JP2001119937A

JP2001119937A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JP2001119937A
Application number: JP29183899A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1999-10-14
Filing date: 1999-10-14
Publication date: 2001-04-27

Abstract

(57)【要約】【課題】回路規模を大型化することなく、スイッチン
グ素子における電力損失の低減を図る。【解決手段】ショットキーバリアダイオードＤSBD1，
ＤSBD2と抵抗ＲD1，ＲD2とによって、自励式の共振形コ
ンバータに備えられるべきクランプ回路２Ａ，２Ｂを形
成する。これによって、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に
対して供給される駆動電流ＩB の波形は、例えばスイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のターンオフ時の逆方向電流が増
加したはぼ理想的な電流波形とすることができるので、
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の蓄積時間ｔstg 及び下降
時間ｔｆの短縮化を図ることで、スイッチング素子Ｑ1
，Ｑ2 による電力損失を低減するようにした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図６は先に本出願人により提案された発明
に基づいて構成することのできるスイッチング電源回路
の一構成例を示す回路図である。この電源回路には自励
式の電流共振形コンバータが採用されている。

【０００４】この図に示すスイッチング電源回路におい
ては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉか
らなる整流平滑回路により、商用交流電源ＡＣ（交流入
力電圧ＶAC）を整流平滑化して、例えば交流入力電圧Ｖ
ACのピーク値の１倍に対応する直流入力電圧を生成す
る。なお、この図に示す回路においては、商用交流電源
ＡＣのラインに対して突入電流制限用抵抗Ｒｉが挿入さ
れており、例えば電源投入時に平滑コンデンサＣｉに流
入する突入電流を抑制するようにしている。

【０００５】この電源回路のスイッチングコンバータ
は、図のように２つのスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 をハ
ーフブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサＣｉの正
極側の接続点とアース間に対して挿入するようにして接
続されている。この場合、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2
にはバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジ
スタ）が採用される。

【０００６】このスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の各コレ
クタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲS1，ＲS2が挿
入される。また、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のベース
−エミッタ間には、後述するように逆回復時間ｔｒｒを
所定まで長くしたクランプダイオードＤD1，ＤD2がそれ
ぞれ挿入されている。この場合、クランプダイオードＤ
D1のカソードはスイッチング素子Ｑ1 のベースと接続さ
れ、アノードはスイッチング素子Ｑ1 のエミッタと接続
される。また、同様にクランプダイオードＤD2のカソー
ドはスイッチング素子Ｑ2 のベースと接続され、アノー
ドはスイッチング素子Ｑ2 のエミッタと接続される。

【０００７】スイッチング素子Ｑ1 のベースとスイッチ
ング素子Ｑ2 のコレクタ間に対しては、ベース電流制限
抵抗ＲB1、共振用コンデンサＣB1、駆動巻線ＮB1の直列
接続回路が挿入される。共振用コンデンサＣB1は自身の
キャパシタンスと、駆動巻線ＮB1のインダクタンスＬB1
と共に直列共振回路を形成する。同様に、スイッチング
素子Ｑ2 のベースと一次側アース間に対しては、ベース
電流制限抵抗ＲB2、共振用コンデンサＣB2、駆動巻線Ｎ
B2の直列接続回路が挿入されており、共振用コンデンサ
ＣB2と駆動巻線ＮB2のインダクタンスＬB2と共に自励発
振用の直列共振回路を形成する。

【０００８】また、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の各コ
レクタ−エミッタ間に対しては、それぞれ小容量のセラ
ミックコンデンサＣC1，ＣC2が並列に接続される。この
セラミックコンデンサＣC1，ＣC2は、スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチングノイズを吸収するために設け
られるものであるが、ここでは、後述するようにして行
われる定電圧制御動作によって比較的広範囲に変化する
スイッチング周波数に対応して、スイッチング素子Ｑ1
，Ｑ2 のターンオフ時にゼロ電圧スイッチング動作を
得るための作用も有する。これにより、スイッチング損
失の低減が図られる。

【０００９】ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulati
ng Transformer）は、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を駆
動すると共に、後述するようにして定電圧制御を行うた
めに設けられる。この図に示すドライブトランスＰＲＴ
の場合には、駆動巻線ＮB1，ＮB2及び共振電流を検出す
る共振電流検出巻線ＮD が巻回され、更にこれらの各巻
線に対して制御巻線ＮC が直交する方向に巻回された直
交型の可飽和リアクトルとして構成される。駆動巻線Ｎ
B1の一端は、共振用コンデンサＣB1−抵抗ＲB1の直列接
続を介してスイッチング素子Ｑ1 のベースに接続され、
他端はスイッチング素子Ｑ2 のコレクタに接続される。
駆動巻線ＮB2の一端はアースに接地されると共に、他端
は共振用コンデンサＣB2−抵抗ＲB2の直列接続を介して
スイッチング素子Ｑ2 のベースと接続されている。駆動
巻線ＮB1と駆動巻線ＮB2は互いに逆極性の電圧が発生す
るように巻装されている。また、共振電流検出巻線ＮD
の一端はスイッチング素子Ｑ1 のエミッタとスイッチン
グ素子Ｑ2 のコレクタとの接続点（スイッチング出力
点）に対して接続され、他端は後述する絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端に対して接続され
る。なお、共振電流検出巻線ＮD の巻数（ターン数）は
例えば１Ｔ（ターン）程度とされている。

【００１０】絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Is
olation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2
のスイッチング出力を二次側に伝送する。この場合、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、
共振電流検出巻線ＮD を介してスイッチング素子Ｑ1 の
エミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタの接点（ス
イッチング出力点）に接続されることで、スイッチング
出力が得られるようにされる。また、一次巻線Ｎ1 の他
端は、例えばフィルムコンデンサからなる直列共振コン
デンサＣ1 を介して一次側アースに接地されている。こ
の場合、上記直列共振コンデンサＣ1 及び一次巻線Ｎ1
は直列に接続されているが、この直列共振コンデンサＣ
1 のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ1 （直列共振巻線）
を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩インダクタ
ンス（リーケージインダクタンスＬ1 ）成分とにより、
スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするため
の直列共振回路を形成している。

【００１１】また、この図における絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ2 に対してセンタ
ータップを設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，Ｄ
O3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接
続することで、［整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コン
デンサＣO1］の組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4、平
滑コンデンサＣO2］の組とによる、２組の全波整流回路
が設けられる。［整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コン
デンサＣO1］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO1
を生成し、［整流ダイオードＤO3，ＤO4、平滑コンデン
サＣO2］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO2を生
成する。つまり、この図に示す回路では、二次側におい
て直流出力電圧を得るのにあたり全波整流回路が設けら
れる。なお、この場合には、直流出力電圧ＥO1及び直流
出力電圧ＥO2は制御回路１に対しても分岐して入力され
る。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出電
圧として利用し、直流出力電圧ＥO2を制御回路１の動作
電源として利用する。

