JP2002027744A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 二次側アクティブクランプ回路を備える複合
共振形コンバータとして、回路規模の小型化を図る。 【解決手段】 二次側アクティブクランプ回路の駆動制
御して定電圧化を図るための回路系を、アナログのＰＷ
Ｍ制御回路によって直接駆動するように構成する。これ
により、他励式による場合のように、汎用のＰＷＭ制御
ＩＣを採用した場合と比較して、回路構成を簡略化し部
品点数を削減することが可能となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図７の回路図は、先に本出願人が提案した
発明に基づいて構成することのできる、先行技術として
のスイッチング電源回路の一例を示している。この図に
示す電源回路の基本構成としては、一次側に１石のスイ
ッチング素子による電圧共振形コンバータを備えてい
る。また、この電源回路には、先に本出願人が提案した
アクティブクランプ回路が一次側と二次側とに設けられ
る。

【０００４】この図に示す電源回路では、ブリッジ整流
回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉによって、商用交流電
源（交流入力電圧ＶAC）から交流入力電圧ＶACの１倍の
レベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。

【０００５】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１
石のメインスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシ
ングルエンド方式によるスイッチング動作を行う、電圧
共振形コンバータが備えられる。ここでの電圧共振形コ
ンバータは他励式の構成を採っており、メインスイッチ
ング素子Ｑ1には例えばＭＯＳ−ＦＥＴが使用される。
ここでは、メインスイッチング素子Ｑ1に対して、図示
するように並列共振コンデンサＣｒ、クランプダイオー
ドＤDが並列に接続される。ここで、並列共振コンデン
サＣｒは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ
1に得られるリーケージインダクタンスＬ1と共に、一次
側並列共振回路を形成している。メインスイッチング素
子Ｑ1のスイッチング動作に応じて、この並列共振回路
による共振動作が得られるが、これによって、電圧共振
形コンバータとしての動作が得られる。

【０００６】メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グ出力は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ
1に伝送され、更に二次巻線Ｎ2に対して励起されるよう
にして伝達される。ここでの詳しい説明は省略するが、
絶縁コンバータトランスＰＩＴには、コアに対してギャ
ップが形成されていることで、疎結合の状態が得られる
ようになっている。

【０００７】また、この図に示す回路の一次側において
は、先に本出願人が提案したアクティブクランプ回路と
して、一次側アクティブクランプ回路３０が設けられ
る。この一次側アクティブクランプ回路３０は、図示す
るように、クランプコンデンサＣCL1−補助スイッチン
グ素子Ｑ2の直列接続回路を、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して並列に接続して形成され
るものである。ここでは、補助スイッチング素子Ｑ2に
はＭＯＳ−ＦＥＴが採用される。

【０００８】一次側スイッチング駆動部１０は、一次側
のメインスイッチング素子Ｑ1及び補助スイッチング素
子Ｑ2を他励式によりスイッチング駆動するために設け
られている。この一次側スイッチング駆動部１０は、発
振回路１１、第１ドライブ回路１２，レベルシフト回路
１３、第２ドライブ回路１４を統合的に備えており、こ
れらの回路の動作によって、メインスイッチング素子Ｑ
1及び補助スイッチング素子Ｑ2が所定のスイッチングタ
イミングでスイッチング動作するように駆動する。その
スイッチングタイミングとしては、スイッチング周波数
は固定とされた上で、メインスイッチング素子Ｑ1と補
助スイッチング素子Ｑ2とが、ほぼ交互となるタイミン
グでオン／オフするようにされるが、この結果、メイン
スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間において、一次
側並列共振コンデンサＣｒの両端に発生する一次側並列
共振電圧Ｖ1の波形をクランプするように動作する。こ
れにより、一次側並列共振電圧Ｖ1のピークレベルが抑
制され、例えばメインスイッチング素子Ｑ1や一次側並
列共振コンデンサＣｒなどについて低耐圧品を選定する
ことができる。また、上記一次側スイッチング駆動部１
０としては、例えば１つのＩＣ（集積回路）として構成
されるもので、電源投入時においては、起動抵抗Ｒｓを
介して得られる整流平滑電圧Ｅｉにより起動される。

【０００９】この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側においては、図示するように二次巻線Ｎ2に対
して並列に二次側並列共振コンデンサＣ2が接続される
ことで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と
共に二次側並列共振回路を形成する。そして、この二次
側並列共振回路に対して、図示する接続形態によって整
流ダイオードＤO1及び平滑コンデンサＣO1から成る半波
整流回路が接続されることで、二次側直流出力電圧ＥO1
を出力する。また、ここでは、二次巻線Ｎ2に対してタ
ップを設け、このタップ出力と二次側アース間に対し
て、整流ダイオードＤO2及び平滑コンデンサＣO2から成
る半波整流回路が接続されることで、低圧の二次側直流
出力電圧ＥO2が出力されるようになっている。

【００１０】このような構成による電源回路では、一次
側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列
共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るた
めの並列共振回路が備えられることになる。なお、本明
細書では、このように一次側及び二次側に対して共振回
路が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータ
については、「複合共振形スイッチングコンバータ」と
もいうことにする。

【００１１】また、この図に示す電源回路においては、
二次側に対して、二次側アクティブクランプ回路３１が
設けられる。この二次側アクティブクランプ回路３１
は、二次側並列共振コンデンサＣ2に対して、二次側ク
ランプコンデンサＣCL2−二次側補助スイッチング素子
Ｑ3から成る直列接続回路を並列に接続して成る。ま
た、二次側補助スイッチング素子Ｑ3のドレイン−ソー
ス間に対しては、図示する方向にクランプダイオードＤ
D3が並列に接続される。

【００１２】二次側補助スイッチング素子Ｑ3は、二次
側整流ダイオードＤO1のオン／オフタイミングに対して
ほぼ交互となるオン／オフタイミングでスイッチングを
行うことで、結果的には、二次側並列共振コンデンサＣ
2（二次巻線Ｎ2）の両端に得られる二次側並列共振電圧
ＶOをクランプして、そのピークレベルを抑制する。

【００１３】上記した二次側補助スイッチング素子Ｑ3
は、二次側スイッチング駆動部２０によって他励式で駆
動される。また、この電源回路における安定化制御も二
次側スイッチング駆動部２０により行われる。この二次
側スイッチング駆動部２０は、発振回路２４、ドライブ
回路２２、ＰＷＭ制御回路２１、及び誤差増幅回路２３
から成る。発振回路２４から出力された所定周波数の発
振信号が、ＰＷＭ制御回路２１→ドライブ回路２２を介
して二次側補助スイッチング素子Ｑ3のゲートに印加さ
れることで、二次側補助スイッチング素子Ｑ3はスイッ
チング動作を行う。そして、この際、誤差増幅回路２３
において検出した二次側直流出力電圧ＥO1のレベルに応
じた検出出力をＰＷＭ制御回路２１が入力することで、
ＰＷＭ制御回路２１では、入力された発振信号波形につ
いてＰＷＭ制御を行う。この結果、二次側補助スイッチ
ング素子Ｑ3は、オン／オフ期間のデューティ比が変化
するようにしてスイッチング動作を行うが、これによっ
て、二次側整流ダイオードのオン／オフ期間も同時に制
御されることになる。そして、この動作によって二次側
直流出力電圧Ｅｏのレベルが変化する結果、安定化が図
られるものである。

【００１４】ここで、図において一点鎖線で括って示す
発振回路２４、ドライブ回路２２、ＰＷＭ制御回路２１
から成る部位は、ＰＷＭ制御ＩＣ４０とされて、１つの
ＩＣによって構成される。このＰＷＭ制御ＩＣ４０とし
ては、例えば汎用のものを採用している。ここではＰＷ
Ｍ制御ＩＣ４０に対して接続される外付け部品として、
起動抵抗Ｒs2、及びトリガ抵抗Ｒｔが示される。ＰＷＭ
制御ＩＣ４０は、起動抵抗Ｒs2を介して供給される低圧
の二次側直流出力電圧ＥO2により起動する。トリガ抵抗
Ｒｔは二次巻線Ｎ2のタップ出力と接続されており、発
振回路２４は、このトリガ抵抗Ｒｔを介して得られる二
次巻線Ｎ2の交番電圧をトリガ信号として入力する。

