JP2002153060A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 交流入力電圧低下時のレギュレーション範囲
の拡大 【解決手段】 複合共振形スイッチングコンバータにお
いて、二次側には、二次側並列共振回路に得られる電圧
レベルを抑制するためのアクティブクランプ手段を備
え、二次側直流出力電圧の定電圧制御は、二次側直流出
力電圧のレベルに応じて、補助メインスイッチング素子
の導通角を制御することで行なう。そしてクランプ動作
停止制御手段により、交流入力電圧の低下時に補助スイ
ッチング素子のスイッチング動作を停止させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、一次側が
一石構成の電圧共振形コンバータ、二次側が半波整流方
式電圧共振回路を組み合わせた複合共振形コンバータに
おいて、二次側にアクティブクランプ回路を設け、この
アクティブクランプ回路のスイッチング素子の導通角を
制御することで、直流出力電圧を安定化する技術を、本
出願人は先に提案している。

【０００３】図５の回路図は、先に本出願人が提案した
発明に基づいて構成することのできる、先行技術として
のスイッチング電源回路の一例を示している。この図に
示す電源回路においては、先ず、商用交流電源（交流入
力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流
平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデ
ンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電
圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生
成するようにされる。

【０００４】この電源回路の一次側には、１石のスイッ
チング素子Ｑ1によりシングルエンド動作を行う電圧共
振形コンバータ回路として、自励式の構成が示される。
この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポ
ーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採
用されている。スイッチング素子Ｑ1のベースは、起動
抵抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅ
ｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流を整流
平滑ラインから得るようにしている。

【０００５】また、スイッチング素子Ｑ1のベースと一
次側アース間には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一
次側に巻数１Ｔ（ターン）で施されたドライブ巻線ＮB
と、インダクタＬB−共振コンデンサＣB−ベース電流制
限抵抗ＲBの直列回路よりなる自励発振駆動用の直列共
振回路が接続される。この自励発振回路によってスイッ
チング素子Ｑ１をオン／オフするスイッチング周波数ｆ
ｓが生成される。例えば直列共振回路によりスイッチン
グ周波数ｆｓ＝６６ＫＨｚとされる。

【０００６】また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平
滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入され
るクランプダイオードＤD1により、スイッチング素子Ｑ
1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するよう
にされており、また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一
端と接続され、エミッタは接地される。

【０００７】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。そしてこの場合にも、並列共振
コンデンサＣｒ自身のキャパシタンスと、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダ
クタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並
列共振回路を形成する。

【０００８】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送す
る。絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えばフェライ
ト材によるＥ型コアを互いの磁脚が対向するように組み
合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの中央
磁脚に対して、分割ボビンを利用して一次巻線Ｎ1と、
二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装している。
そして、中央磁脚に対してはギャップを形成するように
し、これによって、所要の結合係数による疎結合が得ら
れるようにしている。

【０００９】絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ1の一端はスイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続さ
れ、他端は平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅ
ｉ）と接続されている。従って、一次巻線Ｎ1に対して
は、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が供給さ
れることで、スイッチング周波数に対応する周期の交番
電圧が発生する。

【００１０】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対して、二次
側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されることで、
二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスＬ２と二次側
並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並
列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二
次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となり、従
って、二次側においては電圧共振動作が得られることと
なる。即ち、この電源回路は、一次側にはスイッチング
動作を電圧共振形とするための並列共振回路を備え、二
次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路を備え
た「複合共振形スイッチングコンバータ」の構成を採
る。

【００１１】上記のようにして形成される電源回路の二
次側に対しては、二次巻線Ｎ2に接続される二次側整流
ダイオードＤO1と平滑コンデンサＣO1とからなる半波整
流回路が備えられ、これにより、二次巻線Ｎ2に誘起さ
れる交番電圧のほぼ等倍レベルに対応する二次側直流出
力電圧ＥO1を得るようにしている。またこの場合、二次
巻線Ｎ2に対しては中間タップが設けられ、二次巻線Ｎ2
のタップ出力ラインと二次側アース間の巻線に対して、
図示するようにして、整流ダイオードＤO2及び平滑コン
デンサＣO2から成る半波整流回路が接続されることで、
二次側直流出力電圧ＥO2を生成して出力する。

