路の
共振インピーダンスは高くなる。このようにして共振イ
ンピーダンスが高くなることで、一次側直列共振回路の
一次巻線Ｎ1 に供給されるドライブ電流が抑制される結
果、二次側出力電圧が抑制されることになって、定電圧
制御が図られることになる。なお、以降はこのような方
法による定電圧制御方式を「スイッチング周波数制御方
式」と呼ぶ。

【００１８】ここで、上記図５に示した構成によるスイ
ッチング電源回路における、一次側電流共振形コンバー
タのスイッチング動作を図６の波形図に示す。駆動巻線
ＮB2と並列共振コンデンサＣD2からなる並列共振回路は
自励発振を行うことで、図６（ｄ）に示す並列共振電圧
ＶA を発生させる。この並列共振電圧ＶA としては、駆
動巻線ＮB2と並列共振コンデンサＣD2からなる並列共振
回路の並列共振作用によって、例えば、駆動巻線ＮB2に
対して並列共振コンデンサＣD2を並列に接続しない場合
よりも増幅された波形が得られている。そして、この並
列共振電圧ＶA により、スイッチング素子Ｑ2 のベース
に対しては、ベース電流制限用抵抗ＲB2−共振用コンデ
ンサＣB2の直列接続を介して、図６（ｂ）に示すように
自励発振回路により得られる駆動電流ＩB が流れる。こ
のような駆動電流ＩB によって、スイッチング素子Ｑ2
は期間ＴONにおいてオンとなり、この時、スイッチング
素子Ｑ2 のコレクタには、図６（ａ）に示す波形により
コレクタ電流ＩC1が流れる。また、期間ＴOFF となる
と、駆動電流ＩB （図６（ｂ））は０レベルとなって、
スイッチング素子Ｑ2 もオフ（非導通）となる。上記期
間ＴON，ＴOFF におけるスイッチング素子Ｑ2 のベース
−エミッタ間電圧ＶBEとしては、図６（ｃ）に示す波形
が得られ、これに応答してツェナーダイオードＤZ1−ク
ランプダイオードＤD1の直列接続回路を流れる電流ＩZ
としては、図６（ｅ）に示すように、実際には、期間Ｔ
OFF においてわずかにクランプ電流が流れる波形とな
る。

【００１９】図７の回路図は、先に本出願人が提案した
発明に基づいて構成することのできるスイッチング電源
回路の他の例を示している。この図に示す電源回路は、
１石のスイッチング素子Ｑ1 を備えて、いわゆるシング
ルエンド方式で自励式によりスイッチング動作を行う電
圧共振形コンバータを備えて構成される。なお、図５と
同一部分には同一符号を付して説明を省略する。

【００２０】この図における電圧共振形のスイッチング
コンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1 を備えた自
励式の構成を採っている。この場合、スイッチング素子
Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；
接合型トランジスタ）が採用されている。

【００２１】スイッチング素子Ｑ1 のベースは、ベース
電流制限用抵抗ＲB ，起動抵抗ＲSを介して平滑コンデ
ンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側に接続されて、
起動時のベース電流が整流平滑ラインから得られるよう
にしている。また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと一
次側アース間には、ベース電流制限用抵抗ＲB ，共振コ
ンデンサＣB ，駆動巻線ＮB の直列接続回路よりなる自
励発振駆動用の共振回路が接続される。また、スイッチ
ング素子Ｑ1 のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（一
次側アース）間に挿入されるダンパーダイオードＤD に
より、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時に流れるダンパー
電流の経路を形成するようにされており、また、スイッ
チング素子Ｑ1 のコレクタは絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端と接続され、エミッタは接地
される。

【００２２】また、上記スイッチング素子Ｑ1 のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒ
は、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダク
タンスＬ1 とにより電圧共振形コンバータの一次側並列
共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省
略するが、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この並
列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電
圧ＶCPは、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧
共振形の動作が得られるようになっている。

【００２３】この図に示す直交型制御トランスＰＲＴ
は、共振電流検出巻線ＮD ，駆動巻線ＮB ，及び制御巻
線ＮC が巻装された可飽和リアクトルである。この直交
型トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1 を駆動する
と共に、定電圧制御のために設けられる。この直交型制
御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、
４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型コアの互いの
磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成す
る。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対し
て、同じ巻回方向に共振電流検出巻線ＮD ，駆動巻線Ｎ
B を巻装し、更に制御巻線ＮC を、上記共振電流検出巻
線ＮD ，駆動巻線ＮB に対して直交する方向に巻装して
構成される。

【００２４】この場合、直交型制御トランスＰＲＴ（周
波数可変手段）の共振電流検出巻線ＮD は、平滑コンデ
ンサＣｉの正極と絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1 との間に直列に挿入されることで、スイッチン
グ素子Ｑ1 のスイッチング出力は、一次巻線Ｎ1 を介し
て共振電流検出巻線ＮD に伝達される。直交型制御トラ
ンスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮD に得られ
たスイッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線Ｎ
B に励起されることで、駆動巻線ＮB にはドライブ電圧
としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自
励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB ，ＣB ）
からベース電流制限用抵抗ＲB を介して、ドライブ電流
としてスイッチング素子Ｑ1 のベースに出力される。こ
れにより、スイッチング素子Ｑ1 は、直列共振回路（Ｎ
B ，ＣB ）の共振周波数により決定されるスイッチング
周波数でスイッチング動作を行うことになる。