【００１５】図８は、本出願人の提案に基づく他の電源
回路の構成例を示している。なお、この図において、図
７と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。こ
の図８に示す回路としても、一次側に電圧共振形コンバ
ータを備えると共に、二次側並列共振回路を備えた複合
共振形コンバータとしての構成を採る。但し、ここでは
一次側アクティブクランプ回路３０が省略され、二次側
において、二次側アクティブクランプ回路３１が備えら
れる構成を採る。

【００１６】この図に示す回路では、一次側電圧共振形
コンバータとしては、自励式で、１石のシングルエンド
方式による電圧共振形コンバータが採用される。この場
合、一次側電圧共振形コンバータを形成するスイッチン
グ素子Ｑ1には、ＢＪＴ（ＢＪＴ；接合型トランジス
タ）が選定され、このスイッチング素子Ｑ1のコレクタ
−エミッタ間に対して、一次側並列共振コンデンサＣｒ
が並列に接続される。また、ベース−エミッタ間に対し
ては、クランプダイオードＤDが接続される。そして、
スイッチング素子Ｑ1のベースに対しては、インダクタ
ＬB−共振コンデンサＣB−駆動巻線ＮB−ベース電流制
限抵抗ＲBから成る自励発振駆動回路が接続される。こ
の自励発振駆動回路の駆動巻線ＮBは、図示するよう
に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装され
ることで、一次巻線Ｎ1に得られる交番電圧が励起され
るようになっている。スイッチング素子Ｑ1は、この自
励発振駆動回路にて発生される発振信号を基とするベー
ス電流が供給されることで、ここでは固定による所定の
スイッチング周波数によりスイッチング動作を行う。

【００１７】この図８に示す電源回路の二次側の構成
は、図７の場合とほぼ同様とされるのであるが、二次側
アクティブクランプ回路３１における補助スイッチング
素子としてＢＪＴが採用される。そして、ここでは２本
の補助スイッチング素子Ｑ10，Ｑ11をダーリントン接続
することで、１つの補助スイッチング素子としての機能
を与えている。また、クランプダイオードＤD3は、この
場合には図示するように、出力側の補助スイッチング素
子Ｑ10に対して並列に接続される。

【００１８】図９は、図７及び図８に示す電源回路の動
作として、主として二次側における定電圧制御動作を示
している。図９（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）は、交流入力
電圧ＶAC＝１００Ｖ、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ
時の動作が示され、図９（ｅ）（ｆ）（ｇ）（ｈ）に
は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最小負荷電力Ｐｏmi
n＝２０Ｗ時の動作が示される。

【００１９】最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時におい
ては、図９（ａ）に示す二次側並列共振回路の両端に得
られる二次側並列共振電圧Ｖ0は、整流ダイオードＤO1
がオンとなる期間ＤONにおいて正極性の所定レベルでク
ランプされ、オフとなる期間ＤOFFにおいて、負極方向
にピークとなる波形が得られている。また、この整流ダ
イオードＤO1のオン／オフタイミングに応じて、整流ダ
イオードＤO1には、期間ＤONにおいて図９（ｄ）に示す
波形により二次側整流電流Ｉｏが流れる。そして、二次
側アクティブクランプ回路３１の補助スイッチング素子
Ｑ3のドレインに流れるスイッチング電流ＩQ3として
は、補助スイッチング素子Ｑ3がオンとなる期間ＴON3に
おいて図９（ｃ）に示すようにして流れる。この波形
は、前半期間においては、クランプダイオードＤD3→ク
ランプコンデンサＣCL2の方向に流れ、後半期間におい
ては、クランプコンデンサＣCL2→補助スイッチング素
子Ｑ3のドレインの方向に流れることを示している。一
方、オフとなる期間ＴOFF3においては、０レベルとな
る。また、このような補助スイッチング素子Ｑ3のオン
／オフタイミングに応じて、補助スイッチング素子Ｑ3
の両端電圧Ｖ3は、図９（ｂ）に示すようにして期間ＴO
N3には０レベルで、期間ＴOFF3には、図示するように所
定レベルでクランプされる波形が得られる。この図によ
れば、補助スイッチング素子Ｑ3と二次側整流ダイオー
ドＤｏは、ほぼ交互となるタイミングでオン／オフ動作
を行っていることが分かる。

【００２０】これに対して、最小負荷電力Ｐｏmax＝２
０Ｗという軽負荷の状態となったことで、二次側直流出
力電圧が上昇したときにおいては、図９（ａ）〜図９
（ｄ）に示した各波形は、図９（ｅ）〜（ｈ）に示すよ
うにして、そのタイミングが変化する。つまり、図９
（ｆ）に示す補助スイッチング素子Ｑ3の両端電圧Ｖ3
と、図９（ｇ）に示す補助スイッチング素子Ｑ3のスイ
ッチング電流ＩQ3の波形から分かるように、スイッチン
グ周波数は固定とされた上で、１スイッチング周期内に
おける期間ＴON3が長くなっている。これに応じて、期
間ＴOFF3は短くなる。このような補助スイッチング素子
Ｑ3のスイッチング動作は、二次側スイッチング駆動部
２０によって行われる。そして、このようにして補助ス
イッチング素子Ｑ3のオン／オフタイミングが可変制御
されるのに応じて、補助スイッチング素子Ｑ3とほぼ交
互のタイミングでオン／オフ動作を行う二次側整流ダイ
オードＤｏは、図９（ｅ）に示す二次側並列共振電圧Ｖ
0及び図９（ｈ）に示す二次側整流電流Ｉｏとして示さ
れるように、オンとなる期間ＤONが短くなり、オフとな
る期間ＤOFFが長くなっている。

【００２１】このように、図７及び図８に示す回路で
は、負荷変動に応じて補助スイッチング素子Ｑ3のオン
／オフ期間（導通角）を可変制御することで、これと同
時に、二次側整流ダイオードの導通角の可変制御を行う
ようにしている。この場合には、軽負荷となって二次側
出力電圧が上昇するのに応じて、補助スイッチング素子
Ｑ3のオン期間（ＴON3）を長くすることで、二次側整流
ダイオードのオン期間（ＤON）を短くするように制御
し、これによって、二次側直流出力電圧のレベルを抑制
することで安定化を図るようにしている。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図７及び図
８に示される電源回路において、汎用のＰＷＭ制御ＩＣ
４０を適正に動作させるのには、実際には、いくつかの
抵抗、コンデンサ等の外付け部品を接続することが必要
とされ、例えば図７及び図８には、これら外付け部品の
一部として起動抵抗Ｒs2及びトリガ抵抗Ｒｔが示されて
いた。このようにして、汎用のＰＷＭ制御ＩＣを流用し
た場合には、外付け部品を基板に実装しなければならな
いことから、それだけ、電源回路を構成する部品点数が
増加し、回路サイズの小型軽量化の妨げになる。

【００２３】また、汎用のＰＷＭ制御ＩＣの場合には、
過電流保護のための電流検出回路と増幅回路が内蔵され
ているのが一般的ではあるが、図７及び図８に示した電
源回路のように、二次側にアクティブクランプ回路を備
える構成では、この回路の動作によって過電流となる状
態が生じないようにされる。このために、ＰＷＭ制御Ｉ
Ｃに備えられる過電流保護のための回路は、使用されな
いことになるので、この点で回路の有効活用ができずに
無駄となり、在る意味では、余計なコストをかけてしま
っていることにもなる。

【００２４】また、汎用のＰＷＭ制御ＩＣでは、ＭＯＳ
−ＦＥＴとしてのスイッチング素子を駆動するためのド
ライブ回路２２を備え、いわゆるＰＷＭラッチと出力回
路によって直接的にスイッチング素子を駆動する。この
ために、図７及び図８に示す回路の場合であれば、二次
側直流出力電圧ＥO1からの入力電力は０．５Ｗ程度とな
り、ここで、在る程度の電力消費の増加が生じてしまっ
ている。