【００１２】また、この電源回路においては、二次側に
アクティブクランプ回路が備えられる。即ち二次側アク
ティブクランプ回路として、ＭＯＳ−ＦＥＴの補助スイ
ッチング素子Ｑ２，クランプコンデンサＣ３，クランプ
ダイオードＤD2を備える。また、補助スイッチング素子
Ｑ２を駆動するための駆動回路系として、ドライブ巻線
Ｎｇ1，コンデンサＣｇ1，抵抗Ｒｇ1を備えて成る。

【００１３】補助スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソ
ース間に対してはクランプダイオードＤD2が並列に接続
される。その接続形態としては、クランプダイオードＤ
D2のアノードがソースに対して接続され、カソードがド
レインに対して接続されるようになっている。また、補
助スイッチング素子Ｑ２のドレインはクランプコンデン
サＣ３を介して、二次巻線Ｎ2のタップ出力ラインと整
流ダイオードＤO2のアノードとの接続点に対して接続さ
れる。また、補助スイッチング素子Ｑ2のソースは二次
側アースに対して接続される。従って、二次側アクティ
ブクランプ回路としては、上記補助スイッチング素子Ｑ
２、クランプダイオードＤD2の並列接続回路に対して、
クランプコンデンサＣ３を直列に接続して成るものとさ
れる。そして、このようにして形成される回路を、二次
巻線Ｎ２に対して、更に並列に接続して構成されるもの
である。

【００１４】また、補助スイッチング素子Ｑ２の駆動回
路系としては、図示するように、補助スイッチング素子
Ｑ２のゲートに対して、コンデンサＣｇ1−抵抗Ｒｇ1−
ドライブ巻線Ｎｇ1の直列接続回路が接続される。この
直列接続回路は補助スイッチング素子Ｑ２のための自励
式駆動回路を形成する。即ちこの自励式駆動回路からの
信号電圧ＶGSがスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加さ
れスイッチング動作が行われる。この場合のドライブ巻
線Ｎｇ1は、二次巻線Ｎ2の巻始め端部側に形成されてお
り、この場合の巻数としては例えば１Ｔ（ターン）とし
ている。これにより、ドライブ巻線Ｎｇ1には、一次巻
線Ｎ1に得られる交番電圧により励起された電圧が発生
する。また、この場合には、その巻方向の関係から、二
次巻線Ｎ2とドライブ巻線Ｎｇ1とは逆極性の電圧が得ら
れる。

【００１５】また本例においては、二次側に備えられる
制御回路１によって、補助スイッチング素子Ｑ２のスイ
ッチング動作がＰＷＭ制御されるようになっている。即
ち二次側直流出力電圧ＥO1、Ｅ02は、誤差増幅器の制御
回路１に供給され、制御回路１がそれに応じた直流制御
電圧を補助スイッチング素子Ｑ２のゲートに印加するこ
とで、補助スイッチング素子Ｑ２の導通角が制御され
る。これによって交流入力電圧ＶACや負荷電力Ｐｏの変
動に対する直流出力電圧の定電圧化が行われる。例えば
直流出力電圧Ｅ01＝１３５Ｖに定電圧化する。

【００１６】このような回路構成において、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴは、ＥＥ−４０、ギャップ＝１ｍｍ
とされ、一次巻線Ｎ１＝５０Ｔ、二次巻線Ｎ２＝５５
Ｔ、ドライブ巻線ＮB＝Ｎｇ１＝１Ｔとされる。また、
起動抵抗Ｒｓ＝３３０ＫΩ、抵抗ＲB＝１Ω、コンデン
サＣB＝０．３３μＦ、インダクタＬB＝１０μＨ、共振
コンデンサＣｒ＝０．０１２μＦ、抵抗Ｒｇ１＝１０
Ω、共振コンデンサＣ２＝０．０１２μＦ、クランプコ
ンデンサＣ３＝０．４７μＦとし、スイッチング周波数
ｆｓは６６ＫＨｚである。

