CN110326187A

CN110326187A - 非接触供电装置

Info

Publication number: CN110326187A
Application number: CN201780074093.4A
Authority: CN
Inventors: 中尾悟朗; 财津俊行
Original assignee: Omron Corp
Current assignee: Omron Corp
Priority date: 2017-03-02
Filing date: 2017-11-24
Publication date: 2019-10-11
Also published as: WO2018159031A1; US10944293B2; JP2018148640A; JP6350699B1; DE112017007157T5; US20200014244A1; KR20190074305A

Abstract

非接触供电装置的输电装置(2)具有：发送线圈(13)，向受电装置(3)供应电力；以及电力供应电路(10)，对发送线圈(13)供应交流电力。另一方面，非接触供电装置的受电装置(3)具有：谐振电路(20)，具有接收来自输电装置(2)的电力的接收线圈(21)、以及与接收线圈(21)并联连接且能够调节静电电容的可变电容电路(22)，并以与接收线圈(21)的电感和可变电容电路(22)的静电电容相应的频率发生谐振；电压检测电路(25)，检测来自谐振电路(20)的输出电压；以及控制电路(26)，根据该输出电压来控制可变电容电路(22)的静电电容。

Description

非接触供电装置

技术领域

本发明涉及非接触供电装置。

背景技术

以往，研究不经由金属的触点等而是通过空间来传输电力的所谓的非接触供电(也称为无线供电)技术。

作为非接触供电技术的一种，已知通过电磁感应供电的方式。在通过电磁感应供电的方式中，利用初级串联次级(受电侧)并联电容器方式(以下，称为SP方式)(例如，参照非专利文献1)。在SP方式中，在初级侧(输电侧)，电容器与作为变压器的一部分而工作的发送线圈串联连接，在次级侧(受电侧)，电容器与作为变压器的另一部分而工作的接收线圈并联连接。

在SP方式中，由于由受电侧的接收线圈和电容器构成的谐振电路进行并联谐振，所以来自谐振电路的输出成为恒流输出。因此，与在受电侧是恒压输出的初级串联次级串联电容器方式(以下，称为SS方式，例如，参照专利文献1)相比较，SP方式一般而言更难以控制。这是因为，一般的电子设备由恒定电压控制。此外，若在电力传递中利用输电侧的串联谐振，则在输电侧的发送线圈与受电侧的接收线圈之间的耦合度非常低的状态下(例如，耦合度k<0.2)，供电时输电侧的谐振电流会增大，能量传输效率下降。因此，在无法维持耦合度高的状态的用途中，优选在电力传递中不利用输电侧的串联谐振。此外，在不利用输电侧的串联谐振的情况下，受电侧设置为并联谐振则能够传递更大的电力。因此，在耦合度非常低的情况下，非接触供电装置优选成为受电侧的谐振电路主要负责电力传递的电路结构。即，与SS方式相比，按照SP方式的电路结构更加能够提高电力传递效率。

另一方面，提出了如下的技术，即，在SP方式中，通过将输电侧和受电侧的谐振电路的电容器的电容设置为适当的值，来将受电侧的输出电压设置为恒定电压(例如，参照非专利文献2)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2016-146689号公报

非专利文献

非专利文献1：远井等，“非接触給電の最大効率の結合係数kとコイルのQによる表現(基于非接触供电的最大效率的耦合系数k和线圈的Q的表现)”，电气学会研究会资料.SPC，半导体电力转换研究会，2011年

非专利文献2：藤田等，“直列及び並列共振コンデンサを用いた非接触給電システム(使用了串联和并联谐振电容器的非接触供电系统)”，电气学会论文期刊D(工业应用部门期刊)，Vol.127，No.2，pp.174-180，2007年

发明内容

发明要解决的课题

但是，在非专利文献2所公开的技术中，由于用于使输出电压成为恒定电压的谐振电路的电容器的电容也取决于耦合度，所以在耦合度动态地变化的环境中使用非接触供电装置的情况下，很难应用该技术。另一方面，在专利文献1所公开的技术中，由于供应至输电线圈的交流电力的频率与耦合度的变化相应地变更，所以能够应对一定程度的耦合度的变更，但是，由于专利文献1所公开的技术采用SS方式，所以，如上所述，在耦合度非常低的情况下，电力传递效率下降。