【００２５】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1 のスイッチング出力を二次側に伝送す
る。絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図９に示すよう
に、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２
を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア
が備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割
ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1 と、二次巻線Ｎ2 をそ
れぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚
に対しては図のようにギャップＧを形成するようにして
いる。これによって、所要の結合係数による疎結合が得
られるようにしている。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ
１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短く形成
することで形成することが出来る。また、結合係数ｋと
しては、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得る
ようにしており、その分、飽和状態が得られにくいよう
にしている。

【００２６】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1 の一端は、図７に示すように、スイッチング素
子Ｑ1 のコレクタと接続され、他端側は共振電流検出巻
線ＮD の直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極
（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。

【００２７】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次巻線Ｎ2 は、後述するようにして上記図５の電源回路
とは異なる巻数により巻装される。この二次巻線Ｎ2 の
一端は二次側アースに接続され、他端は直列共振コンデ
ンサＣｓの直列接続を介して整流ダイオードＤO1のアノ
ードと整流ダイオードＤO2のカソードの接続点に対して
接続される。整流ダイオードＤO1のカソードは平滑コン
デンサＣO1の正極と接続され、整流ダイオードＤO2のア
ノードは二次側アースに対して接続される。平滑コンデ
ンサＣO1の負極側は二次側アースに対して接続される。
また、この場合には、二次巻線Ｎ2 とは独立して二次巻
線Ｎ2Aが巻装されている。この二次巻線Ｎ2Aに対しては
センタータップをアースに接地したうえで、整流ダイオ
ードＤO3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO2からなる全波整
流回路が接続されることで、直流出力電圧ＥO2を生成す
る。

【００２８】このような接続形態では結果的に、［直列
共振コンデンサＣｓ，整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑
コンデンサＣO1］の組から成る倍電圧全波整流回路が形
成されていることになる。ここで、直列共振コンデンサ
Ｃｓは、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2 の漏洩イ
ンダクタンス成分（Ｌ2 ）とによって、整流ダイオード
ＤO1，ＤO2のオン／オフ動作に対応する直列共振回路を
形成する。即ち、本実施の形態の電源回路は、一次側に
はスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振
回路が備えられ、二次側には、倍電圧全波整流動作（電
流共振動作）を得るための直列共振回路が備えられる。
なお、本明細書では、このように一次側及び二次側に対
して共振回路が備えられて動作する構成のスイッチング
コンバータについては、「複合共振形スイッチングコン
バータ」ともいうことにする。

【００２９】上記［二次巻線Ｎ2 ，直列共振コンデンサ
Ｃｓ，整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサＣO
1］の組による倍電圧全波整流動作としては次のように
なる。先ず、前提として、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔにおいては、図１０に示すようにして、一次巻線Ｎ1
、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方向）と整流ダイオードＤO
（ＤO1，ＤO2）の接続との関係によって、一次巻線Ｎ1
のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2 のインダクタンス
Ｌ2 との相互インダクタンスＭについて、＋Ｍとなる場
合と−Ｍとなる場合とがある。例えば、図１０（ａ）に
示す接続形態を採る場合に相互インダクタンスは＋Ｍと
なり、図１０（ｂ）に示す接続形態を採る場合に相互イ
ンダクタンスは−Ｍとなる。これを、二次側の動作に対
応させてみると、例えば二次巻線Ｎ2 に得られる交番電
圧が正極性のときに整流ダイオードＤO1（ＤO2）に整流
電流が流れる動作は＋Ｍの動作モード（フォワード方
式）とみることができ、逆に、二次巻線Ｎ2 に得られる
交番電圧が負極性のときに整流ダイオードＤO1（ＤO2）
に流れる整流電流は−Ｍの動作モード（フライバック方
式）であるとみることができる。即ち、この電源回路で
は、二次巻線に得られる交番電圧が正／負となるごと
に、相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍのモードで動作す
ることになる。

【００３０】そして、二次側における倍電圧全波整流動
作であるが、一次側のスイッチング動作により一次巻線
Ｎ1 にスイッチング出力が得られると、このスイッチン
グ出力は二次巻線Ｎ2 に励起される。そして、整流ダイ
オードＤO1がオフとなり、整流ダイオードＤO2がオンと
なる期間においては、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 との
極性が−Ｍとなる減極性モードで動作して、二次巻線Ｎ
2 の漏洩インダクタンスと直列共振コンデンサＣｓによ
る直列共振作用によって、整流ダイオードＤO2により整
流した整流電流を直列共振コンデンサＣｓに対して充電
する動作が得られる。そして、整流ダイオードＤO2がオ
フとなり、整流ダイオードＤO1がオンとなって整流動作
を行う期間においては、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 と
の極性が＋Ｍとなる加極性モードとなり、二次巻線Ｎ2
に誘起された電圧に直列共振コンデンサＣｓの電位が加
わるという直列共振が生じる状態で平滑コンデンサＣO1
に対して充電が行われる動作となる。上記のようにし
て、加極性モード（＋Ｍ；フォワード動作）と減極性モ
ード（−Ｍ；フライバック動作）との両者のモードを利
用して整流動作が行われることで、平滑コンデンサＣO1
においては、二次巻線Ｎ2 の誘起電圧のほぼ２倍に対応
する直流出力電圧ＥO1が得られる。