【００１７】図６は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷
電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の各部の動作波形を示している。
また図７は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで無負荷時の
各部の動作波形を示している。これらの図から負荷電力
Ｐｏの変動に応じて補助スイッチング素子Ｑ２の導通角
（ＴON期間）が制御されることがわかる。

【００１８】また図９は負荷電力Ｐｏの変動に対する導
通角（ＴON）及びＡＣ／ＤＣ電力変換効率ηAC/DCの特
性を示しており、図１０は交流入力電圧ＶACの変動に対
する導通角（ＴON）及びＡＣ／ＤＣ電力変換効率ηAC/D
Cの特性を示している。各図からわかるように、負荷電
力Ｐｏ及び交流入力電圧ＶACの変動に対して補助スイッ
チング素子Ｑ２の導通角（ＴON）が、４．６μｓ〜１３
μｓまで制御されている。またＡＣ／ＤＣ電力変換効率
（ηAC/DC）は、負荷電力Ｐｏの低下や交流入力電圧ＶA
Cの上昇に伴って導通角（ＴON）が長くなると、補助ス
イッチング素子Ｑ２の導通損が増加することによって低
下することとなる。

【００１９】またメインスイッチング素子Ｑ１の両端に
発生する一次側電圧共振パルス電圧Ｖ１は、交流入力電
圧ＶAC＝９０Ｖ〜１４４Ｖの範囲で、５３０Ｖ〜８５０
Ｖとなるため、メインスイッチング素子Ｑ１は９００Ｖ
耐圧が必要である。また二次側のクランプ電圧Ｖ２は１
６０Ｖ〜３５０Ｖであり、補助スイッチング素子Ｑ２と
しては４００Ｖ耐圧品が必要である。また、無負荷時に
はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２には、図７に電流ＩＱ
１、ＩＣ３として示すように、鋸歯状波形の電流が流れ
ており、これらの大電流が絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２、及び各スイッチング
素子Ｑ１、Ｑ２に流れるため、無効電力が大きく、この
ときの入力電力は１３．５Ｗとなる。

【００２０】また、二次側のアクティブクランプ回路の
補助スイッチング素子Ｑ２は、二次巻線Ｎ２のドライブ
巻線Ｎｇ１から、電圧Ｖ２のパルス電圧と相似であるド
ライブ電圧が、抵抗Ｒｇ１、コンデンサＣｇ１を介して
ゲート電極に印加される。このため補助スイッチング素
子Ｑ２は常時スイッチング動作を繰り返している。従っ
て負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗで、交流入力電圧ＶACが低下
して例えば９０Ｖとなった場合は、各部の動作波形は図
８に示すようになり、即ち補助スイッチング素子Ｑ２の
スイッチング動作によるアクティブクランプ動作によっ
て、電圧Ｖ２のパルス幅が広くなる。このためスイッチ
ング素子Ｑ１の導通角が短くなり、電流ＩQ1のピーク電
流が増加する。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】以上の図５の電源回路
のような構成、つまり複合共振形コンバータの二次側の
アクティブクランプ回路において、補助スイッチング素
子Ｑ２のスイッチング周波数は一定とし、導通角を制御
することで直流出力電圧Ｅｏの安定化を行う構成におけ
る問題点は、上記説明から理解されるように次のように
なる。