因此，本发明的目的在于，提供即使发送线圈与接收线圈之间的耦合度动态地变化，也能够抑制能量传输效率的下降的非接触供电装置。

用于解决课题的手段

作为本发明的一个方式，提供一种非接触供电装置，该非接触供电装置具有输电装置、以及从输电装置以非接触的方式接受电力传输的受电装置。在该非接触供电装置中，输电装置具有：发送线圈，向受电装置供应电力；以及电力供应电路，对发送线圈供应交流电力，受电装置具有：谐振电路，具有接收来自输电装置的电力的接收线圈、以及与接收线圈并联连接且能够调节静电电容的可变电容电路，并以与接收线圈的电感和可变电容电路的静电电容相应的频率发生谐振；电压检测电路，检测来自谐振电路的输出电压；以及控制电路，根据该输出电压来控制可变电容电路的静电电容。

优选地，在该非接触供电装置中，来自谐振电路的输出电压变得越高，控制电路越降低可变电容电路的静电电容。

此外，优选地，在该非接触供电装置中，可变电容电路具有多个线圈、以及与该多个线圈中的任一个线圈串联连接的至少一个开关元件，多个线圈各自与接收线圈并联连接，控制电路根据来自谐振电路的输出电压来切换该至少一个开关元件的导通和关断。

发明的效果

本发明所涉及的非接触供电装置具有即使发送线圈与接收线圈间的耦合度动态地变化，也能够抑制能量传输效率的下降的效果。

附图说明

图1(A)是示出在SP方式中，在受电侧的谐振电路的谐振频率大于输电侧的谐振电路的谐振频率时的、受电侧的谐振电路的输出电压的频率特性的一例的图。图1(B)是示出在SP方式中，在输电侧的谐振电路的谐振频率与受电侧的谐振电路的谐振频率大致相等时的、受电侧的谐振电路的输出电压的频率特性的一例的图。

图2(A)表示在将输电侧和受电侧的谐振电路设置为与图1(A)相同的谐振电路时的、流过发送线圈的电流的频率特性。图2(B)表示在将输电侧和受电侧的谐振电路设置为与图1(B)相同的谐振电路时的、流过发送线圈的电流的频率特性。

图3(A)是本发明的一个实施方式所涉及的非接触供电装置的概略结构图。图3(B)是可变电容电路的电路图。

图4(A)是示出来自基于second resonance(次级谐振)方式的谐振电路的输出电压的频率特性的一例的图。图4(B)是示出在使谐振电路的谐振频率从f_r2变化为f_r2'时的、来自谐振电路的输出电压的频率特性的一例的图。

图5是示出受电装置的电压检测电路和控制电路的一例的图。

图6是变形例的受电装置的电路框图。

图7(A)～图7(C)分别是变形例的电力供应电路的电路图。

具体实施方式

以下，一边参照附图，一边说明本发明的一个实施方式的非接触供电装置。该非接触供电装置从不具有谐振电路而直接对发送线圈供应交流电力的输电装置向具有进行并联谐振的谐振电路的受电装置供电。此处，发明人注意到了，在SP方式中，若使输电装置的谐振电路的谐振频率与受电装置的谐振电路的谐振频率接近，则虽然能够供应的最大电力增加，但是，特别是在耦合度较低的情况下，输电装置的谐振电路所包含的发送线圈中流过的电流也会增大，能量传输效率未必会提高。

图1(A)是示出在SP方式中，在受电侧的谐振电路的谐振频率大于输电侧的谐振电路的谐振频率时的、受电侧的谐振电路的输出电压的频率特性的一例的图。此外，图1(B)是示出在SP方式中，在输电侧的谐振电路的谐振频率与受电侧的谐振电路的谐振频率大致相等时的、受电侧的谐振电路的输出电压的频率特性的一例的图。在图1(A)和图1(B)中，横轴表示频率，纵轴表示电压。而且，图1(A)所示的曲线图101表示在受电侧的谐振电路的谐振频率大于输电侧的谐振电路的谐振频率时的、受电侧的谐振电路的输出电压的频率特性。此外，图1(B)所示的曲线图102表示在输电侧的谐振电路的谐振频率与受电侧的谐振电路的谐振频率大致相等时的、受电侧的谐振电路的输出电压的频率特性。如曲线图101所示，在受电侧的谐振电路的谐振频率大于输电侧的谐振电路的谐振频率的情况下，在输电侧的谐振电路的谐振频率f1或者受电侧的谐振电路的谐振频率f2处，输出电压达到峰值。另一方面，如曲线图102所示，在输电侧的谐振电路的谐振频率与受电侧的谐振电路的谐振频率大致相等的情况下，在输电侧和受电侧公共的谐振频率f3处，输出电压达到峰值。而且，该峰值电压高于在受电侧的谐振电路的谐振频率大于输电侧的谐振电路的谐振频率的情况下的任何电压的峰值。