【００３１】なお、二次巻線Ｎ2Aにおいては、この二次
巻線Ｎ2Aに設けたセンタータップを接地した上で、整流
ダイオードＤ03，Ｄ04、及び平滑コンデンサＣO2からな
る通常の全波整流回路が形成されることで二次側直流出
力電圧ＥO2を得るようにされている。ここで、二次側直
流出力電圧ＥO2は分岐されて、制御回路１の動作電源と
しても供給される。

【００３２】上記した倍電圧全波整流動作を得るための
構成は、先に図９にて説明したように、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴに対してギャップＧを形成して所要の結
合係数による疎結合としたことによって、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴが更に飽和状態となりにくい状態を得
たことで実現されるものである。例えば、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴに対してギャップＧが設けられない場
合には、フライバック動作時において絶縁コンバータト
ランスＰＩＴが飽和状態となって動作が異常となる可能
性が高く、上述のようにして倍電圧整流動作が適正に行
われるのを望むのは難しい。

【００３３】制御回路１では、二次側直流出力電圧レベ
ル（ＥO1）の変化に応じて、制御巻線ＮC に流す制御電
流（直流電流）レベルを可変することで、直交型制御ト
ランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮB のインダクタン
スＬB を可変制御する。これにより、駆動巻線ＮB のイ
ンダクタンスＬB を含んで形成されるスイッチング素子
Ｑ1 のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振
条件が変化する。これは、次に図８にて説明するスイッ
チング素子Ｑ1 のスイッチング動作の周期を可変する動
作となり、この動作によって二次側直流出力電圧を安定
化する作用を有する。

【００３４】そしてこの図に示す回路においては、スイ
ッチング周波数を可変するのにあたり、スイッチング素
子Ｑ1 がオフとなる期間は一定としたうえで、オンとな
る期間を可変制御するようにしている。つまり、この電
源回路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波
数を可変制御するように動作することで、スイッチング
出力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同
時に、スイッチング周期におけるスイッチング素子の導
通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見ることが
出来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回
路系によって実現している。ここで、スイッチング周波
数制御としては、例えば軽負荷の傾向になるなどして二
次側出力電圧が上昇したときに、スイッチング周波数を
高くすることで、二次側出力を抑制するように制御が行
われるものとされる。

【００３５】上記図７に示す構成によるスイッチング電
源回路における、一次側の電圧共振形コンバータのスイ
ッチング動作は、例えば図８の波形図に示すものとな
る。スイッチング素子Ｑ1 の自励発振のための直列共振
回路（インダクタＬB ，共振コンデンサＣB ）が自励発
振を行うことで、この直列共振回路には、図８（ｂ）に
示す正弦波状の共振電圧ＶB が発生する。これに応じ
て、上記直列共振回路からベース電流制限用抵抗ＲB に
流れる直列共振電流ＩRBは図８（ｃ）に示す正弦波状の
波形となる。そして、スイッチング素子Ｑ1 のベースに
対しては、共振コンデンサＣB −インダクタＬB −ベー
ス電流制限用抵抗ＲB の直列接続を介して、図８（ｅ）
に示すような駆動電流ＩB が流れる。このような駆動電
流ＩB によって、スイッチング素子Ｑ1 は期間ＴONにお
いてオンとなり、この時、スイッチング素子Ｑ1 のコレ
クタには、図８（ａ）に示す波形によりコレクタ電流Ｉ
CPが流れる。また、期間ＴOFF となると、駆動電流ＩB
（図８（ｅ））は０レベルとなって、スイッチング素子
Ｑ1 もオフ（非導通）となる。上記期間ＴON，ＴOFF に
おけるスイッチング素子Ｑ1 のベース−エミッタ間電圧
ＶBEとしては、図８（ｆ）に示す波形が得られる。ま
た、これに応答してクランプダイオードＤD の直列接続
回路を流れる電流ＩD としては、図８（ｄ）に示すよう
に、実際には、期間ＴOFF においてクランプ電流が流れ
る波形となる。図７に示す回路では、例えば図５に示す
回路とは異なり、１石のバイポーラトランジスタによ
る、いわゆるシングルエンド動作によって、スイッチン
グ動作は完結するので、バイポーラトランジスタの蓄積
時間や電流増幅率ｈFEのばらつきの影響は少ない。この
ため、クランプダイオードＤD の逆回復時間さえ管理し
てしまえば、安定した自励発振動作が期待できる。

【００３６】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図５に
示した電源回路では、前述したように、スイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 を最適な条件で駆動するために、それぞれ
［駆動巻線ＮB1−共振用コンデンサＣB1］，[駆動巻線
ＮB2−共振用コンデンサＣB2］の直列共振回路に対し
て、ベース電流制限用抵抗ＲB1，ＲB2を挿入している。
図８によっても説明したように、これらベース電流制限
用抵抗ＲB1，ＲB2には、上記直列共振回路の共振動作に
よって得られる共振電流（駆動電流ＩB ；図６（ｂ））
が流れるため、ベース電流制限用抵抗ＲB1，ＲB2におい
て電力損失が発生して発熱することになる。この発熱温
度（即ち損失電力量）は、負荷電力の増加に伴って増加
するため、ベース電流制限用抵抗ＲB1，ＲB2には定格電
力の大きなものを選定する必要がある。