【００２２】・負荷電力Ｐｏの低下や交流入力電圧ＶAC
の上昇に伴って、２次側補助スイッチ素子Ｑ２の導通時
間が長くなり、電力損失が増加して効率が低下する。 ・１次側スイッチング素子Ｑ１に発生する電圧共振パル
ス電圧Ｖ１のピーク値は交流入力電圧ＶACに比例して上
昇するため、スイッチング素子Ｑ１はＡＣ１００Ｖ系で
は９００Ｖ耐圧、ＡＣ２００系では１８００Ｖ耐圧の素
子となり、高価なものが必要となる。 ・無負荷時には無効電力が多く、また重負荷時よりも電
圧共振パルス電圧Ｖ１は高くなり、補助スイッチング素
子Ｑ２には放熱板が必要となる。 ・アクティブクランプ用の補助スイッチング素子Ｑ２は
交流入力電圧ＶACが７０Ｖ以上では常時ドライブ巻線Ｎ
ｇ１からのパルス電圧でスイッチング動作を繰り返して
おり、２次側のクランプ電圧Ｖ２のパルス幅は大きいた
めに、最大負荷電力時に交流入力電圧が９０Ｖに低下す
ると制御不能となり、制御範囲を外れてしまう。

【００２３】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよ
うに構成する。即ち、交流入力電圧を整流平滑して直流
入力電圧を得る整流平滑手段と、上記直流入力電圧をス
イッチングして出力するためのメインスイッチング素子
を備えて形成されるスイッチング手段と、上記メインス
イッチング素子を固定のスイッチング周波数でスイッチ
ング駆動させるスイッチング駆動手段と、上記スイッチ
ング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路
が形成されるようにして備えられる一次側並列共振コン
デンサと、一次側と二次側とについて疎結合とされる所
要の結合係数が得られるようにされ、一次側に得られる
上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コ
ンバータトランスと、上記絶縁コンバータトランスに巻
装した二次巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並
列に接続することで形成される二次側並列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次巻線に得ら
れる交番電圧を入力して整流動作を行うことで二次側直
流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手
段と、上記二次側巻線に対して並列に接続され、クラン
プコンデンサと補助スイッチング素子とによる直列接続
回路を備えることで、二次側巻線に発生する電圧をクラ
ンプするように設けられるアクティブクランプ手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記補助ス
イッチング素子の導通角制御を実行することで、上記二
次側直流出力電圧についての定電圧制御を行うようにさ
れる定電圧制御手段と、交流入力電圧の低下時に上記補
助スイッチング素子のスイッチング動作を停止させるク
ランプ動作停止制御手段と、を備えてスイッチング電源
回路を構成する。

【００２４】上記構成によると、一次側においては電圧
共振形コンバータを形成するための一次側共振回路を備
え、二次側には、二次巻線及び二次側並列共振コンデン
サとにより形成される二次側共振回路とが備えられた、
いわゆる複合共振形スイッチングコンバータの構成が得
られる。この構成を基として、二次側には、二次側並列
共振回路に得られる電圧レベルを抑制するためのアクテ
ィブクランプ手段を備える。そして、二次側直流出力電
圧の定電圧制御は、二次側直流出力電圧のレベルに応じ
て、補助メインスイッチング素子の導通角を制御するこ
とで行われる。ここでクランプ動作停止制御手段によ
り、交流入力電圧の低下時に補助スイッチング素子のス
イッチング動作を停止させることで、制御範囲（レギュ
レーション範囲）を拡大できる。

【００２５】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態とし
てのスイッチング電源回路の構成を示している。この図
に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源（交流
入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整
流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コン
デンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力
電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを
生成するようにされる。

【００２６】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続する電圧共振形コンバータとしては、１石
によるシングルエンド方式が採用される。また駆動方式
としては自励式の構成を採っている。この場合、電圧共
振形コンバータを形成するスイッチング素子Ｑ1には、
高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トラ
ンジスタ）が選定される。このスイッチング素子Ｑ1の
コレクタ−エミッタ間に対しては、一次側並列共振コン
デンサＣｒが並列に接続される。また、ベース−エミッ
タ間に対しては、クランプダイオードＤD1が接続され
る。ここで、並列共振コンデンサＣｒは、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるリーケージ
インダクタンスＬ1と共に、一次側並列共振回路を形成
しており、これによって電圧共振形コンバータとしての
動作が得られるようになっている。