图2(A)表示在将输电侧和受电侧的谐振电路设置为与图1(A)相同的谐振电路时的、输电侧的谐振电路的发送线圈中流过的电流的频率特性。此外，图2(B)表示在将输电侧和受电侧的谐振电路设置为与图1(B)相同的谐振电路时的、输电侧的谐振电路的发送线圈中流过的电流的频率特性。在图2(A)和图2(B)中，横轴表示频率，纵轴表示电流。而且，图2(A)所示的曲线图201表示与图1(A)所示的受电侧的谐振电路的输出电压的频率特性对应的、流过发送线圈的电流的频率特性。此外，图2(B)所示的曲线图202表示与图1(B)所示的受电侧的谐振电路的输出电压的频率特性对应的、流过发送线圈的电流的频率特性。如曲线图201和曲线图202所示，即使受电侧的谐振电路的输出电压相同，在输电侧的谐振电路的谐振频率与受电侧的谐振电路的谐振频率大致相等的情况下流过发送线圈的电流更大。例如，如曲线图101和曲线图102所示，在受电侧的谐振电路的谐振频率大于输电侧的谐振电路的谐振频率的情况下受电侧在谐振频率f2处的输出电压、和在输电侧的谐振电路的谐振频率与受电侧的谐振电路的谐振频率大致相等的情况下在频率f4处的输出电压大致相等。与此相对，如曲线图201和曲线图202所示，与在受电侧的谐振电路的谐振频率大于输电侧的谐振电路的谐振频率的情况下在谐振频率f2处的流过发送线圈的电流值I1相比，在输电侧的谐振电路的谐振频率与受电侧的谐振电路的谐振频率大致相等的情况下在频率f4处的流过发送线圈的电流值I2更大。由此可见，与使输电侧的谐振电路的谐振频率和受电侧的谐振电路的谐振频率相等的方式相比，增大输电侧的谐振电路的谐振频率与受电侧的谐振电路的谐振频率之间的差，从而使用具有诸如输电侧的谐振电路不会发生谐振的频率的交流电力时能量传输效率会提高。这是因为，在输电侧的谐振电路的谐振频率与受电侧的谐振电路的谐振频率相等的情况下，发送线圈与接收线圈间的耦合度越低，发送线圈与接收线圈间的互感越小，作为其结果，流过发送线圈的电流与负载无关地增加。

因此，在该非接触供电装置中，在输电侧不设置谐振电路，在受电侧根据受电侧的谐振电路的输出电压来控制可变电容电路的静电电容，由此抑制流过发送线圈的电流，并且抑制流过谐振电路的循环电流，其中，该可变电容电路与受电线圈并联连接并与受电线圈一同构成谐振电路。由此，即使发送线圈与接收线圈间的耦合度动态地变化，该非接触供电装置也抑制能量传输效率下降。

另外，以下，将如本说明书中所公开的那样，在初级侧(发送侧)不利用谐振电路，在次级侧(受电侧)设置具有与当使发送线圈短路时的接收线圈的电感以及并联连接到接收线圈的电容元件的静电电容相应的谐振频率的谐振电路的非接触供电方式，称为次级侧谐振(second resonance)方式。另外，即使在初级侧存在与发送线圈串联或者并联连接的电容元件的情况下，在基于该电容元件和发送线圈的谐振频率低于次级侧的谐振频率以使通过被供应至发送线圈的交流电力在初级侧不发生谐振的程度的情况下，这样的非接触供电方式也被包含在次级侧谐振(second resonance)方式中。此外，在次级侧谐振(secondresonance)方式中，将与当使发送线圈短路时的接收线圈的电感以及并联连接到接收线圈的电容元件的静电电容相应的谐振频率称为次级侧谐振(second resonance)频率。