【００１２】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電
流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻
線ＮC に供給することにより後述するようにして定電圧
制御を行う。

【００１３】上記構成による電源回路のスイッチング動
作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば
起動抵抗ＲS1，ＲS2を介してスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ
2 のベースに起動電流が供給されることになるが、例え
ばスイッチング素子Ｑ1 が先にオンになったとすれば、
スイッチング素子Ｑ2 はオフとなるように制御される。
そしてスイッチング素子Ｑ1 の出力として、共振電流検
出巻線ＮD →一次巻線Ｎ1 →直列共振コンデンサＣ1 に
共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でス
イッチング素子Ｑ2 がオン、スイッチング素子Ｑ1 がオ
フとなるように制御される。そして、スイッチング素子
Ｑ2 を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が交互にオンとなる自励式
のスイッチング動作が開始される。このように、平滑コ
ンデンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッチング
素子Ｑ1 ，Ｑ2 が交互に開閉を繰り返すことによって、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側巻線Ｎ1 に共振
電流波形に近いドライブ電流を供給し、二次側の巻線Ｎ
2 に交番出力を得る。

【００１４】また、ドライブトランスＰＲＴによる定電
圧制御は次のようにして行われる。例えば、交流入力電
圧や負荷電力の変動によって二次側出力電圧ＥO1が変動
したとすると、制御回路１では二次側出力電圧ＥO1の変
動に応じて制御巻線ＮC に流れる制御電流のレベルを可
変制御する。この制御電流によりドライブトランスＰＲ
Ｔに発生する磁束の影響で、ドライブトランスＰＲＴに
おいては飽和傾向の状態が変化し、駆動巻線ＮB1，ＮB2
のインダクタンスを変化させるように作用するが、これ
により自励発振回路の条件が変化してスイッチング周波
数が変化するように制御される。この図に示す電源回路
では、直列共振コンデンサＣ1 及び一次巻線Ｎ1 の直列
共振回路の共振周波数よりも高い周波数領域でスイッチ
ング周波数を設定しているが、例えばスイッチング周波
数が高くなると、直列共振回路の共振周波数に対してス
イッチング周波数が離れていくようにされる。これによ
り、スイッチング出力に対する一次側直列共振回路の共
振インピーダンスは高くなる。このようにして共振イン
ピーダンスが高くなることで、一次側直列共振回路の一
次巻線Ｎ1 に供給されるドライブ電流が抑制される結
果、二次側出力電圧が抑制されることになって、定電圧
制御が図られることになる。なお、以降はこのような方
法による定電圧制御方式を「スイッチング周波数制御方
式」と呼ぶ。

【００１５】上記図６に示した構成によるスイッチング
電源回路における、一次側電流共振形コンバータのスイ
ッチング動作波形の一例を図７に示す。駆動巻線ＮB2に
は図７（ｅ）に示す共振電圧ＶB が発生する。そして、
この共振電圧ＶB により、スイッチング素子Ｑ2 のベー
スに対しては、共振用コンデンサＣB2−ベース電流制限
抵抗ＲB2の直列接続を介して共振電流が流れる。そし
て、この共振電流が例えばクランプダイオードＤD2から
流れる図７（ｆ）に示すようなクランプ電流ＩD2と合成
されることで、スイッチング素子Ｑ2 のベースには図７
（ｃ）に示すような駆動電流ＩB2が流れる。このような
駆動電流ＩB2によって、スイッチング素子Ｑ2 は期間Ｔ
ONにおいてオンとなり、スイッチング素子Ｑ2 のコレク
タには、図７（ｂ）に示す波形によりコレクタ電流ＩC1
が流れる。また、期間ＴOFF となると、駆動電流ＩB2
（図７（ｃ））は０レベルとなって、スイッチング素子
Ｑ2 もオフ（非導通）となる。これにより、上記期間Ｔ
ON，ＴOFF におけるスイッチング素子Ｑ2 のコレクタ−
エミッタ間電圧ＶC1としては、図７（ａ）に示す波形が
得られる。

【００１６】また、上記期間ＴON，ＴOFF におけるスイ
ッチング素子Ｑ2 のベース−エミッタ間電圧ＶBEとして
は、図７（ｄ）に示す波形が得られ、これに応答してク
ランプダイオードＤD2を流れるクランプ電流ＩD2として
は、図７（ｆ）に示すような波形となる。

【００１７】スイッチング素子Ｑ2 がオンとなる期間Ｔ
ONにおいて、図７（ｃ）に示す正電流の領域（期間Ｔ1
）は、駆動電流ＩB2の順方向バイアス電流の領域に対
応する。また同じ期間ＴONにおいて、駆動電流ＩB2が逆
方向バイアス電流となる期間（Ｔ22）がスイッチング素
子Ｑ2 の蓄積時間ｔstg となり、この期間Ｔ22では、ト
ランジスタＱ2 は駆動電流ＩB2が逆方向バイアス電流と
なってもオン状態を持続することになる。

【００１８】また、図６に示す電源回路では、スイッチ
ング素子Ｑ2 のベース−エミッタ間に、クランプダイオ
ードＤD2が接続されているため、スイッチング素子Ｑ2
がオフとなる期間ＴOFF ではクランプダイオードＤD2が
導通状態となり、クランプダイオードＤD2→ベース電流
制限抵抗ＲB2→共振コンデンサＣB2→駆動巻線ＮB2を介
して負の直列共振電流が流れる。そして次に、期間ＴON
が開始されると、直ちにダンパー期間となり、直列共振
コンデンサＣ1 の充放電エネルギーがダンパー電流（Ｉ
D2）として、クランプダイオードＤD2→スイッチング素
子Ｑ2 のベース→コレクタを介して流れる。上記ダンパ
ー期間が終了すると、クランプダイオードＤD2は逆回復
時間ｔｒｒの領域となる。この逆回復時間ｔｒｒに対応
する期間（Ｔ32）においては、クランプダイオードＤD2
が導通状態にある。そして、この逆回復時間ｔｒｒにお
いて駆動電流ＩB2が増加して、スイッチング素子Ｑ2 を
オンとするだけの電流量が得られるとスイッチング素子
Ｑ2 がオンとなる。但し、この逆回復時間ｔｒｒに対応
する期間（Ｔ32）内においては、図７（ｃ）の駆動電流
（ベース電流）ＩB2が正の極性に反転しても、スイッチ
ング素子Ｑ2 のベースには実際には電流が供給されない
ため、スイッチング素子Ｑ2 は直ちにはオンにはなら
ず、この後、スイッチング素子Ｑ2 のベース電流レベル
が、スイッチング素子Ｑ2 を導通させるのに足るレベル
に達することで、或るタイミングでスイッチング素子Ｑ
2 がオン状態に遷移するものである。つまり、期間ＴON
におけるトランジスタＱ2 の逆回復時間ｔｒｒに対応す
る期間（Ｔ32）においては、スイッチング素子Ｑ2 はオ
フ状態となり、この期間Ｔ32の終了時点でスイッチング
素子Ｑ2 のベースに対して順方向の駆動電流ＩB2が流れ
始めてスイッチング素子Ｑ2 がターンオンすることにな
る。