【００２７】そして、スイッチング素子Ｑ1のベースに
対しては、ベース電流制限抵抗ＲB−駆動巻線ＮB−イン
ダクタＬB−共振コンデンサＣBから成る自励発振駆動回
路が接続される。スイッチング素子Ｑ1には、この自励
発振駆動回路にて発生される発振信号を基とするベース
電流が供給されることでスイッチング駆動される。ここ
で、駆動巻線ＮBは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次側において一次巻線Ｎ1とは独立して巻装されてお
り、例えば一次巻線Ｎ1に得られる交番電圧によって励
起される。そして、この励起動作によって上記自励発振
駆動回路が発振動作を行うようにされる。

【００２８】この構成では、スイッチング素子Ｑ1のス
イッチング周波数は、上記自励発振駆動回路において、
駆動巻線ＮB−インダクタＬB−共振コンデンサＣBの直
列接続により形成される共振回路の共振周波数によっ
て、固定的に決定される。なお、起動時においては整流
平滑電圧Ｅｉのラインから起動抵抗Ｒｓを介してベース
に流れる起動電流によって起動される。

【００２９】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側
に得られるスイッチングコンバータのスイッチング出力
を二次側に伝送するために設けられる。この絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴは、ＥＥ型コアに対して一次巻線Ｎ
1と二次巻線Ｎ2を分割して巻装し、中央磁脚に対しては
ギャップＧを形成することで、所要の結合係数による疎
結合の状態が得られるようにして、飽和状態が得られに
くいようにしている。

【００３０】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送する
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２に示すように、
例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互
いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備
えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビ
ンＢを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ
分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に対し
ては図のようにギャップＧを形成するようにしている。
これによって、所要の結合係数による疎結合が得られる
ようにしている。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ
２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形
成することが出来る。また、結合係数ｋとしては、例え
ば０．７〜０．８程度という疎結合の状態を得るように
しており、その分、飽和状態が得られにくいようにして
いる。

【００３１】絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ1の巻始め端部は、図１に示すようにスイッチング素
子Ｑ1のコレクタと接続され、巻終わり端部は平滑コン
デンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されてい
る。従って、一次巻線Ｎ1に対しては、スイッチング素
子Ｑ1のスイッチング出力が供給されることで、スイッ
チング周波数に対応する周期の交番電圧が発生する。

【００３２】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となり、
従って、二次側においては電圧共振動作が得られること
となる。即ち、この電源回路は、一次側にはスイッチン
グ動作を電圧共振形とするための並列共振回路を備え、
二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路を備
えた「複合共振形スイッチングコンバータ」の構成を採
る。

【００３３】上記のようにして形成される電源回路の二
次側においては、二次巻線Ｎ2及び二次側並列共振コン
デンサＣ2から成る二次側並列共振回路に対して、図示
する接続形態によって、整流ダイオードＤO1及び平滑コ
ンデンサＣO1を接続することで半波整流回路が形成され
る。そして、この半波整流回路（ＤO1，ＣO1）によって
メインとされる二次側直流出力電圧ＥO1を生成する。こ
の二次側直流出力電圧ＥO1は、例えば１３５Ｖ程度とさ
れる。この二次側直流出力電圧ＥO1は、後述するＰＷＭ
制御回路４２に対して分岐して入力されることで、検出
電圧として利用される。

【００３４】さらに、二次巻線Ｎ2において、図示する
ようにタップ出力が設けられる。そして、このタップ出
力ラインと二次側アース間の巻線部分に対して、図示す
るようにして、整流ダイオードＤO2及び平滑コンデンサ
ＣO2から成る半波整流回路が接続されることで、例えば
１５Ｖ程度の低圧二次側直流出力電圧ＥO2を生成して出
力する。この低圧二次側直流出力電圧ＥO2は、ＰＷＭ制
御回路４２に対して分岐して入力されることで動作電源
としても利用される。