图3(A)是本发明的一个实施方式所涉及的非接触供电装置的概略结构图。此外，图3(B)是可变电容电路的电路图。如图3(A)所示，非接触供电装置1具有输电装置2以及从输电装置2经由空间来接受供电的受电装置3。输电装置2具有电力供应电路10、发送线圈13、栅极驱动器14、以及控制电路15。另一方面，受电装置3具有谐振电路20、整流平滑电路23、负载电路24、电压检测电路25、以及控制电路26，该谐振电路20具有接收线圈21和可变电容电路22。

首先，针对输电装置2进行说明。

电力供应电路10向发送线圈13供应具有规定的开关频率的交流电力。因此，电力供应电路10具有直流电源11和4个开关元件12-1～12-4。

直流电源11供应具有规定的电压的直流电力。因此，直流电源11也可以具有例如电池。或者，直流电源11也可以具有与商用的交流电源连接并用于将从该交流电源供应的交流电力转换为直流电力的全波整流电路以及平滑电容器。

4个开关元件12-1～12-4能够设置为例如n沟道型的MOSFET。而且，4个开关元件12-1～12-4中的开关元件12-1和开关元件12-2串联连接在直流电源11的正极侧端子与负极侧端子之间。此外，在本实施方式中，开关元件12-1与直流电源11的正极侧连接，另一方面，开关元件12-2与直流电源11的负极侧连接。而且，开关元件12-1的漏极端子与直流电源11的正极侧端子连接，开关元件12-1的源极端子与开关元件12-2的漏极端子连接。此外，开关元件12-2的源极端子与直流电源11的负极侧端子连接。进一步地，开关元件12-1的源极端子及开关元件12-2的漏极端子与发送线圈13的一端连接，开关元件12-2的源极端子经由开关元件12-4与发送线圈13的另一端连接。

同样地，4个开关元件12-1～12-4中的开关元件12-3及开关元件12-4与开关元件12-1及开关元件12-2并联连接，并且，开关元件12-3及开关元件12-4串联连接在直流电源11的正极侧端子与负极侧端子之间。此外，开关元件12-3与直流电源11的正极侧连接，另一方面，开关元件12-4与直流电源11的负极侧连接。而且，开关元件12-3的漏极端子与直流电源11的正极侧端子连接，开关元件12-3的源极端子与开关元件12-4的漏极端子连接。此外，开关元件12-4的源极端子与直流电源11的负极侧端子连接。进一步地，开关元件12-3的源极端子及开关元件12-4的漏极端子与发送线圈13的另一端连接。

此外，各开关元件12-1～12-4的栅极端子经由栅极驱动器14与控制电路15连接。进一步地，为了保证在各开关元件12-1～12-4的栅极端子被施加了变为导通的电压时，该开关元件变为导通，也可以将各开关元件12-1～12-4的栅极端子分别经由电阻与本元件的源极端子连接。而且，各开关元件12-1～12-4按照来自控制电路15的控制信号，以规定的开关频率来切换导通/关断。在本实施方式中，针对开关元件12-1和开关元件12-4的组、以及开关元件12-2和开关元件12-3的组交替地切换导通/关断，以使在开关元件12-1和开关元件12-4导通的期间，开关元件12-2和开关元件12-3关断；反之，在开关元件12-2与开关元件12-3导通的期间，开关元件12-1和开关元件12-4关断。由此，从直流电源11供应的直流电力被转换为具有各开关元件的开关频率的交流电力，并被供应至发送线圈13。

然后，发送线圈13将从电力供应电路10供应的交流电力经由空间传输至受电装置3的谐振电路20。

栅极驱动器14从控制电路15接收用于切换各开关元件12-1～12-4的导通/关断的控制信号，根据该控制信号而使施加至各开关元件12-1～12-4的栅极端子的电压变化。即，栅极驱动器14在收到用于使开关元件12-1和开关元件12-4导通的控制信号时，向开关元件12-1的栅极端子和开关元件12-4的栅极端子施加用于使开关元件12-1和开关元件12-4导通的相对较高的电压。由此，来自直流电源11的电流流经开关元件12-1、发送线圈13以及开关元件12-4。另一方面，栅极驱动器14在收到用于使开关元件12-1和开关元件12-4关断的控制信号时，向开关元件12-1的栅极端子和开关元件12-4的栅极端子施加用于使开关元件12-1和开关元件12-4关断且来自直流电源11的电流不流过开关元件12-1和开关元件12-4的相对较低的电压。栅极驱动器14针对开关元件12-2和开关元件12-3也同样地控制向栅极端子施加的电压。因此，当开关元件12-1和开关元件12-4变为关断，开关元件12-2和开关元件12-3变为导通时，来自直流电源11的电流流经开关元件12-3、发送线圈13以及开关元件12-2。