【００２５】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよう
に構成する。つまり、入力された直流入力電圧を、固定
のスイッチング周波数によりスイッチングして出力する
ためのスイッチング素子を備えて形成されるスイッチン
グ手段と、スイッチング手段の動作を電圧共振形とする
一次側並列共振回路が形成されるようにして備えられる
一次側並列共振コンデンサと、一次側と二次側とについ
て疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャ
ップが形成され、一次側に得られる上記スイッチング手
段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスと
を備える。また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に
対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続すること
で形成される二次側並列共振回路と、絶縁コンバータト
ランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動
作を行うことで二次側直流出力電圧を得るように構成さ
れる直流出力電圧生成手段とを備える。そして、アクテ
ィブクランプ手段としては、二次側並列共振コンデンサ
に対して並列に接続される、クランプコンデンサと二次
側補助スイッチング素子とによる直列接続回路を備え、
上記二次側並列共振回路に得られる交番電圧レベルをク
ランプするように設けられる二次側アクティブクランプ
手段を設ける。また、二次側アクティブクランプ手段を
駆動制御して二次側直流出力電圧について定電圧制御を
行うようにされる駆動手段を備え、この駆動手段は、入
力される二次側直流出力電圧のレベルを検出して、この
二次側直流出力電圧のリップル成分が低下していく期間
内において動作するようにされたシャントレギュレータ
回路と、このシャントレギュレータ回路の出力に応じて
導通制御される増幅素子を備え、この増幅素子の増幅出
力により二次側補助スイッチング素子を導通制御する増
幅回路とを備えることとした。

【００２６】また、スイッチング電源回路として次のよ
うにも構成する。つまり、入力された直流入力電圧を、
固定のスイッチング周波数によりスイッチングして出力
するためのスイッチング素子を備えて形成されるスイッ
チング手段と、このスイッチング手段の動作を電圧共振
形とする一次側並列共振回路が形成されるようにして備
えられる一次側並列共振コンデンサと、一次側と二次側
とについて疎結合とされる所要の結合係数が得られるよ
うにギャップが形成され、一次側に得られる上記スイッ
チング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータト
ランスとを備える。また、絶縁コンバータトランスの二
次巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続
することで形成される二次側並列共振回路と、絶縁コン
バータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力し
て整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を得るよう
に構成される直流出力電圧生成手段とを備える。また、
アクティブクランプ手段としては２つが備えられる。つ
まり、メインスイッチング素子のオン／オフタイミング
に同期した所定のオン／オフタイミングを有するように
してスイッチングを行う一次側補助スイッチング素子を
備えることで、一次側並列共振コンデンサの両端に発生
する一次側並列共振電圧をクランプするように設けられ
る一次側アクティブクランプ手段と、二次側並列共振コ
ンデンサに対して並列に接続される、クランプコンデン
サと二次側補助スイッチング素子とによる直列接続回路
を備え、二次側並列共振回路に得られる交番電圧レベル
をクランプするように設けられる二次側アクティブクラ
ンプ手段とが設けられる。更に、二次側アクティブクラ
ンプ手段を駆動制御して二次側直流出力電圧について定
電圧制御を行うようにされる駆動手段を備え、この駆動
手段は、入力される二次側直流出力電圧のレベルを検出
して、この二次側直流出力電圧のリップル成分が低下し
ていく期間内において動作するようにされたシャントレ
ギュレータ回路と、このシャントレギュレータ回路の出
力に応じて導通制御される増幅素子を備え、この増幅素
子の増幅出力により二次側補助スイッチング素子を導通
制御する増幅回路とを備えることとした。

【００２７】上記各構成によれば、一次側においては電
圧共振形コンバータを形成するための一次側並列共振回
路を備え、二次側には、二次巻線及び二次側並列共振コ
ンデンサとにより形成される二次側並列共振回路とが備
えられた、いわゆる複合共振形スイッチングコンバータ
の構成が得られる。ここで、一次側電圧共振形コンバー
タのスイッチング周波数は所定周波数で固定とされてい
る。この構成を基として、二次側には、二次側並列共振
回路に得られる電圧レベルを抑制するためのアクティブ
クランプ手段を備える。また、また、定電圧制御として
は、アクティブクランプ手段の補助スイッチング素子の
駆動制御によって行うようにされる。そして、この定電
圧制御のための構成としては、シャントレギュレータ、
及び増幅素子を備える増幅回路により、二次側直流出力
電圧のレベル検出によってリップル成分が低下していく
期間内に、二次側アクティブクランプ手段を形成する二
次側補助スイッチング素子を導通させるように制御す
る。これにより、負荷変動等に伴う二次側直流出力電圧
の変動に応じて、二次側補助スイッチング素子の導通角
が制御される結果、二次側整流ダイオードのオン／オフ
期間のデューティ比も可変されるものであるが、これに
より定電圧化が図られる。従って、本発明においては、
二次側アクティブクランプ回路を駆動し、また、ＰＷＭ
制御（導通角制御）を行う回路部位として、他励式駆動
に対応するＰＷＭ制御用ＩＣを採用する必要はないこと
になる。

【００２８】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としての電源回路の構成を示している。この図１に示
す電源回路は、一次側に電圧共振形コンバータを備える
と共に二次側には並列共振回路を備えた複合共振形スイ
ッチングコンバータとしての構成を採る。この図に示す
電源回路においては、先ず、商用交流電源（交流入力電
圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑
回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサ
Ｃｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電圧Ｖ
ACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成す
るようにされる。

【００２９】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１
石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングル
エンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コ
ンバータが備えられる。ここでの電圧共振形コンバータ
は自励式の構成を採っており、スイッチング素子Ｑ1と
しては、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接
合型トランジスタ）が使用される。スイッチング素子Ｑ
1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続さ
れ、エミッタは一次側アースに接続される。

【００３０】また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−
エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列
に接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャパシ
タンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ
1に得られるリーケージインダクタンスとによって一次
側並列共振回路を形成するものとされている。そして、
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作に応じて、こ
の並列共振回路による共振動作が得られることで、スイ
ッチング素子Ｑ1のスイッチング動作としては電圧共振
形となる。

【００３１】また、スイッチング素子Ｑ1のベース−エ
ミッタ間に対しては、いわゆるボディダイオードによる
クランプダイオードＤDが並列に接続されていること
で、スイッチング素子がオフとなる期間に流れるクラン
プ電流の経路を形成する。

【００３２】また、スイッチング素子Ｑ1のベースは起
動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続さ
れており、例えば電源起動時において、上記起動抵抗Ｒ
ｓを介して得られるベース電流が流れることで起動する
ようにされている。

【００３３】スイッチング素子Ｑ1のベースに対して
は、図示するように、［インダクタＬB−共振コンデン
サＣB−駆動巻線ＮB−ベース電流制限抵抗ＲB］の直列
接続回路が接続される。この直列接続回路は、スイッチ
ング素子Ｑ1を自励式により駆動するための自励発振駆
動回路とされる。この場合、自励発振駆動回路内の駆動
巻線ＮBは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に
巻装されることで、一次巻線Ｎ1により励起される。そ
して、自励発振駆動回路としては、インダクタＬB−共
振コンデンサＣB−駆動巻線ＮBとによって、直列共振回
路を形成する。この直列共振回路の共振周波数は、イン
ダクタＬBと駆動巻線ＮBのインダクタンスと、共振コン
デンサＣBのキャパシタンスとによって決定される。

【００３４】この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の一次巻線Ｎ1により励起される駆動巻線ＮBには、ドラ
イブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電
圧は、ベース電流制限抵抗ＲBと直列共振回路（ＬB−Ｃ
B−ＮB）とを介するようにして、ドライブ電流としてス
イッチング素子Ｑ1のベースに出力される。これによ
り、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波
数により決定される固定のスイッチング周波数でスイッ
チング動作を行うことになる。そして、そのコレクタに
得られるスイッチング出力を絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの一次巻線Ｎ1に伝達する。

【００３５】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送す
る。絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図５に示すよう
に、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２
を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア
が備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割
ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれ
ぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に
対しては図のようにギャップＧを形成するようにしてい
る。これによって、所要の結合係数による疎結合が得ら
れるようにしている。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，
ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすること
で形成することが出来る。また、結合係数ｋとしては、
例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにし
ており、その分、飽和状態が得られにくいようにしてい
る。

【００３６】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００３７】つまり、この電源回路は、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路を
備え、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回
路を備えた「複合共振形スイッチングコンバータ」とさ
れるものである。