【００３５】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側の動作としては、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2の
極性（巻方向）と整流ダイオードＤO1、ＤO2の接続関係
と、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の極性変化によ
って、一次巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2
のインダクタンスＬ2との相互インダクタンスＭについ
て、＋Ｍ（加極性）となる場合と−Ｍ（減極性）となる
場合とがある。例えば、図３（ａ）に示す回路と等価と
なる場合に相互インダクタンスは＋Ｍとなり、図３
（ｂ）に示す回路と等価となる場合に相互インダクタン
スは−Ｍとなる。これを、図１に示す二次側の動作に対
応させてみると、二次側の半波整流回路では、二次巻線
Ｎ2に得られる交番電圧が正極性のときに二次側整流ダ
イオード（ＤO1）に整流電流が流れることから、この動
作は＋Ｍの動作モード（フォワード動作）と見ることが
できる。

【００３６】なお絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の極性は加極性結合とされても
減極性結合とされてもよい。また一次巻線Ｎ１と二次巻
線Ｎ２の捲き方向は同軸捲き或いは逆転捲きとされる。
いずれにしても、結合係数は上記のように０．７〜０．
８の疎結合とされる。

【００３７】また、図１の電源回路の二次側において
は、アクティブクランプ回路４０が備えられる。このア
クティブクランプ回路４０は、図示するように、ＭＯＳ
−ＦＥＴの補助スイッチング素子Ｑ２とクランプコンデ
ンサＣ３の直列接続回路を、二次側並列共振回路に対し
て更に並列に接続して設けられる。補助スイッチング素
子Ｑ２のドレイン−ソース間に対してはクランプダイオ
ードＤD2が並列に接続されるが、このクランプダイオー
ドＤD2は、例えばＭＯＳ−ＦＥＴにおいてボディダイオ
ードとして備えられたものが用いられている。

【００３８】また、この場合のアクティブクランプ回路
４０の補助スイッチング素子Ｑ２は、駆動巻線Ｎｇ１−
コンデンサＣｇ１−抵抗Ｒｇ１による自励式駆動回路に
よって駆動される。駆動巻線Ｎｇ2は、図示するよう
に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２の巻
始め端部側に設けられる。駆動巻線Ｎｇ１のターン数は
例えば１Ｔとされる。そして駆動巻線Ｎｇ１に得られる
交番電圧は、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧と逆極性
となるようにされ、従って、補助スイッチング素子Ｑ２
は、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧によりオン／オフ
する二次側整流ダイオードＤO1がオフとなる期間内にお
いてオンとなるようにスイッチング動作を行う。

【００３９】ＰＷＭ制御回路４２は、アクティブクラン
プ回路４０の補助スイッチング素子Ｑ２の導通角制御
（ＰＷＭ制御）を行うことで、二次側直流出力電圧の安
定化を図るために設けられている。この場合、ＰＷＭ制
御回路４２は、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2と制御素子Ｑ5とから
成るシャントレギュレータと、ドライブトランジスタＱ
4，抵抗Ｒ3，Ｒ4，Ｒ5，Ｒ6から成る反転増幅器とを備
えた誤差増幅回路として構成される。このようなＰＷＭ
制御回路４２構成では、例えば交流入力電圧の上昇や、
負荷電力が軽くなるなどして二次側直流出力電圧ＥO1が
上昇したとすると、補助スイッチング素子Ｑ3のスイッ
チング周波数は固定で、導通角を拡大してオン期間が長
くなるように動作する。これによって、整流ダイオード
ＤO1がオンとなって導通する期間は逆に短くなって、平
滑コンデンサＣO1に充電される整流電流量は少なくなる
ために、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルが低下する。
このようにして、二次側直流出力電圧の安定化を図るよ
うにしている。