【００１９】これに対して、スイッチングＱ1 の動作波
形は、これまで説明したスイッチング素子Ｑ2 の動作波
形とは位相が１８０度ずれた波形として示され、スイッ
チング素子Ｑ1 の駆動電流ＩB1は図７（ｇ）によって示
される。この場合、例えばスイッチング素子Ｑ1 がオン
となる期間（スイッチング素子Ｑ2 の期間ＴOFF に対応
する期間）において、駆動電流ＩB1が逆方向バイアス電
流となる期間（Ｔ21）がスイッチング素子Ｑ1 の蓄積時
間ｔstg となり、この期間Ｔ21では、トランジスタＱ1
は駆動電流ＩB1が逆方向バイアス電流となってもオン状
態を持続することになる。また、スイッチング素子Ｑ1
のベース−エミッタ間にもクランプダイオードＤD1が接
続されているため、スイッチング素子Ｑ1 がオンとなる
期間が開始されると、クランプダイオードＤD1は、上記
クランプダイオードＤD2と同様、直ちにダンパー期間と
なり、ダンパー期間後は逆回復時間ｔｒｒの領域とな
る。そして、この逆回復時間ｔｒｒに対応する期間（Ｔ
31）においては、クランプダイオードＤD1が導通状態に
ある。

【００２０】このようなプッシュプル動作の電源回路で
は、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が同時にオン状態にな
ると異常動作となるため、図６に示す電源回路において
は、例えばスイッチング素子Ｑ2 ，（又はスイッチング
素子Ｑ1 ）がオフ状態となってからスイッチング素子Ｑ
1 ，（又はスイッチング素子Ｑ2 ）がオン状態になるタ
イミングでは、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が共にオフ
となるような期間が設けられている。例えばスイッチン
グ素子Ｑ2 がオン→オフ、スイッチング素子Ｑ1 がオフ
→オンになるタイミングでは、スイッチング素子Ｑ1 に
接続されているクランプダイオードＤD1の逆回復時間ｔ
ｒｒに対応する期間Ｔ31がスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2
が共にオフ状態となる期間となり、スイッチング素子Ｑ
1 がオン→オフ、スイッチング素子Ｑ2 がオフ→オンに
なるタイミングでは、スイッチング素子Ｑ2 に接続され
ているクランプダイオードＤD2の逆回復時間ｔｒｒに対
応する期間Ｔ32がスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が共にオ
フ状態となる期間となるようにされている。

【００２１】このため、上記図６に示した電源回路で
は、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が同時にオン状態とな
らないように、クランプダイオードＤD1，ＤD2の逆回復
時間ｔｒｒ及びスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の蓄積時間
ｔstg の選別を行うようにしていた。この場合の選別範
囲としては、例えばクランプダイオードＤD1，ＤD2及び
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のバラツキや、スイッチン
グ周波数の変動等によって、例えば図７（ｃ）に示した
スイッチング素子Ｑ2 の蓄積時間ｔstg に対応した期間
Ｔ22と、図７（ｇ）に示したクランプダイオードＤD1の
逆回復時間ｔｒｒに対応した期間Ｔ31とが重複した場合
でも、重複したスイッチング素子Ｑ2 の蓄積時間ｔstg
と、クランプダイオードＤD1の逆回復時間ｔｒｒとの間
にｔｒｒ＞ｔstg の関係を保持することができる範囲と
され、これによりスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2 が同時に
オン状態となるのを防止するようにしている。

【００２２】しかしながら、上記のようなスイッチング
素子Ｑ1 ，Ｑ2 及びクランプダイオードＤD1，ＤD2の選
別を行ったとしても、クランプダイオードＤD1，ＤD2の
逆回復時間ｔｒｒ、及びスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の
蓄積時間ｔstg にはバラツキが生じているため、スイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の正常なオン／オフ動作の信頼性
は、選別した範囲内におけるクランプダイオードＤD1，
ＤD2の逆回復時間ｔｒｒ、及びスイッチング素子Ｑ1 ，
Ｑ2 の蓄積時間ｔstg のバラツキのバランスに確保され
ているものであり、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を最適
なドライブ条件に選定するといったことは困難であっ
た。

【００２３】そこで、このような点を改善したスイッチ
ング電源回路が先に本出願人により提案されている。図
８は先に本出願人により提案された発明に基づいて構成
することのできるスイッチング電源回路の一構成例を示
す回路図である。なお、図６と同一部分には同一符号を
付して説明を省略する。この図に示す電源回路は、図６
に示した電源回路と比較して、駆動巻線ＮB1に対して共
振コンデンサＣD1が並列に接続された並列共振回路が形
成され、同様に駆動巻線ＮB2に対して共振コンデンサＣ
D2が並列に接続された並列共振回路が形成されている点
が異なる。このような回路形態では、スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 は、それぞれ［駆動巻線ＮB1／／共振コンデ
ンサＣD1］、［駆動巻線ＮB2／／共振コンデンサＣD2］
により形成される並列共振回路により自励発振駆動さ
れ、そのスイッチング周波数もこれら並列共振回路によ
り設定されるように構成される。この場合、共振用コン
デンサＣB1，ＣB2はそれぞれ直流阻止用コンデンサとし
ても機能する。

【００２４】また、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のベー
ス−エミッタ間に挿入されている低速のクランプダイオ
ードＤD1，ＤD2の代わりに、小容量の高速ダイオードと
されるクランプダイオードＤD11 ，ＤD22 と、ツェナー
ダイオードＤZ1，ＤZ2の直列接続回路を挿入するように
している。この場合、ツェナーダイオードＤZ1のアノー
ドがスイッチング素子Ｑ1 のベースと接続され、ツェナ
ーダイオードＤZ1のカソードがクランプダイオードＤD1
1のカソードと接続される。そして、クランプダイオー
ドＤD11 のアノードがスイッチング素子Ｑ1 のエミッタ
と接続される。また、スイッチング素子Ｑ2 のベース−
エミッタ間には、ツェナーダイオードＤZ2とクランプダ
イオードＤD22 が直列接続されて挿入されており、その
接続形態は、上記スイッチング素子Ｑ1 側に設けられる
ツェナーダイオードＤZ1とクランプダイオードＤD11 と
同様となる。クランプダイオードＤD11 ，ＤD22 は、そ
れぞれツェナーダイオードＤZ1，ＤZ2の順方向（アノー
ド→カソード）に流れようとする電流を阻止するための
逆流阻止用ダイオードとしての作用を有する。