【００３８】上記のようにして形成される電源回路の二
次側に対しては、二次巻線Ｎ2の巻始め端部に接続され
る二次側整流ダイオードＤO1と平滑コンデンサＣO1とか
らなる半波整流回路が備えられ、これにより、二次巻線
Ｎ2に誘起される交番電圧のほぼ等倍レベルに対応する
二次側直流出力電圧ＥO1を得るようにしている。また、
ここでは、二次巻線Ｎ2に対してタップ出力を設けて、
このタップ出力と二次側アース間に対して、図示するよ
うに、二次側整流ダイオードＤ02と平滑コンデンサＣO2
から成る半波整流回路を接続することで、低圧の二次側
直流出力電圧ＥO2を得るようにしている。この場合、二
次側直流出力電圧ＥO1は、後述する二次側アクティブク
ランプ回路１内のＰＷＭ制御回路部３に対して、定電圧
制御のための検出電圧として入力される。また、二次側
直流出力電圧ＥO2は、ＰＷＭ制御回路部３の動作電源と
しても利用される。

【００３９】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側の動作としては、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2の
極性（巻方向）と整流ダイオードＤO（ＤO1，ＤO2）の
接続関係と、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の極性
変化によって、一次巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1と二次
巻線Ｎ2のインダクタンスＬ2との相互インダクタンスＭ
について、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがある。
例えば、図６（ａ）に示す回路と等価となる場合に相互
インダクタンスは＋Ｍとなり、図６（ｂ）に示す回路と
等価となる場合に相互インダクタンスは−Ｍとなる。こ
れを、図１に示す二次側の動作に対応させてみると、二
次側の半波整流回路では、二次巻線Ｎ2に得られる交番
電圧が正極性のときに二次側整流ダイオードＤO1に整流
電流が流れることから、この動作は＋Ｍの動作モード
（フォワード動作）と見ることができる。

【００４０】そして、この図に示す電源回路の二次側に
対しては、二次側アクティブクランプ回路１が備えられ
る。この二次側アクティブクランプ回路１は、クランプ
回路部２とＰＷＭ制御回路部３とにより形成される。

【００４１】クランプ回路部２は、１石の補助スイッチ
ング素子Ｑ3を備えている。また、この場合には、補助
スイッチング素子Ｑ3にはＭＯＳ−ＦＥＴが採用され
る。また、補助スイッチング素子Ｑ3のドレイン−ソー
ス間には、クランプダイオードＤD3が図示する方向によ
って接続される。そして、補助スイッチング素子Ｑ3の
ドレインは、クランプコンデンサＣCL2を介して、二次
巻線Ｎ2の巻始め端部に対して接続される。

【００４２】つまり、クランプ回路部２は、補助スイッ
チング素子Ｑ3に対してクランプコンデンサＣCL2を直列
に接続した直列接続回路を有し、この直列接続回路を、
二次巻線Ｎ2//二次側並列共振コンデンサＣ2の二次側並
列共振回路に対して、並列に接続して構成される。

【００４３】ＰＷＭ制御回路部３は、補助スイッチング
素子Ｑ3を駆動し、また、負荷変動等による二次側直流
出力電圧の変動に応じて補助スイッチング素子Ｑ3のオ
ン／オフ期間のディーティ比についてＰＷＭ制御を実行
することで、定電圧制御を図る。このＰＷＭ制御回路部
３においては二次側直流出力電圧ＥO1のラインと二次側
アース間に対して分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2が接続される。分圧
抵抗Ｒ1−Ｒ2の接続点は、制御素子Ｑ5の制御端子に対
して接続される。また、制御素子Ｑ5のカソードは、抵
抗Ｒ3を介して低圧二次側直流出力電圧ＥO2のラインに
対して接続され、アノードは二次側アースに接地され
る。また、制御素子Ｑ5のカソードと制御端子間には、
コンデンサＣ10が接続される。

【００４４】そして、制御素子Ｑ5のカソードと抵抗Ｒ3
の接続点に対しては、ＰＮＰトランジスタであるドライ
ブトランジスタＱ4のベースが接続される。ドライブト
ランジスタＱ4のエミッタは、低圧二次側直流出力電圧
ＥO2のラインと接続され、コレクタは抵抗Ｒ4を介して
二次側アースに接続されると共に、クランプ回路２内の
補助スイッチング素子Ｑ3のゲートに対して接続され
る。また、ＰＷＭ制御回路部３を構成するこれらの素子
は、例えば１つのセラミック基板上に対して実装される
ことでモジュール化され、１部品として扱われる。

【００４５】つまり、ＰＷＭ制御回路部３は、制御素子
Ｑ5を備えるシャントレギュレータと、ドライブトラン
ジスタＱ4を備える反転増幅回路とが組み合わされた構
成を採るもので、次のようにして、クランプ回路部２を
駆動する。

【００４６】図２は、上記図１に示した構成の電源回路
における二次側の動作を示す波形図である。この図によ
り、上記した二次側アクティブクランプ回路１の動作に
ついて説明する。なお、この図において、図２（ａ）〜
（ｇ）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで最大負荷電力
２００Ｗ時の動作を示し、図２（ｈ）〜（ｎ）は、交流
入力電圧ＶAC＝１００Ｖで最小負荷電力２０Ｗ時におけ
る、図２（ａ）〜（ｇ）と同一部位の波形を示してい
る。

【００４７】先ず、図２（ａ）〜（ｇ）に示される、最
大負荷電力２００Ｗ時の動作から説明する。ここで、二
次巻線Ｎ2//二次側並列共振コンデンサＣ2の二次側並列
共振回路に得られる二次側並列共振電圧Ｖｏは、図２
（ａ）に示すようにして、二次側整流ダイオードＤO1が
オフとなる期間ＤOFFにおいて負極性方向に緩やかなピ
ークとなる波形が得られ、オンとなる期間ＤONにおいて
二次側直流出力電圧ＥO1のレベルでクランプされる波形
が得られる。そして、これに応じて、二次側整流ダイオ
ードＤO1を流れる整流電流Ｉｏは、期間ＤOFFにおいて
０レベルを維持し、期間ＤONにおいて図示する波形によ
り流れる。

【００４８】そして、二次側直流出力電圧ＥO1として
は、図２（ｃ）に示すようにして、その平均値（＝１３
５Ｖ）をほぼ中心として、期間ＤOFFにおいて平滑コン
デンサＣO1にて放電が行われることでレベルが低下し、
期間ＤONにおいて平滑コンデンサＣO1に対する整流電流
Ｉｏの充電が行われることで、レベルが上昇していくと
いう波形が得られる。これはつまり、二次側並列共振電
圧Ｖｏ（図２（ａ））に対応する周期によるリップル成
分ΔＥｏが重畳した波形となるものである。なお、ここ
では、リップル成分ΔＥｏについては、二次側直流出力
電圧ＥO1の平均値よりも高いレベルを正極性とし、低い
レベルを負極性として扱うものとする。

【００４９】ＰＷＭ制御回路部３では、分圧抵抗Ｒ1−
Ｒ2によって二次側直流出力電圧ＥO1を分圧し、この分
圧された電圧レベルを制御素子Ｑ5の制御端子に対して
印加することになる。そしてこの場合には、図２（ｃ）
に示す二次側直流出力電圧ＥO1の低下を検出し、この期
間（期間ｔ４〜ｔ５→ｔ０〜ｔ１）において動作するよ
うになっている。ここで、二次側直流出力電圧ＥO1が負
極性の領域で低下していく期間ｔ０〜ｔ１において制御
素子Ｑ1が導通するように制御されると、抵抗Ｒ3による
電圧降下によってドライブトランジスタＱ4は導通し
て、コレクタ電流を流すことになる。このコレクタ電流
によっては、図２（ｄ）に示すようにして、期間ｔ０〜
ｔ１において、抵抗Ｒ4の両端に正極性パルスのドライ
ブ電圧ＶGが発生し、このドライブ電圧ＶGによって、補
助スイッチング素子Ｑ3が導通する。これに応じて、期
間期間ｔ０〜ｔ１においては、図２（ｆ）に示す波形に
より、補助スイッチング素子Ｑ3のドレイン−ソース間
において電流ＩQ3が流れる。

【００５０】続く期間ｔ１〜ｔ２においては、リップル
成分ΔＥｏの低下が終了するが、これにより、制御素子
Ｑ5及びドライブトランジスタＱ4はオフ状態に遷移す
る。これに伴って、補助スイッチング素子Ｑ3も非導通
の状態となって、電流ＩQ3は０レベルに変化する。この
０レベルの状態は、時点ｔ5まで継続される。また、期
間ｔ１〜ｔ２においては、クランプコンデンサＣCL2が
放電を行って、その放電電流を二次巻線Ｎ2に対して流
す部分共振モードの動作が得られる。