控制电路15具有例如非易失性的存储器电路以及易失性的存储器电路、运算电路、用于与其他的电路连接的接口电路。而且，控制电路15控制电力供应电路10的各开关元件的导通和关断的切换，以使电力供应电路10能够向发送线圈13供应交流电力。

在本实施方式中，控制电路15控制各开关元件12-1～12-4，以使开关元件12-1和开关元件12-4的组、以及开关元件12-2和开关元件12-3的组交替地导通，且，在与开关频率对应的1个周期内，开关元件12-1和开关元件12-4的组导通的期间、以及开关元件12-2和开关元件12-3的组导通的期间相等。另外，为了防止开关元件12-1和开关元件12-4的组、以及开关元件12-2和开关元件12-3的组同时导通，直流电源11被短路，控制电路15也可以设置在切换开关元件12-1和开关元件12-4的组、以及开关元件12-2和开关元件12-3的组的导通/关断时双方的开关元件的组都关断的死区时间。

以下，针对受电装置3进行说明。

谐振电路20是由彼此并联连接的接收线圈21和可变电容电路22构成的LC谐振电路。而且，谐振电路20所具有的接收线圈21的一端与可变电容电路22的一端连接，并且与整流平滑电路23的一个输入端子连接。此外，接收线圈21的另一端与可变电容电路22的另一端连接，并且与整流平滑电路23的另一个输入端子连接。

接收线圈21通过与流过输电装置2的发送线圈13的交流电流谐振，从发送线圈13接收电力。然后，接收线圈21经由可变电容电路22将接收到的电力输出至整流平滑电路23。另外，接收线圈21的匝数与输电装置2的发送线圈13的匝数可以相同，或者，也可以不同。此外，将谐振电路20的接收线圈21的电感和可变电容电路22的静电电容可取的范围设定为，在设想的耦合度(例如，k＝0.1～0.5)下，谐振频率(次级侧谐振频率)f_r2＝100kHz即可。

可变电容电路22是能够调节静电电容的电路，其一端与接收线圈21的一端以及整流平滑电路23的一个输入端子连接，另一端与接收线圈21的另一端以及整流平滑电路23的另一个输入端子连接。即，可变电容电路22与接收线圈21并联连接。而且，可变电容电路22与接收线圈21一同谐振，并将由接收线圈21接收的电力输出至整流平滑电路23。

在本实施方式中，可变电容电路22具有与接收线圈21分别并联连接的3个电容器221～223、以及3个开关元件224～226。而且，电容器221与开关元件224串联连接。同样地，电容器222与开关元件225串联连接，电容器223与开关元件226串联连接。另外，可变电容电路22所具有的与接收线圈21并联连接的电容器的数量不限于3个。可变电容电路22所具有的与接收线圈21并联连接的电容器的数量是多个即可，例如，也可以是2个或4个以上。

开关元件224～226能够设置为例如n沟道型的MOSFET。而且，开关元件224的漏极端子经由电容器221与接收线圈21的一端连接，开关元件224的源极端子与接收线圈21的另一端连接。同样地，开关元件225的漏极端子经由电容器222与接收线圈21的一端连接，开关元件225的源极端子与接收线圈21的另一端连接，开关元件226的漏极端子经由电容器223与接收线圈21的一端连接，开关元件226的源极端子与接收线圈21的另一端连接。此外，各开关元件224～226的栅极端子与控制电路26连接。

开关元件224～226分别通过控制电路26来切换导通/关断。而且，电容器221～223中的、与导通的开关元件串联连接的电容器参与谐振电路20的谐振。即，谐振电路20的谐振频率(次级侧谐振频率)f_r2由下式表示。

[数1]