【００４０】さらに図示するようにクランプ停止制御回
路４１が設けられる。このクランプ停止制御回路４１
は、分圧抵抗Ｒ11、Ｒ12、ツェナーダイオードＤ10、抵
抗Ｒ10、ＰＮＰトランジスタによる制御素子Ｑ６から構
成される。制御素子Ｑ６のは、補助スイッチング素子Ｑ
２のゲート・ソース電極間に接続される。そして制御素
子Ｑ６のベース電極と直列にツェナーダイオードＤ10が
接続され、さらにツェナーダイオードＤ10のカソード電
極は、低電圧直流出力電圧Ｅ02に対する分圧抵抗Ｒ11、
Ｒ12の接続点に接続される。

【００４１】ツェナーダイオードＤ10の導通電圧値と抵
抗Ｒ11、Ｒ12の分割抵抗値は、交流入力電圧ＶAC＝９０
Ｖ近辺で、ツェナーダイオードＤ10が導通して制御素子
Ｑ６のがオフ状態となるように設定している。従って、
交流入力電圧ＶACが９０Ｖ以下の場合は、制御素子Ｑ６
はオン状態となっており、これによって駆動巻線Ｎｇ１
からの補助スイッチング素子Ｑ２に対するドライブ電圧
は、制御素子Ｑ６によって接地される。これによって補
助スイッチング素子Ｑ２はスイッチング動作を行わず、
つまりアクティブクランプ回路４０のクランプ動作が停
止される。

【００４２】図４は交流入力電圧ＶACが９０Ｖ以下とな
ってクランプ停止制御回路４１によってクランプ動作が
停止された際の各部の動作波形を示す。この動作波形は
クランプコンデンサＣ３，補助スイッチング素子Ｑ２が
接続されない場合と同様の波形となる。そして、同様に
交流入力電圧ＶACが９０Ｖ以下となった場合でも、補助
スイッチング素子Ｑ２がスイッチング動作を継続してい
る場合の波形を図８において説明したが、この図８と図
４を比較してわかるように、本例の場合、電圧Ｖ２のパ
ルス幅が６μｓから５μｓに縮小することによって、ス
イッチング素子Ｑ１のコレクタ電流ＩQ1のピーク値が
４．５Ａｐから４Ａｐに低下し、レギュレーション範囲
が確保されている。

【００４３】実験においては、本例のツェナーダイオー
ドＤ10のツェナー電圧は５．６Ｖとし、直流出力電圧Ｅ
01＝１３５Ｖ、Ｅ02＝１５Ｖ、分割抵抗Ｒ11、Ｒ12を、
交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ近辺でツェナーダイオードＤ
10が導通する分圧比に設定した。絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの二次巻線Ｎ２は、先行技術における５０Ｔか
ら５５Ｔに増加し、共振コンデンサＣｒは、先行技術に
おける０．０１２μＦから１０００ｐＦに低減する。こ
の場合において交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の本例の
動作波形としては、図６で説明した負荷電力Ｐｏ＝２０
０Ｗ時において、コレクタ電流ＩQ1のピークは４．５Ａ
ｐから４Ａｐに、電流ＩC3のピークは２Ａｐから１．５
Ａｐに低減した。また図７で説明した無負荷時におい
て、コレクタ電流ＩQ1のピークは３Ａｐから２．５Ａｐ
に、電流ＩC3のピークは３Ａｐから２．５Ａｐに低減し
た。

【００４４】これらの効果によって、負荷電力Ｐｏ＝２
００Ｗ時に効率が約１％向上して、入力電力が約２Ｗ低
減した。また無負荷時にも入力電力が１３．５Ｗから１
１．５Ｗと２Ｗ低減させることができた。