【００２５】このような構成とすることで、例えばクラ
ンプダイオードＤD11 ，ＤD22 は本来、スイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 がオフとされているときにクランプ電流を
流すために設けられるものであるが、図８に示す方向に
よりツェナーダイオードＤZ1，ＤZ2が挿入されることに
よって、クランプダイオードＤD11 ，ＤD22 にはクラン
プ電流が流れないようにされる。この場合、ツェナーダ
イオードＤZ1，ＤZ2のツェナー電圧によりスイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２を駆動する自励発振駆動回路のドライブ
電圧のレベル（振幅）を決定することが可能になるが、
そのドライブ電圧のレベルを大きく設定することで、ス
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のターンオフ時のマイナスレ
ベルのベース電流（ベースの蓄積電荷の引き抜き電流）
も大きくなるようにされる。この結果、スイッチング動
作時におけるスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の蓄積時間を
小さくすることが可能となる。

【００２６】例えば、電流共振形スイッチングコンバー
タとして、バイポーラトランジスタのスイッチング素子
によりスイッチング動作させる構成において、スイッチ
ング周波数ｆｓを１００ＫＨｚ程度にまで上昇させる設
定とすると、スイッチング素子の蓄積時間のばらつきに
起因するスイッチング素子間の導通時間差が無視できな
くなる程度に大きくなる可能性のあることが分かってい
る。そこで、上記図８に示す構成のようにして、ツェナ
ーダイオードＤZ1，ＤZ2を挿入すれば、スイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 の蓄積時間ｔstg が小さくなるため、図６
に示した電源回路のようにクランプダイオードＤD1，Ｄ
D2の逆回復時間ｔｒｒの管理を行う必要がなくなる。つ
まり、結果として、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の蓄積
時間ｔstg と、クランプダイオードＤD11 ，ＤD22 の逆
回復時間ｔｒｒの選別を不要とすることが可能になる。

【００２７】ここで、上記図８に示した構成によるスイ
ッチング電源回路における、一次側電流共振形コンバー
タのスイッチング動作波形の一例を図９に示す。なお、
この図に示す動作波形はスイッチング素子Ｑ2 の要部の
動作波形を示したものとされる。この場合は、駆動巻線
ＮB2と並列共振コンデンサＣD2からなる並列共振回路が
自励発振を行うことで、図９（ｄ）に示す並列共振電圧
ＶA を発生させる。この並列共振電圧ＶA としては、駆
動巻線ＮB2と並列共振コンデンサＣD2からなる並列共振
回路の並列共振作用によって、例えば、図７（ｅ）に示
した駆動巻線ＮB2に対して並列共振コンデンサＣD2を並
列に接続しない場合の共振電圧ＶB よりも増幅された波
形が得られている。そして、この並列共振電圧ＶA によ
り、スイッチング素子Ｑ2 のベースに対しては、ベース
電流制限抵抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2の直列接続を
介して、図９（ｂ）に示すように自励発振回路により得
られる駆動電流ＩB が流れる。この図９（ｂ）に示す駆
動電流ＩB の順方向ベース電流のピークレベルＩBH及び
逆方向ベース電流のピークレベルＩBLは、図７（ｃ）に
示す駆動電流ＩB の順方向ベース電流のピークレベルＩ
BH及び逆方向ベース電流のピークレベルＩBLより大きく
なる。この場合、期間ＴONではスイッチング素子Ｑ2 は
オンとなり、図９（ａ）に示す波形のようなコレクタ電
流ＩC1が流れる。また、期間ＴOFF となると、駆動電流
ＩB は０レベルとなって、スイッチング素子Ｑ2 もオフ
（非導通）となる。また、上記期間ＴON，ＴOFF におけ
るスイッチング素子Ｑ2 のベース−エミッタ間電圧ＶBE
としては、図９（ｃ）に示す波形が得られ、これに応答
してツェナーダイオードＤZ2−クランプダイオードＤD2
2 の直列接続回路を流れる電流ＩZとしては、図９
（ｅ）に示すように、実際には、期間ＴOFF においてわ
ずかにクランプ電流が流れる波形となる。

【００２８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図８に
示した電源回路は、図６に示した電源回路に比べて、駆
動巻線ＮB1，ＮB2に対して共振コンデンサＣD1，ＣD2を
並列に接続すると共に、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の
ベース−エミッタ間にクランプダイオードＤD11，ＤD22
）とツェナーダイオードＤZ1，ＤZ2の直列接続回路と
を挿入する必要があるため、構成部品の点数が増加する
という欠点がある。

【００２９】また、図６及び図８に示した電源回路の何
れの場合においても、図７（ｃ）及び図９（ｂ）にそれ
ぞれ示したように、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の正方
向に流れる順方向ベース電流のピークレベルＩBHの絶対
値と、負方向に流れる逆方向ベース電流のピークレベル
ＩBLの絶対値とがそれぞれ等しいレベルとなっている。
この場合、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 をターンオフす
るための逆方向ベース電流が少なく、スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 の下降時間ｔｆにおける電力損失が大きいも
のとされる。このため、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の
スイッチング周波数の高周波化を図るようにした場合
は、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の下降時間ｔｆにおけ
る電力損失がそれだけ大きくなり、スイッチング素子Ｑ
1 ，Ｑ2 のスイッチング周波数を高周波化するのが困難
とされていた。また、仮にスイッチング周波数の高周波
化を図るようにした場合は、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ
2 の下降時間ｔｆによる電力損失によって電力変換効率
（ηAC→DC）の低下を招いていた。