【００５１】そして、期間ｔ２〜ｔ３までは、二次側直
流出力電圧Ｅｏのリップル成分ΔＥｏが上昇していく期
間となる。そして、期間ｔ３〜ｔ４においてリップル成
分ΔＥｏの上昇が終了すると、この期間において、二次
側並列共振電圧Ｖｏが負極性方向に反転する。これは絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られる
励磁電流の作用による。また、同じ期間ｔ３〜ｔ４にお
いては、二次巻線Ｎ2から二次側並列共振コンデンサＣ2
に共振電流が流れる部分共振モードの動作が得られる。

【００５２】次の期間ｔ４〜ｔ５においては、二次側並
列共振電圧Ｖｏの電圧レベルの絶対値が、クランプコン
デンサＣCL2の初期時（期間ＤON開始時）の電圧レベル
に対して同電位もしくはそれ以上となる。これにより、
補助スイッチング素子Ｑ3に並列接続されるクランプダ
イオードＤD3の導通条件が満たされて導通することで、
クランプダイオードＤD3→クランプコンデンサＣCL2の
経路で、図２（ｇ）に示すようにクランプ電流ＩD3が流
れるようにされる。なお、この期間ｔ４〜ｔ５において
は、前述したＰＷＭ制御回路部３が正極性領域での二次
側直流出力電圧ＥO1のレベルの低下を検出して動作する
ことにより、図２（ｄ）に示すようにして負極性パルス
のドライブ電圧ＶGが得られ、これによっても補助スイ
ッチング素子Ｑ3を導通状態に制御しているが、このと
きには、上述のようにしてクランプ電流ＩD3（図２
（ｇ））が流れていることから、補助スイッチング素子
Ｑ3には電流ＩQ3（図２（ｆ））は流れない。

【００５３】クランプ回路２では、上記のようにして二
次側整流ダイオードＤO1がオフとなる期間ＤOFF内にお
ける期間ｔ４〜ｔ５において、先ず、クランプ電流ＩD3
が流れ、続くとされる期間ｔ０〜ｔ１において、補助ス
イッチング素子Ｑ3が導通して電流ＩQ3を流すという動
作が得られ、従って、補助スイッチング素子Ｑ3のドレ
イン−ソース間電圧Ｖ3としては、図２（ｅ）に示す波
形が得られる。つまり、期間ｔ１〜ｔ２の部分共振モー
ド期間で０レベルから立ち上がり、期間ｔ２〜ｔ３（Ｄ
ON）において正極性の所定レベルでクランプされる。そ
して、期間ｔ３〜期間ｔ４の部分共振モード期間におい
て立ち下がって０レベルとなるものである。

【００５４】また、クランプコンデンサＣCL2のキャパ
シタンスは二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタ
ンスの２５倍以上となるように選定されている。このた
め、この図２の期間ｔ４〜ｔ５においては、大部分の電
流がクランプ電流ＩD3としてクランプコンデンサＣCL2
に対して流れるようにされ、二次側並列共振コンデンサ
Ｃ2に対してはほとんど流れない。これにより、この時
に得られる二次側並列共振電圧Ｖｏの傾きは緩やかとな
るようにされ、結果的には図２（ａ）に示すようにし
て、負極性のピークは抑制されて矩形波状になる。即
ち、二次側並列共振電圧Ｖｏに対するクランプ動作が得
られる。

【００５５】上記図２（ａ）〜（ｇ）に示した各波形
は、最小負荷電力Ｐｏmin２０Ｗ時においては、それぞ
れ図２（ｈ）〜（ｎ）に示すものとなる。ここで、確認
のために述べておくと、一次側の電圧共振形コンバータ
は固定のスイッチング周波数によってスイッチング動作
を行っていることから、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧の周波数（周期）
も、負荷条件の変化に関わらず一定となるものである。

【００５６】軽負荷の条件となると、二次側直流出力電
圧ＥO1としては、図２（ｊ）に示すようにして、リップ
ル成分ΔＥｏの上昇期間（期間ｔ２〜ｔ３）が短くな
り、下降期間（期間ｔ４〜ｔ５→ｔ０〜ｔ１）が長くな
るように変化する。このため、ＰＷＭ制御回路部３が二
次側直流出力電圧ＥO1の下降を検出して動作するのは、
期間ｔ４〜ｔ５→ｔ０〜ｔ１となるが、この期間は、最
大負荷電力時よりも拡大されたものとなる。この場合、
二次側直流出力電圧ＥO1が負極性の領域で低下していく
期間ｔ０〜ｔ１も図示するように拡大されることにな
り、従って、ドライブ電圧ＶG（図２（ｋ））が正極性
パルスとなって電流ＩQ3（図２（ｍ））が流れる期間も
拡大されることになる。また、クランプダイオードＤD3
にクランプ電流ＩD3（図２(ｎ））が流れる期間ｔ４〜
ｔ５も拡大することになる。そして相対的には、ＰＷＭ
制御回路部３が動作しないとされる期間ｔ２〜ｔ３は、
例えば図２（ｊ）のドライブ電圧ＶGが０レベルとなる
期間を見ても分かるように、短縮されるように変化して
いるものである。つまり、本実施の形態では、負荷変動
に応じて、先ずは、１周期内における補助スイッチング
素子Ｑ3の導通角（オン期間）を可変するようにして、
ＰＷＭ制御を行っているものである。

【００５７】そして、上記のようにしてＰＷＭ制御回路
部３がクランプ回路部２を駆動制御する結果、図２
（ｈ）に示す二次側並列共振電圧Ｖｏからも分かるよう
に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に誘
起される電圧としては、負極性の波形のパルス幅が拡大
し、正極性の波形のパルス幅が短くなる。二次側整流ダ
イオードＤO1では、この二次側並列共振電圧Ｖｏをフォ
ワード動作により整流を行うことから、二次側整流ダイ
オードＤO1を流れる整流電流Ｉｏとしては、図２（ｉ）
に示されるようになる。つまり、二次側整流ダイオード
ＤO1が導通してオンとなる期間ＤONは短縮され、一方の
オフとなる期間ＤOFFは拡大することになる。このよう
にして、結果的には整流ダイオードＤO1の導通角が制御
されることで、二次側直流出力電圧の安定化が図られる
ことになる。

【００５８】このようにして本実施の形態では、二次側
アクティブクランプ回路１が動作することによって、二
次側並列共振電圧Ｖｏのピークレベルを抑制すると共
に、クランプ回路部２における導通角制御によって、二
次側整流ダイオードＤO1における導通角も制御して安定
化を図るようにされるものである。

【００５９】このような構成によれば、二次側整流ダイ
オードや二次側並列共振コンデンサＣ2などの部品素子
の低耐圧化を図ることが可能になる。また、一次側のス
イッチング動作制御によって安定化を図る場合のよう
に、定電圧制御系について一次側と二次側を絶縁する必
要は無くなる。

【００６０】このうえで本実施の形態としては、二次側
に備えられる定電圧制御系としては、シャントレギュレ
ータと反転増幅回路という、アナログ回路から成るＰＷ
Ｍ制御回路部３により、直接的に補助スイッチング素子
Ｑ3を駆動するように構成される。これにより、例えば
他励式により補助スイッチング素子を駆動する場合のよ
うに、汎用のＰＷＭ制御用ＩＣを採用する必要は無くな
り、これに伴ってＰＷＭ制御用ＩＣに必要となる各種の
外付け部品を実装する必要もなくなる。また、ＰＷＭ制
御回路部３は、比較的少ないアナログの部品素子によっ
て簡略に構成される。従って、本実施の形態では、特に
二次側の回路構成が簡略化されて回路の実装面積も小さ
くて済むための、回路の小型化が図られるものである。

【００６１】また、本実施の形態の場合、ＰＷＭ制御モ
ジュール３は、１つの基板に部品を実装することでモジ
ュール化されて１部品として扱うことができる。そし
て、このモジュール化にあたっては、制御素子Ｑ5及び
ドライブトランジスタＱ4はセラミック基板上に表面実
装するが、各種抵抗は、プリントによっていわゆる厚膜
抵抗として形成され、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2はいわゆるファ
ンクショントリミングをするようにしている。これによ
り、ＰＷＭ制御モジュール３としては小型な１部品とし
て扱うことが可能になるもので、上記した回路の簡略化
及び小型化は更に促進される。特に、このＰＷＭ制御モ
ジュール３としての基板を垂直方向に実装すれば、基板
実装面積は更に縮小できるものである。