【００３７】また、図７に示す電源回路も同様の問題点
を抱えている。つまり、ベース電流制限用抵抗ＲB に
は、図８（ｇ）に示したように、直列共振回路（インダ
クタＬB ，共振コンデンサＣB ）から直列共振電流ＩRB
が流れるため、１カ所ではあるがベース電流制限用抵抗
ＲB において電力損失が生じることになる。

【００３８】例えば上記図５、図７に示した電源回路に
おいてスイッチ素子Ｑ1 を最適にドライブするには、ベ
ース電流制限用抵抗ＲB の抵抗値が１Ωとされ、最大負
荷電力が２００Ｗ以上となる重負荷時では、ベース電流
制限用抵抗ＲB による電力損失が１．６Ｗ以上となる。
このため、重負荷に対応した電源回路とする場合は、ベ
ース電流制限用抵抗ＲB として、例えば定格電力が３Ｗ
と大きい酸化金属被覆抵抗を２組用意し、この酸化金属
被覆抵抗を直列接続、或いは並列接続してベース電流制
限用抵抗ＲB の発熱を分散する必要があり、この場合は
２組のベース電流制限用抵抗ＲB にて発生した電力損失
により電力変換効率が著しく低下する。

【００３９】また、電圧共振形コンバータとしては、図
７に示した１石によるシングルエンド動作の構成の他、
重負荷の条件に対応するために、２石によるプッシュプ
ル動作を行う構成も知られているが、この場合にもベー
ス電流制限用抵抗による電力損失が２カ所に及んでしま
うことになる。

【００４０】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た課題を考慮して、スイッチング素子を駆動するドライ
ブ電流経路における電力損失が出来るだけ小さくなるよ
うにして、結果として電源回路としての電力変換効率の
向上を図ることを目的とする。

【００４１】このため、本発明は、スイッチング素子を
備え、入力された直流入力電圧を断続して出力するスイ
ッチング手段と、スイッチング手段の出力を二次側に伝
送する絶縁コンバータトランスと、少なくとも、絶縁コ
ンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス
成分と、共振コンデンサのキャパシタンスとによって形
成されて、スイッチング手段の動作を共振形とする一次
側共振回路と、一次側共振回路の共振出力を検出可能に
挿入された検出巻線と、検出巻線にて検出される一次側
共振回路の共振出力により、ドライブ電圧を得る駆動巻
線と、駆動巻線に対して自励発振回路内直列共振コンデ
ンサが直列に接続されると共に、スイッチング素子の導
通制御端子に対して接続される自励発振回路内直列共振
回路を備えて形成されており、スイッチング素子を自励
式によりスイッチング駆動する自励発振駆動回路と、検
出巻線に対して供給される一次側共振回路の共振出力を
分流するために、少なくとも検出巻線に対して並列に接
続される並列インダクタとを備えて形成されることとし
た。

【００４２】上記構成によれば、少なくとも一次側共振
回路の共振出力を検出する検出巻線に対して並列インダ
クタを並列に接続して、検出巻線に対して供給される一
次側共振回路の共振出力を分流することで、検出巻線に
よって得られる駆動巻線の電圧レベルを所要の低レベル
に設定することが出来る。この場合、自励発振駆動回路
では、この駆動巻線に得られた交番電圧を基に、例えば
スイッチング素子に対するスイッチング駆動のための電
流を出力するようにされるが、ここで、駆動巻線の電圧
レベルに基づいて得られるスイッチング駆動電流レベル
が、スイッチング素子の動作条件に適合するように設定
されれば、このスイッチング駆動電流を制限するための
抵抗素子を不要とすることが可能になる。

【００４３】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としてのスイッチング電源回路の構成例を示してい
る。この図に示す電源回路は先に説明した図７の電源回
路と同様に、１石のスイッチング素子（バイポーラトラ
ンジスタ）によって構成した、自励式の電圧共振形スイ
ッチングコンバータが備えられる。なお、この図におい
て、図５及び図７と同一部分については同一符号を付し
て説明を省略する。

【００４４】この図１に示す電源回路においては、ドラ
イブトランスＰＲＴの共振電流検出巻線ＮD に対して直
列に直列インダクタＬA を接続すると共に、さらにこの
共振電流検出巻線ＮD と直列インダクタＬA からなる直
列回路と並列に並列インダクタＬC を接続するようにし
ている。つまり、本実施の形態では平滑コンデンサＣｉ
の正極と絶縁コンバータＰＩＴの一次巻線Ｎ1 との間
に、共振電流検出巻線ＮD と直列インダクタＬA とから
なる直列回路が挿入されると共に、この共振電流検出巻
線ＮD と直列インダクタＬA からなる直列回路と並列に
並列インダクタＬC が接続されることになる。これら直
列インダクタＬA 及び並列インダクタＬC はドラム形チ
ョークコイルによって形成される。

【００４５】この場合、スイッチング素子Ｑ1 のスイッ
チング動作により絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1 を流れる共振電流（一次側電流）Ｉ1 は、共振
電流検出巻線ＮD と直列インダクタＬA との直列回路側
を流れる共振電流ＩA と、並列インダクタＬC を流れる
共振電流ＩC とに分流され、共振電流検出巻線ＮD を流
れる電流量が低減される。従って、共振電流検出巻線Ｎ
D の両端に発生する交番電圧レベルが低下し、これに伴
って駆動巻線ＮB に誘起される電圧レベルも低下するこ
とになる。