【００３０】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮してスイッチング電源回路として次のように
構成する。つまり、商用交流電源を入力して整流平滑電
圧を生成して、直流入力電圧として出力する整流平滑手
段と、疎結合とされる所要の結合係数が得られるように
ギャップが形成され、一次側出力を二次側に伝送するた
めに設けられる絶縁コンバータトランスと、２石のスイ
ッチング素子をハーフブリッジ結合して形成され、直流
入力電圧を断続して絶縁コンバータトランスの一次巻線
に出力するように構成されたスイッチング手段と、スイ
ッチング手段を形成し、スイッチング素子を自励式によ
りスイッチング駆動する自励発振駆動回路と、少なくと
も、絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩イン
ダクタンス成分と、一次巻線に対して直列に接続される
直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成さ
れて、スイッチング素子のスイッチング動作を共振形と
する一次側直列共振回路とを備える。また、絶縁コンバ
ータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、
二次側に挿入されるキャパシタンスとによって形成され
る二次側共振回路と、二次側共振回路を含んで形成さ
れ、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
電圧を入力して、所定の二次側直流出力電圧を生成する
ように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流
出力電圧のレベルに応じて、スイッチング手段のスイッ
チング周波数を可変制御することによって定電圧制御を
行うようにされた定電圧制御手段とを備える。そして、
少なくとも、逆回復時間が無いとされるダイオード素子
と抵抗素子との直列接続によって形成され、２石のスイ
ッチング素子がそれぞれオフとなる期間に、自励発振駆
動回路に対して負の方向の電流を流すように、２石のス
イッチング素子に各々設けられるクランプ回路とを備え
て構成することとした。

【００３１】上記構成によれば、クランプ回路として
は、逆回復時間が無いとされる特性を有したダイオード
素子と抵抗の直列接続とによって形成されることにな
る。このようにクランプ回路を構成すれば、回路構成が
大型化することなく、各スイッチング素子のターンオフ
時に流れる逆方向の駆動電流を増加させることができる
ので、スイッチング素子の蓄積時間の短縮化が図られる
と共に、クランプ機能のためのダイオード素子としての
逆回復時間を無いようにすることが可能となる。

【００３２】

【発明の実施の形態】図１の回路図は、本発明の実施の
形態としての電源回路の構成を示している。なお、この
図において図６及び図８と同一部分には、同一符号を付
して説明を省略する。この図に示す電源回路としては、
スイッチング素子Ｑ1 がオフの期間に、自励発振駆動回
路（ＣB1−ＮB1）に対して、負レベルの電流であるクラ
ンプ電流を流すためのクランプ回路２Ａと、スイッチン
グ素子Ｑ2 がオフの期間に、自励発振駆動回路（ＣB2−
ＮB2）に対して、負レベルの電流であるクランプ電流を
流すためのクランプ回路２Ｂが備えられている。クラン
プ回路２Ａには、ショットキーバリアダイオードＤSBD1
と抵抗ＲD1が設けられ、クランプ回路２Ｂには、ショッ
トキーバリアダイオードＤSBD2と抵抗ＲD2が設けられ
る。

【００３３】ここで、ショットキーバリアダイオードＤ
SBD1，ＤSBD2とは、逆回復時間ｔｒｒ＝０となる特性を
有するものとされる。そして、このショットキーバリア
ダイオードＤSBD1のアノード側を抵抗ＲD1との直列接続
を介して一次側アースと接続し、カソードをスイッチン
グ素子Ｑ1 のベースに接続するようにして回路内に挿入
する。またショットキーバリアダイオードＤSBD2のアノ
ード側を抵抗ＲD2との直列接続を介して一次側アースと
接続し、カソードをスイッチング素子Ｑ2 のベースに接
続するようにして回路内に挿入する。

【００３４】つまり、本実施の形態においては、図６に
示した電源回路において採用されていた低速のクランプ
ダイオードＤD1に代えて、ショットキーバリアダイオー
ドＤSBD1と抵抗ＲD1の直列接続回路からなるクランプ回
路２Ａが備えられると共に、クランプダイオードＤD2に
代えて、ショットキーバリアダイオードＤSBD2と抵抗Ｒ
D2の直列接続回路からなるクランプ回路２Ｂが備えられ
た構成を採る。

【００３５】また、本実施の形態の電源回路の二次側に
おいては、直流出力電圧ＥO1及び出力出力電圧ＥO2を得
るのにあたり全波整流回路が設けられている。本実施の
形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図４に示すよ
うに、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１，ＣＲ
２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コ
アが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分
割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1 と、二次巻線Ｎ2 を
それぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁
脚に対しては図のようにギャップＧを形成するようにし
ている。これによって、所要の結合係数による疎結合が
得られるようにしている。

【００３６】ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の
中央磁脚を、２本の外磁脚より短くすることで形成する
ことができる。また結合係数ｋとしては、例えばｋ≒
０．８５という疎結合の状態が得られるようにしてお
り、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。

【００３７】絶縁コンバータトランスＰＲＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2 （及びＮ2A）に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2
に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接
続されることで、二次巻線Ｎ2 のリーケージインダクタ
ンスＬ2 と二次側並列共振コンデンサＣ2 のキャパシタ
ンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共
振回路により、二次巻線Ｎ2 に励起される交番電圧は共
振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得
られる。即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチ
ング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備え
られ、二次側には、全波整流動作（電圧共振動作）を得
るための並列共振回路が備えられる。なお、本明細書で
は、このように一次側及び二次側に対して共振回路が備
えられて動作する構成のスイッチングコンバータについ
ては、「複合共振形スイッチングコンバータ」ともいう
ことにする。

【００３８】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
においては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方
向）と整流ダイオードＤO （ＤO1，ＤO2／ＤO3，ＤO4）
の接続との関係によって、一次巻線Ｎ1 のインダクタン
スＬ1 と二次巻線Ｎ2 のインダクタンスＬ2 との相互イ
ンダクタンスＭについて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる
場合とがある。

【００３９】例えば、図５（ａ）に示す接続形態を採る
場合に相互インダクタンスは＋Ｍとなり、図５（ｂ）に
示す接続形態を採る場合に相互インダクタンスは−Ｍと
なる。これを、図１に示す二次側の動作に対応させてみ
ると、［整流ダイオードＤO1,DO2、平滑コンデンサＣO
1］の組による全波整流回路に関しては、例えば二次巻
線Ｎ2 に得られる交番電圧が正極性のときに整流ダイオ
ードＤO1に整流電流が流れて＋Ｍの動作モード（フォワ
ード方式）を行い、逆に、二次巻線Ｎ2 に得られる交番
電圧が負極性のときには、整流ダイオードＤO1はオフと
なって、整流電流は流れないことになる。即ち、この電
源回路では、相互インダクタンスが＋Ｍのモードにより
整流動作を行っているものである。

【００４０】このような構成では、一次側の並列共振回
路と二次側並列共振回路の作用によって増加された負荷
側に電力が供給され、それだけ負荷側に供給される電力
も増加して、最大負荷電力の増加率も向上する。これ
は、先に図４にて説明したように、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴに対してギャップＧを形成して所要の結合係
数による疎結合としたことによって、更に飽和状態とな
りにくい状態を得たことで実現されるものである。