【００６２】更に、例えば汎用のＰＷＭ制御用ＩＣの入
力電力は０．５Ｗであるのに対して、本実施の形態のＰ
ＷＭ制御モジュール３は０．１５Ｗであり、０．３５Ｗ
程度の入力電力の低減が図られ、それだけ、電力変換効
率は向上するものである。

【００６３】図３は、第２の実施の形態としての電源回
路の構成を示している。この図に示される電源回路も、
一次側に電圧共振形コンバータを備え、また、二次側に
は並列共振回路を備えた複合共振形コンバータとしての
基本構成を採る。従って、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔとしては、図５に示した構造を有する。また、二次側
においては、図１の実施の形態とほぼ同様の構成の二次
側アクティブクランプ回路１を備える。なお、この図３
において図１と同一部分には同一符号を付して、ここで
の説明は省略することとする。

【００６４】先ず、ここでは、二次側アクティブクラン
プ回路１内のクランプ回路部２Ａにおいては、ＢＪＴが
採用されている。このようにしてＢＪＴを採用する場合
には、例えば図示するように、ＢＪＴとして２本のＮＰ
Ｎトランジスタである、スイッチング素子Ｑ3A，Ｑ3Bを
備え、これをダーリントン接続するようにされる。ここ
では、スイッチング素子Ｑ3Bのベースをドライブトラン
ジスタＱ4のコレクタと接続して、スイッチング素子Ｑ3
A，Ｑ3Bの各コレクタを接続する。そして、このコレク
タの接続点をクランプコンデンサＣCL2を介して、二次
巻線Ｎ2の巻始め端部に対して接続する。また、スイッ
チング素子Ｑ3Bのエミッタは、スイッチング素子Ｑ3Aの
ベースと接続される。スイッチング素子Ｑ3Aのエミッタ
は二次側アースに接続される。そして、この場合には、
クランプダイオードＤD3については、出力側であるスイ
ッチング素子Ｑ3Aのベース−エミッタ間に対して挿入す
るようにされる。ここでは。クランプダイオードＤD3の
アノード側をベースに対して接続し、カソード側をエミ
ッタに対して接続している。この接続形態では、クラン
プダイオードＤD3を流れるクランプ電流は、スイッチン
グ素子Ｑ3Aのベース−コレクタのＰＮ接合を介してクラ
ンプコンデンサＣCL2に対して流されるようになってい
る。このような二次側アクティブクランプ回路１の構成
によっても、二次側の動作としては、図２に示したのと
同様の動作が得られる。

【００６５】また、図３に示す電源回路の一次側の全体
構成としては、先ず、メインとなるメインスイッチング
素子Ｑ1を備え、基本的にはシングルエンド方式として
のスイッチング動作を他励式により行う電圧共振形コン
バータが設けられる。また、これに加えて、後述するよ
うにして、並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並
列共振電圧Ｖ1をクランプするための一次側アクティブ
クランプ回路３０が備えられる。この一次側アクティブ
クランプ回路３０には、補助スイッチング素子Ｑ2が備
えられる。そして、上記メインスイッチング素子Ｑ1及
び補助スイッチング素子Ｑ2のそれぞれについてスイッ
チング駆動するための一次側スイッチング駆動部１０が
備えられる。なお、この場合、メインスイッチング素子
Ｑ1及び補助スイッチング素子Ｑ2には、共にＭＯＳ−Ｆ
ＥＴが使用される。

【００６６】メインスイッチング素子Ｑ1のドレイン
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を介
して平滑コンデンサＣｉの正極と接続され、ソースは一
次側アースに接続される。

【００６７】また、メインスイッチング素子Ｑ1のドレ
イン−ソース間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャ
パシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻
線Ｎ1に得られるリーケージインダクタンスとによって
一次側並列共振回路を形成する。そして、スイッチング
素子Ｑ1のスイッチング動作に応じて、この並列共振回
路による共振動作が得られることで、スイッチング素子
Ｑ1のスイッチング動作としては電圧共振形となる。

【００６８】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−
ソース間に対しては、いわゆるボディダイオードによる
クランプダイオードＤDが並列に接続されていること
で、スイッチング素子がオフとなる期間に流れるクラン
プ電流の経路を形成する。

【００６９】この場合、一次側アクティブクランプ回路
３０は、補助スイッチング素子Ｑ2，クランプコンデン
サＣCL1，クランプダイオードＤD2を備えて形成され
る。補助スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に
対してはクランプダイオードＤD2が並列に接続される。
ここでは、クランプダイオードＤD2のアノードがソース
に対して接続され、カソードがドレインに対して接続さ
れる。また、補助スイッチング素子Ｑ2のドレインはク
ランプコンデンサＣCL1を介して、整流平滑電圧Ｅｉの
ラインと一次巻線Ｎ1の巻始め端部との接続点に対して
接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のソース
は一次巻線Ｎ1の巻終わり端部に対して接続される。つ
まり、本実施の形態の一次側アクティブクランプ回路３
０としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2／／クラン
プダイオードＤD2の並列接続回路に対して、クランプコ
ンデンサＣCL1を直列に接続して成るものとされる。そ
して、このようにして形成される回路を絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して並列に接続して
構成されるものである。メインスイッチング素子Ｑ1と
補助スイッチング素子Ｑ2とでは、後述するようにして
同一のスイッチング周波数で同期してスイッチングを行
うが、スイッチング周期内におけるオン／オフタイミン
グは互いに異なるようにされる。

【００７０】本実施の形態としての一次側スイッチング
駆動部１０は、図示するように、発振回路１１，第１ド
ライブ回路１２、レベルシフト回路１３、第２ドライブ
回路１４を備えてなる。

【００７１】発振回路１１は、この場合には例えば１０
０ＫＨｚで固定の発振信号として、メインスイッチング
素子Ｑ1のオン／オフタイミングに対応した波形の発振
信号を第１ドライブ回路１２に対して出力し、補助スイ
ッチング素子Ｑ2のオン／オフタイミングに対応した波
形の発振信号をレベルシフト回路１３に対して出力す
る。

【００７２】第１ドライブ回路１２では、発振回路１１
から入力された信号を電圧信号に変換して、ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴであるメインスイッチング素子Ｑ1を駆動するため
のスイッチング駆動信号を生成し、メインスイッチング
素子Ｑ1のゲート端子に印加する。このスイッチング駆
動信号に応じて、メインスイッチング素子Ｑ1はスイッ
チング動作を行うことになる。

【００７３】また、レベルシフト回路１３では、入力さ
れた信号についてスイッチング素子Ｑ2を駆動するのに
適当とされるレベルにまでシフトして、オン／オフタイ
ミングに対応した波形の信号を得る。そして、この信号
を第２ドライブ回路１４に対して供給する。第２ドライ
ブ回路１４では、入力された信号を電圧変換して補助ス
イッチング素子Ｑ2のためのスイッチング駆動信号を生
成し、ＭＯＳ−ＦＥＴである補助スイッチング素子Ｑ2
のゲート端子に対して印加する。これにより、補助スイ
ッチング素子Ｑ2が所要のオン／オフタイミングで以て
スイッチング動作を行うようにされる。なお、上記構成
による本実施の形態の一次側スイッチング駆動部１０と
しては、１つのＩＣとして構成されるものとされる。ま
た、二次側の構成及びその動作は、先の第１の実施の形
態に対応する図１及び図２による説明と同様となる。

【００７４】図４の波形図は、上記図１に示した回路の
動作として、主として一次側のスイッチング動作を示し
ている。つまり、一次側アクティブクランプ回路３０が
設けられた電圧共振形コンバータとしての動作が示され
ているものである。この図４に示される動作は、図１に
示す回路についてＡＣ１００Ｖ系に対応する構成とした
場合に得られるものとされ、交流入力電圧ＶAC＝１００
Ｖ、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗとされる条件での
各部の動作が示されている。