【００４６】例えば共振電流検出巻線ＮD のインダクタ
ンスＬD を０．５μＨとし、直列インダクタＬA 、及び
並列インダクタＬC のインダクタンスを、上記共振電流
検出巻線ＮD のインダクタンスＬD より十分大きく、且
つ、等しく（ＬA ＝ＬC ）すると、上記共振電流検出巻
線ＮD を流れる共振電流ＩA は、並列インダクタＬCを
流れる共振電流ＩC とほぼ等しくなり、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 を流れる共振電流Ｉ1 の
約１／２となる。即ち、共振電流ＩA は、ＩA＝ＩC ＝
１／２Ｉ1 となる。

【００４７】従って、本実施の形態の電源回路では、ス
イッチング素子Ｑ1 の飽和電圧ＶCE(SAT ）と下降時間
ｔｆ等の特性を考慮して、直列インダクタＬA 、及び並
列インダクタＬC のインダクタンス値を選定すること
で、スイッチング動作により発生する電力損失が最小と
なる最適なベースドライブ電流ＩB の設定が可能にな
る。

【００４８】つまり、本実施の形態では、従来の電源回
路においてスイッチング素子Ｑ1 を最適にドライブする
ために設けられていたベース電流制限用抵抗ＲB ＝１Ω
を削除した場合でも、共振電流検出巻線ＮD の両端に発
生する交番電圧のレベルを直列インダクタＬA 、及び並
列インダクタＬC によって最適なレベルに設定すること
で、共振電流検出巻線ＮD とトランス結合されている駆
動巻線ＮB に励起される電圧レベルを最適なドライブ電
圧に設定することが可能になる。これにより、本実施の
形態ではベース電流制限用抵抗ＲB を削除することがで
き、ベース電流制限用抵抗ＲB が挿入されることによっ
て発生する自励発振駆動回路系での電力損失が解消され
ることになる。

【００４９】特に、従来の電源回路では、例えば最大負
荷電力が２００Ｗ以上とされる重負荷時において、ベー
ス電流制限用抵抗ＲB として例えば３Ｗ定格の酸化金属
被覆抵抗を２組用意して発熱を分散する必要があり、電
力変換効率が著しく低下するのに対して、本実施の形態
の電源回路はこのベース電流制限用抵抗ＲB が削除され
ているため、重負荷時における電力損失を著しく抑制す
ることができる。つまり、重負荷時の条件に対応する電
源回路として有用なものとされる。

【００５０】ここで、実際の実験によれば、図７に示し
た従来の電源回路では、最大負荷電力ＰOMAX＝２７５Ｗ
時において、例えば直列接続された２組の抵抗からなる
ベース電流制限用抵抗ＲB （ＲB ＝０．４７Ω／３Ｗ＋
０．４７Ω／３Ｗ）の電力損失は、２．３Ｗであったの
に対して、図１に示す本実施の形態の電源回路では、最
大負荷電力ＰOMAX＝２７５Ｗ時において、スイッチング
素子Ｑ1 が最適ドライブ状態となるように、直列インダ
クタＬA ＝１５μＨ、並列インダクタＬC ＝１０μＨと
すれば、電力損失はインダクタＬA ，並列インダクタＬ
C の直流抵抗分による０．３Ｗ程度となり、約２．０Ｗ
の電力損失の低減が図られることがわかった。

【００５１】また、この図に示す本実施の形態の電源回
路の二次側においては、二次巻線Ｎ2 に対しては、ブリ
ッジ整流回路ＤBRが設けられてブリッジ整流方式によっ
て全波整流動作を行うことで、一次巻線Ｎ1 に得られた
交番電圧の１倍に対応する直流出力電圧ＥO1を得るよう
にしている。また、ここでは二次巻線Ｎ2 に対して並列
に並列共振コンデンサＣ2 が接続されることで、二次巻
線Ｎ2 側の漏洩インダクタンス成分Ｌ2 と並列共振コン
デンサＣ2 のキャパシタンスと共に、並列共振回路を形
成している。

【００５２】即ち、この電源回路では複合共振形スイッ
チングコンバータとして、一次側にはスイッチング動作
を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二
次側には、全波整流動作（電圧共振動作）を得るための
並列共振回路が備えられる。

【００５３】上記ようにして形成される二次側の並列共
振回路に対しては、ブリッジ整流回路ＤBRが設けられて
ブリッジ整流方式によって全波整流動作を行うことで直
流出力電圧ＥO1を得るようにしている。また、二次巻線
Ｎ2Aに対しては、整流ダイオードＤO3，ＤO4による全波
整流回路が備えられて、直流出力電圧ＥO2を得るように
している。

【００５４】この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の構成は、先に図９において説明した構成と同様であ
り、従って二次側の動作も先に図１０に示した説明に準
ずるものとなる。つまり、二次巻線に得られる交番電圧
が正／負となるごとに、相互インダクタンスが＋Ｍ／−
Ｍのモードで動作するものである。