【００４１】このような構成による図１の電源回路のス
イッチング動作波形の一例を図２に示す。なお、この図
に示す動作波形はスイッチング素子Ｑ2 の要部の動作波
形を示したものとされる。ここで、スイッチング素子Ｑ
2 のスイッチング動作に伴って得られるスイッチング素
子Ｑ2 のコレクタ−エミッタ間電圧ＶC1、及びスイッチ
ング素子Ｑ2 のコレクタ電流ＩC1の波形としては、図２
（ａ）及び図２（ｂ）に示された波形となり、図７
（ａ）及び図７（ｂ）に示した波形と同様とされる。

【００４２】期間ＴON，ＴOFF におけるスイッチング素
子Ｑ2 のベース−エミッタ間電圧ＶBEとしては、図２
（ｄ）に示す波形が得られ、これに応答してショットキ
ーバリアダイオードＤSBD2を流れる電流ＩD としては図
２（ｅ）に示すような波形となる。この場合、ショット
キーバリアダイオードＤSBD2は、スイッチング素子Ｑ2
がオフとなる期間ＴOFF には自励発振駆動回路（ＣB2−
ＮB2）に負の方向に流れるクランプ電流が導通するよう
にされ、スイッチング素子Ｑ2 がオンとなる期間ＴONが
開始されると、短時間のダンパー期間においてスイッチ
ング素子Ｑ2 のベース−コレクタを介してダンパー電流
が流れることになるが、ショットキーバリアダイオード
ＤSBD2は逆回復時間ｔｒｒ＝０であるために、ダンパー
期間の終了後においては、逆回復時間ｔｒｒによる逆回
復電流が流入する現象は無くなって、直ちにショットキ
ーバリアダイオードＤSBD2が非導通の状態となる。

【００４３】このようにして逆回復時間ｔｒｒとしての
期間が無くなることによって自励発振駆動回路の共振電
流を、クランプダイオードＤD2を介して一次側アースに
引き込む動作が無くなる。このため、図２（ｃ）に示す
駆動電流ＩB としては、ダンパー期間が終了して、ダン
パー電流が０レベルとなった時点から、順方向電流とな
ってスイッチング素子Ｑ2 のベースに供給され、スイッ
チング素子Ｑ2 がオンに遷移する。つまり、図２に示す
期間ＴONの開始時点からスイッチング素子Ｑ2がオンと
なるものである。

【００４４】また、図２（ｃ）に示す駆動電流ＩB の動
作波形として、蓄積時間ｔstg に対応する期間の駆動電
流ＩB の逆方向ベース電流のピークレベルＩBLの絶対値
と、順方向ベース電流のピークレベルＩBHの絶対値とを
比較した場合、図７（ｃ）及び図９（ｂ）に示した駆動
電流ＩB の逆方向ベース電流のピークレベルＩBLの絶対
値と順方向ベース電流のピークレベルＩBHの絶対値とが
等しいとされていたのに対して、本実施の形態では、逆
方向ベース電流のピークレベルＩBLが順方向ベース電流
のピークレベルＩBHの約２倍に増加している。また、図
２（ｃ）に示す順方向の駆動電流ＩB の波形は、図７
（ｃ）及び図９（ｂ）に示した駆動電流ＩB の波形に比
べて平坦な波形になっている。

【００４５】これは、ショットキーバリアダイオードＤ
SBD2の順方向の電圧降下が、低速のクランプダイオード
ＤD2よりも小さいことに起因するのであるが、これによ
って、スイッチング素子Ｑ2 がターンオフするときの蓄
積キャリアをより急速に消滅させることができるため
に、スイッチング素子Ｑ2 の蓄積時間ｔstg と、下降時
間ｔｆを短縮するようにも作用する。

【００４６】なお、この場合もスイッチングＱ1 の要部
の動作波形は、スイッチング素子Ｑ2 の動作波形とは、
その動作タイミングが逆相となるもののほぼ同一の波形
によって示される。

【００４７】このような本実施の形態の電源回路は、ク
ランプダイオードＤD2，ＤD1の代わりに逆回復時間ｔｒ
ｒ＝０とされるショットキーバリアダイオードＤSBD2，
ＤSBD1を用いることで、逆回復時間ｔｒｒのばらつき要
因は解消される。そして、前述したように、蓄積時間ｔ
stg に対応する期間の逆方向ベース電流（駆動電流ＩB
）が約２倍に増加するため、下降時間ｔｆによる電力
損失の低減を図ることが可能になる。また、これにとも
なってスイッチング周波数の高周波数化を実現すること
が可能になるものである。さらにまた、スイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 についての蓄積時間ｔstg や電流増幅率ｈ
FEのランク分けの幅が拡大される。これにより、例えば
部品管理などの製造能率の向上が図られるものである。

【００４８】さらに、本実施の形態の電源回路は、図８
に示した電源回路のように駆動巻線ＮB1，ＮB2に対して
共振コンデンサＣD1，ＣD2を並列に接続する必要がな
く、クランプダイオードＤD11 ，ＤD22 と、ツェナーダ
イオードＤZ1，ＤZ2の直列接続回路の代わりに、スイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のベース−エミッタ間にショット
キーバリアダイオードＤSBD1，ＤSBD2と抵抗ＲD1，ＲD2
から成るクランプ回路２を設ければよいので、それだけ
構成部品の部品点数の削減され、回路規模の小型化が図
られることになる。

【００４９】また、本実施の形態の電源回路では、スイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 において、最適なドライブ条件
を得るために、電流制限抵抗素子とされるベース電流制
限抵抗ＲB1，ＲB2が設けられているが、クランプ回路２
Ａ，２Ｂを構成している抵抗ＲD1，ＲD2の抵抗値を大き
くして最適なドライブ条件を得るようにすれば、ベース
電流制限抵抗ＲB1，ＲB2を削除することが可能とされ
る。従って、この場合も部品点数の削減による回路規模
の小型化が図られることになる。

【００５０】但し、例えばベース電流制限抵抗ＲB1，Ｒ
B2を削除（例えばＲB1，ＲB2＝０）し、クランプ回路２
Ａ，２Ｂを構成している抵抗ＲD1，ＲD2の抵抗値を大き
くして最適なドライブ条件を得るようにした場合は、負
荷電力が大きくなるにしたがって抵抗ＲD1，ＲD2におけ
る電力損失が増加するため、例えば抵抗ＲD1，ＲD2のサ
イズが大型化すると共に、抵抗ＲD1，ＲD2の発熱に伴っ
て、その周囲に他の構成部品を配置することが困難にな
る。このため回路規模が大型化する。