【００７５】この図では、メインスイッチング素子Ｑ
1，補助スイッチング素子Ｑ2の各ゲートに対して印加さ
れるスイッチング駆動信号は、それぞれ図４（ｂ）
（ｅ）に示すゲート電圧ＶG1，ＶG2が相当する。ゲート
電圧ＶG1，ＶG2は、この最大負荷電力Ｐｏmax＝２００
Ｗ時においては、それぞれ図４（ｂ）（ｅ）に示すよう
にして、そのオン／オフ期間が設定されている。これに
より、図４（ａ）（ｄ）のスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2の
各両端電圧Ｖ1、Ｖ3としても示されるように、スイッチ
ング素子Ｑ1、Ｑ2は、例えばスイッチング周波数１００
ＫＨｚで固定とされ、かつ、ほぼ５０％のデューティに
よってオン／オフを行う。

【００７６】ここで図４においては、１スイッチング周
期内の動作モードについて、モード〜までの５段階
の動作モードが示される。ゲート電圧ＶG1によってメイ
ンスイッチング素子Ｑ1がオンとなるように制御される
のは、図４（ｃ）に示すスイッチング出力電流ＩQ1が流
れる期間ｔon2においてであり、この期間ｔon2において
はモードとしての動作が得られる。なお、補助スイッ
チング素子Ｑ2は、この期間ｔon2においては０レベルの
ゲート電圧ＶG2によってオフ状態にあるように制御され
る。

【００７７】モード（期間ｔon2）においては、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるリ
ーケージインダクタンスＬ1を介して上記スイッチング
出力電流ＩQ1が流れる動作が得られる。このときのスイ
ッチング出力電流ＩQ1としては、図４（ｃ）の期間ｔon
2に示すように、負の方向から正の方向に反転する波形
となる。ここで、スイッチング出力電流ＩQ1が負の方向
に流れる期間は、直前の期間ｔｄ２の終了を以て並列共
振コンデンサＣｒにおける放電が終了することでクラン
プダイオードＤD1が導通し、クランプダイオードＤD1→
一次巻線Ｎ1を介してスイッチング出力電流ＩQ1を流す
ことで、電源側に電力を回生するモードとなる。そし
て、スイッチング出力電流ＩQ1（図４（ｃ））が負の方
向から正の方向に反転するタイミングにおいては、図４
（ｂ）に示すゲート電圧ＶG1がＨレベルに立ち上がるよ
うに制御されていることで、このタイミングで、メイン
スイッチング素子Ｑ1は、ＺＶＳ(Zero Volt Switching)
及びＺＣＳ(Zero Current Switching)によりターンオン
する。

【００７８】そして、次の期間ｔｄ１においては、モー
ドとしての動作となる。この期間では、メインスイッ
チング素子Ｑ1がターンオフすることで、一次巻線Ｎ1に
流れていた電流は、並列共振コンデンサＣｒに流れるこ
とになる。これにより、図４（ｄ）の電流Ｉｃｒとして
は、図示するように正極性によりパルス的に現れる波形
を示す。これは部分共振モードとしての動作とされる。
また、このときには、メインスイッチング素子Ｑ1に対
して並列に並列共振コンデンサＣｒが接続されているこ
とで、メインスイッチング素子Ｑ1はＺＶＳによりター
ンオフされるものである。

【００７９】続いては、補助スイッチング素子Ｑ2がオ
ン状態となるように制御されると共に、メインスイッチ
ング素子Ｑ1がオフ状態にあるように制御される期間と
なり、これは、図４（ｅ）に示すゲート電圧ＶG2がＨレ
ベルとなる期間ＴON2に相当する。この期間ＴON2は、ア
クティブクランプ回路の動作期間であり、先ずモード
としての動作を行った後にモードとしての動作を行う
ようにされる。

【００８０】先のモードの動作では、一次巻線Ｎ1か
ら流れる電流Ｉｃｒによって並列共振コンデンサＣｒへ
の充電が行われるが、これによりモードの動作として
は、一次巻線Ｎ1に得られている電圧が、クランプコン
デンサＣCL1の初期時（期間ＴON2開始時）電圧レベルに
対して同電位もしくはそれ以上となる。これにより、補
助スイッチング素子Ｑ2に並列接続されるクランプダイ
オードＤD2の導通条件が満たされて導通することで、ク
ランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCL1の経
路で電流が流れるようにされ、クランプ電流ＩQ2として
は、図４（ｇ）の期間ＴON2開始時以降において、負方
向から時間経過に従って０レベルに近づく鋸歯状波形が
得られることになる。ここで、クランプコンデンサＣCL
1のキャパシタンスは並列共振コンデンサＣｒのキャパ
シタンスの２５倍以上となるように選定されている。こ
のため、このモードとしての動作によっては、大部分
の電流がクランプ電流ＩQ2としてクランプコンデンサＣ
CL1に対して流れるようにされ、並列共振コンデンサＣ
ｒに対してはほとんど流れない。これにより、この期間
ＴON2時にメインスイッチング素子Ｑ1にかかる並列共振
電圧Ｖ1の傾きは緩やかとなるようにされ、結果的には
図４（ａ）に示すようにして、２７０Ｖｐにまで抑制さ
れてその導通角は広がることになる。即ち、並列共振電
圧Ｖ1に対するクランプ動作が得られる。これに対し
て、例えば図４（ａ）において破線により示す、一次側
アクティブクランプ回路３０を備えないとした回路にお
いて得られる並列共振電圧Ｖ1は、５５０Ｖｐのレベル
を有するパルス波形となるものである。

【００８１】そして、期間ＴON2において上記モード
が終了すると引き続いてモードとしての動作に移行す
る。このモード開始時は、図４（ｇ）に示すクランプ
電流ＩQ2が負の方向から正方向に反転するタイミングと
される。このタイミングでは、図４（ｅ）に示すように
Ｈレベルのゲート電圧ＶG2が出力されている状態にある
ことから、補助スイッチング素子Ｑ2は、このクランプ
電流ＩQ2が負の方向から正方向に反転するタイミング
で、ＺＶＳ及びＺＣＳによりターンオンする。このよう
にして補助スイッチング素子Ｑ2がオンとなる状態で
は、このときに得られる一次側並列共振回路の共振作用
によって、補助スイッチング素子Ｑ2に対しては、一次
巻線Ｎ1→クランプコンデンサＣCL1を介して、正方向に
増加していくクランプ電流ＩQ2が図４（ｇ）に示すよう
にして流れる。

【００８２】上記モードの動作は、期間ＴON2におけ
るＨレベルのゲート電圧ＶG2がＬレベルに立ち下がるタ
イミングを以て終了するようにされ、続いては、期間ｔ
ｄ２におけるモードとしての動作に移行する。モード
では、並列共振コンデンサＣｒが一次巻線Ｎ1に対し
て電流Ｉｃｒを流すようにして放電を行う動作が得られ
る。つまり部分共振動作が得られる。このときにメイン
スイッチング素子Ｑ1にかかる並列共振電圧Ｖ1は、上述
もしたように並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンス
が小さいことに因って、その傾きが大きいものとなり、
図４（ａ）に示すようにして、急速に０レベルに向かっ
て下降するようにして立ち下がっていく。そして、補助
スイッチング素子Ｑ2は、上記モードが終了してモー
ドが開始されるタイミングでターンオフを開始する
が、このときには、上記したようにして並列共振電圧Ｖ
1が或る傾きを有して立ち下がることで、ＺＶＳによる
ターンオフ動作となる。また、補助スイッチング素子Ｑ
2がターンオフすることによって発生する電圧は、上記
したようにして並列共振コンデンサＣｒが放電を行うこ
とで、急峻には立ち上がらないようにされる。この動作
は、例えば図４（ｆ）のスイッチング出力電圧Ｖ2とし
て示されるように、期間ｔｄ２（モード時）を以て、
或る傾きを有して０レベルからピークレベルに遷移する
波形として示されている。なお、このスイッチング出力
電圧Ｖ2としては、補助スイッチング素子Ｑ2がオフとさ
れる期間ＴOFF2において２４０Ｖｐを有すると共に、こ
の期間ＴOFF2の開始期間である期間ｔｄ１（モード
時）を以て２４０Ｖｐから０レベルに遷移し、終了期間
である期間ｔｄ２（モード時）を以て、上述のように
０レベルから２４０Ｖｐに遷移する波形となる。そし
て、以降は、１スイッチング周期ごとにモード〜の
動作が繰り返される。