其中，C_pv是可变电容电路22的静电电容。此外，C_i(i＝1,2,3)是电容器221～223的静电电容。进一步地，s_i(i＝1,2,3)是用于表示开关元件224～226是导通还是关断的系数。开关元件224在导通时，s₁＝1；在关断时，s₁＝0。同样地，在开关元件225导通时，s₂＝1；在关断时，s₂＝0。此外，在开关元件226导通时，s₃＝1；在关断时，s₃＝0。即，C_pv是电容器221～223中的与导通的开关元件串联连接的电容器的静电电容之和。另外，电容器221～223的电容可以相同，或者，也可以彼此不同。L₂是接收线圈21的电感。L_r2是使发送线圈13短路时的接收线圈21的电感，k是发送线圈13与接收线圈21的耦合度。

根据(1)式可知，电容器221～223中的参与谐振电路20的谐振的电容器越增加，即，导通的开关元件越增多，可变电容电路22的静电电容就越增大，因此，谐振电路20的谐振频率f_r2下降。反之，电容器221～223中的未参与谐振电路20的谐振的电容器越增多，即，关断的开关元件越增多，谐振电路20的谐振频率f_r2越高。

整流平滑电路23具有全波整流电路231和平滑电容器232，并对由谐振电路20接收的电力进行整流且进行平滑化由此转换为直流电力，该全波整流电路231具有桥式连接的4个二极管。而且，整流平滑电路23将该直流电力输出至负载电路24。

电压检测电路25检测全波整流电路231的两端子间的输出电压。全波整流电路231的两端子间的输出电压与谐振电路20的输出电压一对一地对应，因此检测全波整流电路231的两端子间的输出电压相当于间接地检测谐振电路20的输出电压。例如，电压检测电路25能够是能检测直流电压的公知的各种各样的电压检测电路中的任一种。另外，在本实施方式中，电压检测电路25能够检测输出电压是否比用于切换可变电容电路22的各开关元件的导通和关断的阈值电压高即可，因此，电压检测电路25是能够进行如这样的检测的电路即可。

控制电路26根据电压检测电路25的电压检测结果，来控制谐振电路20的可变电容电路22的静电电容。

图4(A)是示出基于次级侧谐振方式的谐振电路20的输出电压的频率特性的一例的图。在图4(A)中，横轴表示频率，纵轴表示电压。曲线图400表示在谐振电路20的谐振频率是f_r2且负载电路24具有一定的负载电阻的情况下的输出电压的频率特性，曲线图401表示在谐振电路20的谐振频率是f_r2且负载电路24的负载电阻具有与曲线图400相关的负载电阻的100倍的值的情况下的输出电压的频率特性。如曲线图400和曲线图401所示，向发送线圈13供应的交流电力的开关频率越接近谐振电路20的谐振频率f_r2，输出电压就越高。此外，在谐振频率f_r2附近，次级侧谐振方式的非接触供电装置是恒定电流驱动，因此输出电压根据负载电路24的负载电阻而大幅度地变化。

另一方面，若向发送线圈13供应的交流电力的开关频率偏离谐振电路的谐振频率f_r2，则非接触供电装置变为恒定电压驱动，即使负载电路24的负载电阻发生变化，输出电压也大致恒定。

因此，例如，若因耦合度变化而导致谐振电路20的谐振频率f_r2接近向发送线圈13供应的交流电力的开关频率，谐振电路20的输出电压变高，则控制电路26通过改变谐振电路20的谐振频率f_r2，使开关频率与谐振频率f_r2的差变大，由此能够使受电装置3继续进行恒定电压驱动。

图4(B)是示出在使谐振电路20的谐振频率从f_r2变化为f_r2'时的输出电压的频率特性的一例的图。在图4(B)中，横轴表示频率，纵轴表示电压。曲线图410表示在谐振电路20的谐振频率是f_r2'且负载电路24具有一定的负载电阻的情况下的输出电压的频率特性，曲线图411表示在谐振电路20的谐振频率是f_r2'且负载电路24的负载电阻具有与曲线图410相关的负载电阻的100倍的值的情况下的输出电压的频率特性。

例如，如图4(A)所示，在向发送线圈13供应的交流电力的开关频率fs接近谐振电路20的谐振频率f_r2的情况下，输出电压上升。因此，通过检测输出电压的上升，如图4(B)所示，使谐振电路20的谐振频率从f_r2变化为f_r2'，从而谐振频率f_r2'变得相对于开关频率fs足够高，因此即使保持向发送线圈13供应的交流电力的开关频率fs恒定不变，也可以维持恒定电压驱动。