【００５１】これを回避するには、例えば本実施の形態
の電源回路であれば、最大負荷電力ＰOMAXが１５０Ｗ以
上とされる場合にベース電流制限抵抗ＲB1，ＲB2を削除
しないようにすればよい。この場合は、電力損失に伴う
発熱がベース電流制限抵抗ＲB1，ＲB2及び抵抗ＲD1，Ｒ
D2に分散されるため、各抵抗の発熱も小さくなる。従っ
て、抵抗ＲD1，ＲD2の大型化が避けられ、回路規模が大
型化するのを防ぐことができる。

【００５２】ここで、図１に示した電源回路と図６に示
した電源回路との比較として、図６に示す回路構成の下
で、最大負荷電力１５０Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１００
Ｖとすると、ベース電流制限抵抗ＲB ＝１Ω／２Ｗとす
ると入力電力＝１７０．５Ｗとなり電力変換効率η（AC
→DC）＝８８％という結果が得られた。これに対して、
図１に示した構成の下では、ベース電流制限抵抗ＲB ＝
０．６８Ω／１Ｗ、抵抗ＲD ＝４．７Ω／２Ｗとすると
入力電力＝１６７．６Ｗとなり電力変換効率η（AC→D
C）＝８９．５％という結果が得られた。つまり、図６
に示した回路の場合と比較して本実施の形態では、約３
Ｗ程度の電力損失の低減が図られているものである。

【００５３】続いて、本発明の他の実施の形態とされる
電源回路の構成を図３に示す。なお、この図において図
１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。こ
の図に示す電源回路は、ベース電流制限抵抗ＲB1，ＲB2
の抵抗値を０とし、クランプ回路３Ａ，３Ｂ内に対し
て、フェライトビーズインダクタＬD1，ＬD2が追加され
ている点が、図１に示したクランプ回路２Ａ，２Ｂと異
なる。この場合、フェライトビーズインダクタＬD1，Ｌ
D2は、ショットキーバリアダイオードＤSBD1，ＤSBD2
と、抵抗ＲD1，ＲD2との間に対して直列に挿入した構成
とされている。このように本実施の形態の電源回路を構
成とした場合も、その動作波形としては先に図２に示し
たのと同様の動作波形が得られるものとされる。このよ
うなクランプ回路３Ａ，３Ｂとしては、抵抗ＲD （ＲD
1，ＲD2）＝４．７Ω、フェライトビーズインダクタＬD
（ＬD1，ＬD2）＝０．５μＨを選定することができ
る。

【００５４】また、図３にクランプ回路４として示すよ
うに、フェライトビーズインダクタＬD を抵抗ＲD に対
して並列に挿入する接続形態とし、このようなクランプ
回路４をスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に対してクランプ
回路４Ａ，４Ｂとして接続するような構成としても同様
な作用を有する。なお、図３に示した電源回路に備えら
れるものとして示したクランプ回路３Ａ，３Ｂ、クラン
プ回路４Ａ，４Ｂは、図１に示した電源回路に適用する
ことも当然可能とされる。また、逆に図１に示した電源
回路に備えられるものとして示したクランプ回路２Ａ，
２Ｂを図３に示した電源回路に適用してもよい。

【００５５】また、この図に示す電源回路の二次側の構
成として、二次巻線Ｎ2 の一端は二次側アースに接続さ
れ、他端は直列共振コンデンサＣS の直列接続を介して
整流ダイオードＤO1のアノードと整流ダイオードＤO2の
カソードの接続点に対して接続される。整流ダイオード
ＤO1のカソードは平滑コンデンサＣO1の正極と接続さ
れ、整流ダイオードＤO2のアノードは二次側アースに対
して接続される。平滑コンデンサＣO1の負極側は二次側
アースに対して接続される。

【００５６】このような接続形態では結果的に、［直列
共振コンデンサＣS 、整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑
コンデンサＣO1］の組から成る倍電圧全波整流回路が設
けられることになる。ここで、直列共振コンデンサＣS
は、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2 の漏洩インダ
クタンス成分とによって、整流ダイオードＤO1，ＤO2の
オン／オフ動作に対応する直列共振回路を形成する。即
ち、本実施の形態の電源回路は、一次側にはスイッチン
グ動作を電流共振形とするための直列共振回路が備えら
れ、二次側には、倍電圧全波整流動作を得るための直列
共振回路が備えられた複合共振形スイッチングコンバー
タの構成を採る。

【００５７】ここで、上記［直列共振コンデンサＣS 、
整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1］の組
による倍電圧全波整流動作としては次のようになる。一
次側のスイッチング動作により一次巻線Ｎ1 にスイッチ
ング出力が得られると、このスイッチング出力は二次巻
線Ｎ2 に励起される。そして、整流ダイオードＤO1がオ
フとなり、整流ダイオードＤO2がオンとなる期間におい
ては、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 との極性（相互イン
ダクタンスＭ）が−Ｍとなる減極性モードで動作して、
二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタンスと直列共振コンデン
サＣS による直列共振作用によって、整流ダイオードＤ
O2により整流した整流電流を直列共振コンデンサＣS に
対して充電する動作が得られる。

【００５８】そして、整流ダイオードＤO2がオフとな
り、整流ダイオードＤO1がオンとなって整流動作を行う
期間においては、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 との極性
（相互インダクタンスＭ）が＋Ｍとなる加極性モードと
なり、二次巻線Ｎ2 に誘起された電圧に直列共振コンデ
ンサＣS の電位が加わるという直列共振が生じる状態で
平滑コンデンサＣO1に対して充電が行われる動作とな
る。上記のようにして、加極性モード（＋Ｍ；フォワー
ド動作）と減極性モード（−Ｍ；フライバック動作）と
の両者のモードを利用して整流動作が行われることで、
平滑コンデンサＣO1においては、二次巻線Ｎ2 の誘起電
圧のほぼ２倍に対応する直流出力電圧ＥO1が得られる。

【００５９】上記構成によると、本実施の形態では、相
互インダクタンスが＋Ｍと−Ｍの動作モードとなる状態
を利用して、倍電圧全波整流を行うことで二次側直流出
力電圧を得るようにしている。つまり、一次側の電流共
振作用と二次側の電流共振作用とによる電磁エネルギー
が同時に負荷側に供給されるようにしているため、それ
だけ負荷側に供給される電力も更に増加して、最大負荷
電力の大幅な増加を図ることも可能とされる。

【００６０】また、倍電圧全波整流回路によって二次側
直流出力電圧を得るようにしていることで、例えば等倍
電圧整流回路によって得られる二次側直流出力電圧と同
等のレベルを得ようとすれば、二次巻線Ｎ2 としては、
従来の１／２の巻数で済むことになる。この巻数の削減
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの小型軽量化、及び
低コスト化につながる。なお、この場合には、二次巻線
Ｎ2 とは独立して二次巻線Ｎ2Aを巻装し、この二次巻線
Ｎ2Aに対してはセンタータップをアースに接地したうえ
で、整流ダイオードＤO3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO2
からなる全波整流回路が接続されることで、直流出力電
圧ＥO2を生成するようにしている。