【００５５】このような構成では、二次側並列共振回路
の作用によって増加された負荷側に電力が供給される。
これと共に、この図に示す回路のようにして、二次側並
列共振回路に対してブリッジ整流回路を接続した場合、
前述のように、相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの両方
の動作モードで交互に整流電流が流れるようにされる。
つまり、交番電圧が正極と負極との両期間において整流
出力が得られるようにされる。このような動作によっ
て、それだけ負荷側に供給される電力も増加して、最大
負荷電力の増加率が向上する。

【００５６】上記図１に示す構成によるスイッチング電
源回路における、一次側の電圧共振形コンバータのスイ
ッチング動作は、例えば図２の波形図に示すものとな
る。この場合は、スイッチング素子Ｑ1 のオン／オフ期
間である期間ＴON／ＴOFFにおいて、スイッチング素子
Ｑ1 のコレクタには、図２（ａ）に示すような波形のコ
レクタ電流ＩCPが流れ、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の一次巻線Ｎ1 には図２（ｂ）に示すような共振電流Ｉ
1 が流れる波形となる。

【００５７】上記図２（ｂ）に示す共振電流Ｉ1 が絶縁
コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 に流れると、
共振電流検出巻線ＮD 及び直列インダクタＬA は、図２
（ｃ）に示すような電流ＩA が流れる波形となり、また
並列インダクタＬC は図２（ｄ）に示すような電流ＩC
が流れる波形となる。つまり、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの一次巻線Ｎ1 を流れる共振電流Ｉ1は、共振電
流検出巻線ＮD 及び直列インダクタＬA を流れる電流Ｉ
A と、並列インダクタＬC を流れる電流ＩC とに分流さ
れており、この分流された電流ＩA と電流ＩC とを合成
した合成電流が共振電流Ｉ1 と等しくなる。

【００５８】この図２に示す波形図は、先に説明したよ
うに直列インダクタＬA 、及び並列インダクタＬC のイ
ンダクタンスが、上記共振電流検出巻線ＮD のインダク
タンスＬD より十分大きく、且つ、そのインダクタンス
が等しい場合を示しており、このため、共振電流検出巻
線ＮD を流れる共振電流ＩA は、並列インダクタＬCを
流れる共振電流ＩC とほぼ等しくなり、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 を流れる共振電流Ｉ1 の
約１／２となる。

【００５９】この場合、共振電流検出巻線ＮD を流れる
電流ＩC によって駆動巻線ＮB に交番電圧が励起され、
この交番電圧により直列共振回路（インダクタＬB ，共
振コンデンサＣB ）が自励発振を行う。これにより、直
列共振回路には正弦波状の共振電圧が発生し、スイッチ
ング素子Ｑ1 のベースに対しては、インダクタＬB −共
振コンデンサＣB の直列接続を介して図２（ｅ）に示す
ような駆動電流ＩB が流れる波形となる。

【００６０】このように本実施の形態の電源回路によれ
ば、ベース電流制限用抵抗ＲB が削除されているにも関
わらず、スイッチング素子Ｑ1 に供給する駆動電流ＩB
を、上記図８（ｅ）に示したベース電流制限用抵抗ＲB
が設けられているとされる従来の電源回路の駆動電流Ｉ
B とほぼ同一に設定することが可能になる。

【００６１】図３は、本発明の他の実施の形態としての
スイッチング電源回路の構成を示す回路図である。この
図に示す電源回路では、先に説明した図７及び図１の電
源回路と同様に、１石のスイッチング素子（バイポーラ
トランジスタ）によりシングルエンド動作を行う、自励
式の電流共振形スイッチングコンバータが備えられる。
なお、この図において、図５，図７及び図１と同一部分
については同一符号を付して説明を省略する。

【００６２】この図３に示す電源回路においては、図１
に示す電源回路においてドライブトランスＰＲＴに設け
られていた共振電流検出巻線ＮD は削除され、代わりに
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に電圧検出を行
うための電圧検出巻線ＮD1を設けた構成となっている。
この回路ではスイッチング素子Ｑ1 のベースと一次側ア
ース間には、上記電圧電圧検出巻線ＮD1、ドライブトラ
ンスＰＲＴの被制御巻線である駆動巻線ＮR 、共振用コ
ンデンサＣB とからなる自励発振用の共振回路が直列接
続される。そして、上記電圧検出巻線ＮD1と並列に並列
インダクタＬE を接続することで、ベース電流制限用抵
抗ＲB を削除するような構成とされている。なお、並列
インダクタＬE は、例えば比較的小さいサイズの部品と
される１組のフェライトビーズインダクタンスにより構
成される。また、電圧検出巻線ＮD1の巻数は、上記した
共振電流検出巻線ＮD と同様、例えば１Ｔ（ターン）程
度とされている。

【００６３】この場合、スイッチング素子Ｑ1 のスイッ
チング出力により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一
次巻線Ｎ1 により励起された交番電圧が二次巻線Ｎ2 に
発生すると共に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
側に設けられている電圧検出巻線ＮD1に交番電圧が励起
され、電圧検出巻線ＮD1には交番電圧ＶNDが発生する。
この交番電圧ＶNDは、自励発振駆動回路を構成する直列
共振回路（ＮD1，ＮRＣB ）と並列インダクタＬE によ
り分流され、直列共振回路側には直列共振電流ＩO が流
れる。