【００８３】このような構成によっては、一次側におい
ても、アクティブクランプ回路が備えられることで、一
次側並列共振電圧Ｖ1のレベルが抑制されることで、例
えば一次側に備えられるメインスイッチング素子Ｑ1、
補助スイッチング素子Ｑ2及び一次側並列共振コンデン
サＣｒなどの低耐圧化を図ることができる。更には、二
次側の構成としては、図１と同様とされることで、アク
ティブクランプ回路を備える二次側回路の簡略化を図る
ことが可能になる。

【００８４】なお、本発明の実施の形態として各図に示
した構成に限定されるものではない。例えば、上記各実
施の形態における一次側の電圧共振形コンバータの構成
として、第１の実施の形態では自励式とされ、第２の実
施の形態では他励式とされているが、これは、本発明と
しては、一次側の電圧共振形コンバータの構成としては
特に限定されないことを意味する。従って、例えば第１
の実施の形態の二次側の構成に対して他励式の一次側電
圧共振形コンバータを備えてもよいものである。また、
メインとなるスイッチング素子と補助スイッチング素子
とについては、ＭＯＳ−ＦＥＴ、ＢＪＴ等を採用するも
のとしているが、ほかにも例えばＩＧＢＴ(Insulated G
ate Bipolar Transistor)、ＳＩＴ（静電誘導サイリス
タ）などの他の素子を採用することも考えられるもので
ある。また、メインスイッチング素子を他励式もしくは
自励式により駆動するためのスイッチング駆動部の構成
も各図に示したものに限定される必要はなく、適宜適切
とされる回路構成に変更されて構わない。また、二次側
共振回路を含んで形成される二次側の整流回路として
も、実施の形態としての各図に示した構成に限定される
ものではなく、他の回路構成が採用されて構わないもの
である。

【００８５】

【発明の効果】以上説明したように本発明のスイッチン
グ電源回路は、一次側に電圧共振形コンバータ、又は一
次側アクティブクランプ回路を設けた電圧共振形コンバ
ータが備えられる。また、二次側には並列共振回路を備
えることで、複合共振形スイッチングコンバータとして
構成される。そして、一次側の電圧共振形コンバータは
スイッチング周波数固定でスイッチング駆動させる。そ
して二次側に対しては、二次側アクティブクランプ回路
を設ける。この二次側アクティブクランプ回路は、二次
側直流出力電圧レベルに応じて１スイッチング周期内の
導通角が制御されるようになっており、これによって二
次側出力の安定化を図り、また、二次側に生じる交番電
圧レベルを抑制する。また、二次側アクティブクランプ
回路を備えた電源回路では、負荷短絡時でもスイッチン
グ周波数は低下することなく一定となるようにされ、二
次側の補助スイッチング素子は安定したＺＶＳ、ＺＣＳ
によりスイッチング動作を行うようにされる。このた
め、過電流又は過電圧保護回路は不要となる。

【００８６】そして、本発明としては、二次側のアクテ
ィブクランプ回路の駆動制御のための回路系を、シャン
トレギュレータと、増幅素子を備えた反転増幅回路とか
ら成るＰＷＭ制御回路系によって駆動するように構成す
る。つまり、アナログの制御回路によってアクティブク
ランプ回路を直接的に駆動制御して安定化を図るように
される。これによって、例えば他励式による場合のよう
に、汎用のＰＷＭ制御ＩＣを採用した場合と比較して、
回路構成を簡略化して部品点数を削減することが可能と
なるために、回路の小型化を促進することが可能にな
る。また、定電圧制御回路系の入力電力も低減されるた
めに、電力変換効率も向上する。また、例えば汎用のＰ
ＷＭ制御ＩＣでは、過電圧保護回路や過電流保護回路が
既に内蔵されているために、この機能は無駄となって、
コスト的に不利であったが、本発明の構成によって自励
式により制御を行うことで、この汎用のＰＷＭ制御ＩＣ
の無駄な機能も省くことができるために、それだけコス
ト的に有利となるものである。そして、このようなアナ
ログの定電圧制御回路系として例えば１つの基板に対し
て実装されてモジュール化されることから、上記した回
路の小型化は一層促進されることになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図である。

【図２】本実施の形態の電源回路の二次側の動作を示す
波形図である。

【図３】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成を示す回路図である。

【図４】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の一次側の動作を示す波形図である。

【図５】絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図で
ある。

【図６】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動
作を示す等価回路図である。

【図７】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
例を示す回路図である。

【図８】先行技術としてのスイッチング電源回路の他の
構成例を示す回路図である。

【図９】図７及び図８に示す電源回路の要部の動作を示
す波形図である。

【符号の説明】

１ 二次側アクティブクランプ回路、２，２Ａ クラン
プ回路部、３ ＰＷＭ制御回路部、１０ 一次側スイッ
チング駆動部、１１ 発振回路、１２ 第１ドライブ回
路、１３ レベルシフト回路、１４ 第２ドライブ回
路、３０ 一次側アクティブクランプ回路、Ｑ1 （メ
イン）スイッチング素子、Ｑ2，Ｑ3，Ｑ3A，Ｑ3B 補助
スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、
Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共
振コンデンサ、ＤO1 二次側整流ダイオード、Ｑ4 ド
ライブトランジスタ、Ｑ5 制御素子

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力された直流入力電圧を、固定のスイ
   ッチング周波数によりスイッチングして出力するための
   スイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段
   と、 上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
   並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
   並列共振コンデンサと、 一次側と二次側とについて疎結合とされる所要の結合係
   数が得られるようにギャップが形成され、一次側に得ら
   れる上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶
   縁コンバータトランスと、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側
   並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される
   二次側並列共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
   電圧を入力して整流動作を行うことで二次側直流出力電
   圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、 上記二次側並列共振コンデンサに対して並列に接続され
   る、クランプコンデンサと二次側補助スイッチング素子
   とによる直列接続回路を備え、上記二次側並列共振回路
   に得られる交番電圧レベルをクランプするように設けら
   れる二次側アクティブクランプ手段と、 上記二次側アクティブクランプ手段を駆動制御して上記
   二次側直流出力電圧について定電圧制御を行うようにさ
   れる駆動手段と、を備え、 上記駆動手段は、 入力される上記二次側直流出力電圧のレベルを検出し
   て、この二次側直流出力電圧のリップル成分が低下して
   いく期間内において動作するようにされたシャントレギ
   ュレータ回路と、 上記シャントレギュレータ回路の出力に応じて導通制御
   される増幅素子を備え、この増幅素子の増幅出力により
   上記二次側補助スイッチング素子を導通制御する増幅回
   路と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】 入力された直流入力電圧を、固定のスイ
   ッチング周波数によりスイッチングして出力するための
   スイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段
   と、 上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
   並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
   並列共振コンデンサと、 一次側と二次側とについて疎結合とされる所要の結合係
   数が得られるようにギャップが形成され、一次側に得ら
   れる上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶
   縁コンバータトランスと、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側
   並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される
   二次側並列共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
   電圧を入力して整流動作を行うことで二次側直流出力電
   圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、 上記メインスイッチング素子のオン／オフタイミングに
   同期した所定のオン／オフタイミングを有するようにし
   てスイッチングを行う一次側補助スイッチング素子を備
   えることで、上記一次側並列共振コンデンサの両端に発
   生する一次側並列共振電圧をクランプするように設けら
   れる一次側アクティブクランプ手段と、 上記二次側並列共振コンデンサに対して並列に接続され
   る、クランプコンデンサと二次側補助スイッチング素子
   とによる直列接続回路を備え、上記二次側並列共振回路
   に得られる交番電圧レベルをクランプするように設けら
   れる二次側アクティブクランプ手段と、 上記二次側アクティブクランプ手段を駆動制御して上記
   二次側直流出力電圧について定電圧制御を行うようにさ
   れる駆動手段と、を備え、 上記駆動手段は、 入力される上記二次側直流出力電圧のレベルを検出し
   て、この二次側直流出力電圧のリップル成分が低下して
   いく期間内において動作するようにされたシャントレギ
   ュレータ回路と、 上記シャントレギュレータ回路の出力に応じて導通制御
   される増幅素子を備え、この増幅素子の増幅出力により
   上記二次側補助スイッチング素子を導通制御する増幅回
   路と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
3. 【請求項３】 上記駆動手段は、 １基板によりモジュール化されていることを特徴とする
   請求項１又は請求項２に記載のスイッチング電源回路。