【００６１】なお、本実施の形態としての電源回路の二
次側共振回路の構成は、あくまでも一例であり、これま
で説明した構成に限定されるものでない。

【００６２】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、２石のス
イッチング素子がハーフブリッジ結合されて形成された
スイッチング電源回路に対して、例えばショットキーダ
イオードなどの逆回復時間ｔｒｒが無いとされるダイオ
ード素子と抵抗素子とによって、自励式の共振形コンバ
ータに備えられるべきクランプ回路を形成する。このよ
うにクランプ回路を構成した場合は、回路規模を大型化
することなく、スイッチング素子のターンオフ時に流れ
る駆動電流の逆方向電流を増加させることができるた
め、スイッチング素子の駆動電流をほぼ理想的な電流波
形とすることができる。これにより、スイッチング素子
の電力損失の低減、及び電力変換効率の向上を図ること
ができる。

【００６３】また、本発明によれば、スイッチング素子
の蓄積時間及び下降時間の短縮化が図られるため、スイ
ッチング素子の蓄積時間、電流増幅率のばらつきに対す
るマージンが拡大し、それだけ最適ドライブ条件のマー
ジンも拡大される。また、スイッチング素子を選定する
際のランク範囲も拡大されて作業効率の向上も図ること
が可能になる。また、クランプダイオードの逆回復時間
についての選定を行う必要もないものとされる。

【００６４】さらにまた、スイッチング素子の下降時間
の短縮化が図られることにより、スイッチング素子のス
イッチング周波数のさらなる高周波化を実現することが
可能になるため、直列共振コンデンサや絶縁コンバータ
トランスの小型、軽量化を図ることも可能とされる。

【００６５】また、本発明としてのクランプ回路におい
て、例えば抵抗素子に対して直列若しくは並列にフェラ
イトビーズインダクタを挿入した場合でも、スイッチン
グ素子に供給される駆動電流をほぼ理想的な電流波形と
することが可能になるので、スイッチング素子における
電力損失の低減を図り、電力変換効率の向上が図られる
ことになる。

【００６６】さらにまた、本発明はスイッチング素子を
駆動する自励発振駆動回路とスイッチング素子の制御入
力間に対して、電流制限抵抗素子を挿入しないようにす
れば、それだけ回路規模の小型化を図ることができる。
また本発明のスイッチング電源回路は、対応すべき負荷
電力が所定以上とされる条件のもとでは、自励発振駆動
回路とスイッチング素子の制御入力間に対して電流制限
抵抗素子を挿入するようにしている。この場合は、負荷
電力の増加に伴って発生する発熱が、クランプ回路の抵
抗素子と、電流制限抵抗素子とにより分散され、クラン
プ回路の抵抗素子を大型化することなく、またこの抵抗
素子の近傍に他の構成部品を配置するといったことが可
能になるので、回路規模の大型化を避けることができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態としての電源回路の構成例
を示す回路図である。

【図２】本実施の形態の電源回路の要部の動作を示す波
形図である。

【図３】本発明の他の形態としての電源回路の構成例を
示す回路図である。

【図４】本実施の形態の絶縁コンバータトランスの構造
を示す断面図である。

【図５】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動
作を示す説明図である。

【図６】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図
である。

【図７】先行技術としての電源回路の要部の動作を示す
波形図である。

【図８】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図
である。

【図９】先行技術としての電源回路の要部の動作を示す
波形図である。

【符号の説明】

１制御回路、２Ａ２Ｂ３Ａ３Ｂ４クランプ
回路、Ｃｉ平滑コンデンサ、Ｑ1 Ｑ2 スイッチング素
子、ＰＩＴ絶縁コンバータトランス、ＰＲＴ直交型制
御（ドライブ）トランス、Ｃ1 一次側直列共振コンデン
サ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、ＣS 二次側直列共
振コンデンサ、ＮC 制御巻線、ＮB1ＮB2 駆動巻線、Ｄ
SBD1 ＤSBD2 ショットキーバリアダイオード、ＲD1
ＲD2抵抗、ＬD1 ＬD2 フェライトビーズインダクタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用交流電源を入力して整流平滑電圧を
生成して、直流入力電圧として出力する整流平滑手段
と、疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャッ
プが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設
けられる絶縁コンバータトランスと、２石のスイッチング素子をハーフブリッジ結合して形成
され、上記直流入力電圧を断続して上記絶縁コンバータ
トランスの一次巻線に出力するように構成されたスイッ
チング手段と、上記スイッチング手段を形成し、スイッチング素子を自
励式によりスイッチング駆動する自励発振駆動回路と、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を
含む漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に対して
直列に接続される直列共振コンデンサのキャパシタンス
とによって形成されて、上記スイッチング素子のスイッ
チング動作を共振形とする一次側直列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダク
タンス成分と、二次側に挿入されるキャパシタンスとに
よって形成される二次側共振回路と、上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバ
ータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力し
て、所定の二次側直流出力電圧を生成するように構成さ
れた直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッ
チング手段のスイッチング周波数を可変制御することに
よって定電圧制御を行うようにされた定電圧制御手段
と、少なくとも、逆回復時間が無いとされるダイオード素子
と抵抗素子との直列接続によって形成され、上記２石の
スイッチング素子がそれぞれオフとなる期間に、上記自
励発振駆動回路に対して負の方向の電流を流すように、
上記２石のスイッチング素子に各々設けられるクランプ
回路と、を備えて構成されることを特徴とするスイッチング電源
回路。
【請求項２】上記クランプ回路内に対してフェライト
ビーズインダクタが挿入されることを特徴とする請求項
１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】上記フェライトビーズインダクタは上記
抵抗素子に対して直列に接続されることを特徴とする請
求項２に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】上記フェライトビーズインダクタは上記
抵抗素子に対して並列に接続されることを特徴とする請
求項２に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】上記自励発振駆動回路と上記スイッチン
グ素子の制御入力間に対して、電流制限のための電流制
限抵抗素子を挿入しないことを特徴とする請求項１に記
載のスイッチング電源回路。
【請求項６】当該スイッチング電源回路が対応すべき
負荷電力が所定以上とされる条件のもとでは、上記自励
発振駆動回路と上記スイッチング素子の制御入力間に対
して、電流制限のための電流制限抵抗素子を挿入するよ
うにしたことを特徴とする請求項１に記載のスイッチン
グ電源回路。