【００６４】従って、この図３に示す電源回路では、直
列共振電流ＩO から生成される駆動電流ＩB をスイッチ
ング素子Ｑ1 のドライブ条件に適合するように、電圧検
出巻線ＮD1に並列接続されている並列インダクタＬE の
インダクタンス値を選定することで、スイッチング動作
により発生する電力損失を最小値とすることができる。
これにより、ベース電流制限用抵抗ＲB を削除すること
が可能になり、上記図１に示した電源回路と同様、ベー
ス電流制限用抵抗ＲB によって発生する自励発振駆動回
路系での電力損失が解消されることになる。

【００６５】ここで、例えば絶縁コンバータＰＩＴのフ
ェライト磁心がＥＥ形のコア−３５、ギャップ＝１mmの
場合に、電圧検出巻線ＮD1のインダクタンスＬD1は０．
６μＨであり、最大負荷電力ＰOMAX＝２７５Ｗ時に、並
列インダクタＬE ＝１．１μＨのフェライトビーズイン
ダクタンスを電圧検出巻線ＮD1に並列接続すれば、スイ
ッチング素子Ｑ1 が最適ドライブ状態となった。この場
合、図３に示す電源回路の電力損失は、並列インダクタ
ＬE の直流抵抗分による損失とされる０．１Ｗ程度で済
むため、上記図１に示した電源回路と比較してもさらな
る電力損失の低減を図ることが可能とされる。

【００６６】また、図３に示す電源回路は、上記図１に
示した電源回路に設けられていたドライブトランスＰＲ
Ｔの共振電流検出巻線ＮD の代わりに、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴに電圧検出巻線ＮD1を設けることで実現
できるため、図１に示した電源回路に設けられていた２
組のインダクタＬA ，ＬC を、図３に示すように１組の
インダクタＬE とすることができ、部品点数の削減と低
コスト化も図られる。

【００６７】この図３に示す電源回路もまた、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2 に対しては、二次
側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されることで並
列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二
次巻線Ｎ2 に励起される交番電圧は共振電圧とされ、こ
の共振電圧が整流ダイオードＤO1及び平滑コンデンサＣ
O1からなる半波整流回路に供給される。そして、この半
波整流回路により、それぞれ直流出力電圧ＥO1が得られ
る。なお、この半波整流回路を形成する整流ダイオード
ＤO1、スイッチング周期の交番電圧を整流するために高
速型を使用している。この図３に示す電源回路では、制
御回路１の駆動電圧となる直流出力電圧Ｅ02を生成する
ための整流平滑回路を示していないが、例えば図１に示
したような直流出力電圧Ｅ02を生成するための二次巻線
や、整流ダイオードと平滑コンデンサからなる整流回路
が設けられているものとされる。

【００６８】上記図３に示す構成によるスイッチング電
源回路における、一次側の電圧共振形コンバータのスイ
ッチング動作は、例えば図４の波形図に示すものとな
る。スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング動作に伴っ
て、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタには、図４（ａ）
に示すような一次側の並列共振電圧ＶCPが得られる。ま
た、電圧検出巻線ＮD1の両端には、上記共振電圧と並列
共振回路（Ｎ1 ，Ｃｒ）の共振作用によって、図４
（ｂ）に示すように期間ＴOFF に正弦波状パルスとな
り、期間ＴONには０レベル近傍でクランプされた波形の
交番電圧ＶNDが発生する。この交番電圧ＶNDは、自励発
振駆動回路を構成する直列共振回路（電圧検出巻線ＮD
1、駆動巻線ＬR 、共振コンデンサＣB ）と、並列コン
デンサＬE によって分流され、上記直列共振回路側には
自励発振に伴って、図４（ｃ）に示すような正弦波状の
直列共振電流ＩO が流れる波形となる。これにより、ス
イッチング素子Ｑ1 のベースに対しては、図４（ｄ）に
示すような駆動電流ＩB が供給される。

【００６９】つまり、この図３に示す電源回路において
も、上記図１に示した電源回路と同様に、ベース電流制
限用抵抗ＲB が削除されているにも関わらず、スイッチ
ング素子Ｑ1 に供給される駆動電流ＩB を、上記図８
（ｅ）に示した従来の電源回路の駆動電流ＩB とほぼ同
一に設定することができる。

【００７０】なお、本発明としては上記した電源回路の
構成に限定されるものではなく、各種変更が可能とされ
る。例えば、図１に示したように、二次側回路におい
て、二次側直列共振回路を含む倍電圧整流回路を備えた
複合共振形コンバータとしての構成は、他の実施の形態
に示した電圧共振形スイッチングコンバータを備えた構
成に対しても適用が可能である。

【００７１】また、本発明が適用可能な電圧共振形コン
バータとしては、これまで説明した１石によるシングル
エンド動作の構成の他、重負荷の条件に対応するため
に、２石によるプッシュプル動作や分電圧プッシュプル
動作を行う構成でも良く、その場合には２組のスイッチ
ング素子にそれぞれ設けられるベース電流制限用抵抗の
削除が可能になる。また、本発明は例えば電流共振形コ
ンバータや、例えば一次側において交流入力電圧の等倍
に対応するレベルよりも高いレベルが得られるブースト
電圧制御方式の電圧共振形コンバータに対しても適用可
能とされる。