【００４５】以上、実施の形態の電源回路について説明
してきたが、本発明としては上記回路構成に限定される
ものではない。例えばメインスイッチング素子Ｑ１は、
バイポーラトランジスタに限らず、ＭＯＳ−ＦＥＴ、Ｂ
ＪＴ、ＩＧＢＴ等を採用してもよい。また補助スイッチ
ング素子Ｑ２についてもＢＪＴ、ＩＧＢＴ等を採用する
ことができる。さらには、例えばＳＩＴ（静電誘導サイ
リスタ）などの他の素子を採用することも考えられるも
のである。また、メインスイッチング素子Ｑ1を他励式
により駆動することも当然考えられる。また、二次側共
振回路を含んで形成される二次側の整流回路としても、
実施の形態として図示した構成に限定されるものではな
く、他の回路構成が採用されて構わないものである。

【００４６】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、複合共振
形スイッチングコンバータにおいて、二次側には、二次
側並列共振回路に得られる電圧レベルを抑制するための
アクティブクランプ手段を備え、二次側直流出力電圧の
定電圧制御は、二次側直流出力電圧のレベルに応じて、
補助メインスイッチング素子の導通角を制御することで
行なうようにしている。そして特に、クランプ動作停止
制御手段により、交流入力電圧の低下時に補助スイッチ
ング素子のスイッチング動作を停止させるものとしてい
る。アクティブクランプ動作が常に行われると交流入力
電圧の低下時に制御不能となるが、この場合にクランプ
動作が停止されることで、制御不能状態となることを防
止し、これによって制御範囲（レギュレーション範囲）
を拡大できるという効果がある。また、電力変換効率は
向上や、無負荷時の無効電力の低減も実現される。さら
にそれに伴って、スイッチング素子における発熱も抑制
されることから、放熱板を設ける必要が無くなり、それ
だけ電源回路の小型軽量化及び低コスト化を図ることが
できることになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態のスイッチング電源回路の
構成を示す回路図である。

【図２】絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図で
ある。

【図３】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動
作を示す等価回路図である。

【図４】実施の形態の電源回路における要部の動作を示
す波形図である。

【図５】先行技術のスイッチング電源回路の構成を示す
回路図である。

【図６】図５の電源回路の要部の動作を示す波形図であ
る。

【図７】図５の電源回路の要部の動作を示す波形図であ
る。

【図８】図５の電源回路の要部の動作を示す波形図であ
る。

【図９】図５の電源回路についての負荷電力に対する電
力変換効率及び導通角制御の特性の説明図である。

【図１０】図５の電源回路についての交流入力電圧に対
する電力変換効率及び導通角制御の特性の説明図であ
る。

【符号の説明】

１ 制御回路、４０ アクティブクランプ回路、４１
クランプ停止制御回路、 ４２ ＰＷＭ制御回路、Ｑ1
（メイン）スイッチング素子、Ｑ2 補助スイッチン
グ素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｎ１ 一次
巻線、Ｎ2 二次巻線、Ｃｒ 一次側並列共振コンデン
サ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流入力電圧を整流平滑して直流入力電
   圧を得る整流平滑手段と、 上記直流入力電圧をスイッチングして出力するためのメ
   インスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング
   手段と、 上記メインスイッチング素子を固定のスイッチング周波
   数でスイッチング駆動させるスイッチング駆動手段と、 上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
   並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
   並列共振コンデンサと、 一次側と二次側とについて疎結合とされる所要の結合係
   数が得られるようにされ、一次側に得られる上記スイッ
   チング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータト
   ランスと、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次巻線に対し
   て二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形
   成される二次側並列共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次巻線に得ら
   れる交番電圧を入力して整流動作を行うことで二次側直
   流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手
   段と、 上記二次側巻線に対して並列に接続され、クランプコン
   デンサと補助スイッチング素子とによる直列接続回路を
   備えることで、二次側巻線に発生する電圧をクランプす
   るように設けられるアクティブクランプ手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記補助ス
   イッチング素子の導通角制御を実行することで、上記二
   次側直流出力電圧についての定電圧制御を行うようにさ
   れる定電圧制御手段と、 交流入力電圧の低下時に上記補助スイッチング素子のス
   イッチング動作を停止させるクランプ動作停止制御手段
   と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。