【００７２】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、少なくと
も一次側共振回路の共振出力を検出する検出巻線に対し
て並列インダクタを並列接続し、検出巻線に対して供給
される一次側共振回路の共振出力を分流することで、検
出巻線により得られる駆動巻線の電圧レベルを所要の低
レベルに設定し、自励発振駆動回路からスイッチング素
子（バイポーラトランジスタ）のベース（導通制御端
子）に対して供給すべきスイッチング駆動電流レベル
が、スイッチング素子のドライブ条件に適合するものと
なるようにしている。これにより、従来のようにスイッ
チング素子のベースに対してベース電流制限用抵抗を挿
入する必要がないので、ベース電流制限用抵抗で発生す
る電力損失が削減され電力変換効率の向上を図ることが
できる。また、発熱の大きいベース電流制限用抵抗の代
わりに発熱の少ないインダクタを用いて構成することが
可能になるので、従来の電源回路では発熱が大きくベー
ス電流制限用抵抗の周囲に他の構成部品を配置すること
ができなかったのに比べて、インダクタの周辺に他の構
成部品を密着して配置することができるため、プリント
基板の基板面積を有効利用して構成部品の高密度実装化
を図ることができる。

【００７３】例えば自励式によりスイッチング駆動され
るスイッチングコンバータの検出巻線と駆動巻線とをト
ランス結合し、検出巻線と直列に直列インダクタを接続
すると共に、この検出巻線と直列インダクタからなる直
列回路に対して並列に並列インダクタを接続する回路形
態とすると、ほぼインダクタのみを使用した構成により
分流のための回路を実現することができるため、確実に
電力損失を低減させて電力変換効率の向上を図ることが
できる。

【００７４】また、本発明は、例えば検出巻線が絶縁コ
ンバータトランスの一次側に巻装されており、この検出
巻線に対して並列に並列インダクタを接続することでベ
ース電流制限用抵抗を削除することも可能とされる。従
って、この場合もベース電流制限用抵抗で発生する電力
損失が削減され電力変換効率の向上を図ることができる
と共に、ベース電流制限用抵抗に発熱の大きいベース電
流制限用抵抗の代わりに発熱の少ない１組のインダクタ
を設けるだけでよいので、部品点数の削除による回路規
模の小型軽量化、及び低コスト化の促進を図ることが可
能になる。

【００７５】特に、本発明は１つのスイッチング素子に
対してベース電流制限用抵抗が２組必要になる比較的重
負荷時の条件に対応した回路形態をとる場合でも、ベー
ス電流制限用抵抗を削除することができるため、重負荷
時における電力損失の大幅な削減が期待できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態の電源回路の構成例
を示す回路図である。

【図２】図１に示す電源回路の要部の動作を示す波形図
である。

【図３】本発明の他の実施の形態の電源回路の構成例を
示す回路図である。

【図４】図２に示す電源回路の要部の動作を示す波形図
である。

【図５】従来例としての電源回路（電流共振形）の構成
を示す回路図である。

【図６】図５に示す電源回路の要部の動作を示す波形図
である。

【図７】従来例としての電源回路（電圧共振形）の構成
を示す回路図である。

【図８】図７に示す電源回路の要部の動作を示す波形図
である。

【図９】絶縁コンバータトランスの構造を示す断面図で
ある。

【図１０】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各
動作を示す説明図である。

【符号の説明】

１制御回路、Ｃｉ平滑コンデンサ、Ｃｒ並列共振
コンデンサ、Ｃｓ二次側直列共振コンデンサ、Ｄｉ
ＤBR ブリッジ整流回路、ＤO1，ＤO2，ＤO3，ＤO4 整
流ダイオード、ＰＩＴ絶縁コンバータトランス、ＰＲ
Ｔ直交型制御トランス，ドライブトランス、ＮD 共
振電流検出巻線、ＮD1 検出巻線、ＮB 制御巻線、
ＮR 駆動巻線、Ｑ1 スイッチング素子、ＬA ＬB
ＬEインダクタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】スイッチング素子を備え、入力された直
流入力電圧を断続して出力するスイッチング手段と、上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コ
ンバータトランスと、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む
漏洩インダクタンス成分と、共振コンデンサのキャパシ
タンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の
動作を共振形とする一次側共振回路と、上記一次側共振回路の共振出力を検出可能に挿入された
検出巻線と、上記検出巻線にて検出される上記一次側共振回路の共振
出力が伝達されることで、交番電圧を得る駆動巻線と、上記駆動巻線に対して自励発振回路内直列共振コンデン
サが直列に接続されると共に、上記スイッチング素子の
導通制御端子に対して接続される自励発振回路内直列共
振回路を備えて形成されており、上記スイッチング素子
を自励式によりスイッチング駆動する自励発振駆動回路
と、上記検出巻線に対して供給される上記一次側共振回路の
共振出力を分流するために、少なくとも上記検出巻線に
対して並列に接続される並列インダクタと、を備えて形成されることを特徴とするスイッチング電源
回路。
【請求項２】上記検出巻線と上記駆動巻線とはトラン
ス結合されており、上記並列インダクタは上記検出巻線
と直列インダクタからなる直列回路に対して並列に接続
されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング
電源回路。
【請求項３】上記検出巻線は上記絶縁コンバータトラ
ンスの一次側に巻装されており、上記並列インダクタは
上記検出巻線に並列に接続されることを特徴とする請求
項１に記載のスイッチング電源回路。