因此，在谐振电路20的输出电压上升时，控制电路26控制可变电容电路22的静电电容，以使降低可变电容电路22的静电电容。在本实施方式中，谐振电路20的输出电压越上升，控制电路26使开关元件224～226中的关断的开关元件的数量越增多。由此，如(1)式所示，谐振电路20的谐振频率f_r2变高，作为其结果，控制电路26能够使向发送线圈13供应的交流电力的开关频率fs与谐振电路20的谐振频率f_r2之差变大，因此能够维持受电装置3的恒定电压驱动。此外，由此，抑制流过谐振电路20的循环电流增大的情况，抑制电力传输效率的下降，并且防止在受电装置3中产生过电压。

反之，在谐振电路20的输出电压下降时，控制电路26控制可变电容电路22的静电电容，以使提升可变电容电路22的静电电容。在本实施方式中，谐振电路20的输出电压越下降，控制电路26使开关元件224～226中的导通的开关元件的数量越增多即可。

另外，在检测到了谐振电路20的输出电压的上升的情况下，控制电路26也可以控制可变电容电路22的静电电容，以使降低谐振电路20的谐振频率，使谐振电路20的谐振频率f_r2比向发送线圈13供应的交流电力的开关频率fs低。控制电路26如此控制可变电容电路22的静电电容，也能够防止在受电装置3中产生过电压。但是，在这种情况下，谐振电路20的Q值变大，作为其结果，流过谐振电路20的电流也增大。

此外，耦合度与如下述的(2)式所表示的接收线圈21的Q值的积(以下，称为kQ积)越大，流过发送线圈13的电流的相位越相对地前进。

[数2]

其中，R表示负载电路24的电阻值。而且，若kQ积大于规定的值，则流过发送线圈13的电流的相位比开关电压的相位更提前，电力供应电路10和发送线圈13进行硬开关(电容性)动作，能量传输效率下降。因此，在检测到了谐振电路20的输出电压的上升的情况下，优选地，控制电路26控制可变电容电路22的静电电容，不使可变电容电路22的静电电容上升，而使可变电容电路22的静电电容下降。

图5是示出受电装置3的电压检测电路25和控制电路26的一例的图。如图5所示，控制电路26具有整流电路261、分压电路262、以及开关电路263。另外，在图5中，为了简化说明，对于电压检测电路25和控制电路26的开关电路263，示出用于切换可变电容电路22所具有的多个的开关元件中的一个(开关元件224)的导通/关断的电路。电压检测电路25和控制电路26的开关电路263针对可变电容电路22的各个开关元件具有图5所示的电路即可。

在本例中，电压检测电路25具有在全波整流电路231的正极侧输出端子与负极侧输出端子之间串联连接的齐纳二极管ZD1、以及两个电阻Rvm1、Rvm2。齐纳二极管ZD1的阴极端子与全波整流电路231的正极侧输出端子连接，齐纳二极管ZD1的阳极端子经由两个电阻Rvm1、Rvm2与全波整流电路231的负极侧输出端子连接，以使齐纳二极管ZD1在从全波整流电路231输出的电压下被反向偏置。

因此，在从全波整流电路231输出的电压是齐纳二极管ZD1的击穿电压以下的情况下，电压检测电路25中不流过电流，另一方面，若从全波整流电路231输出的电压比齐纳二极管ZD1的击穿电压高，则电压检测电路25中流过电流。因此，电压检测电路25能够检测从全波整流电路231输出的电压是否高于齐纳二极管ZD1的击穿电压。即，齐纳二极管ZD1的击穿电压成为用于切换可变电容电路22的对应的开关元件的导通/关断的阈值电压。

另外，优选地，与可变电容电路22的各个开关元件对应的电压检测电路25的齐纳二极管的击穿电压也不同。由此，电压检测电路25针对可变电容电路22的各个开关元件，能够使切换开关元件的导通/关断的电压彼此不同。

控制电路26的整流电路261与谐振电路20的接收线圈21并联连接，并具有二极管D和电容器C。二极管D与电容器C串联连接，以使二极管D的阴极端子与电容器C的一端连接。而且，整流电路261对接收线圈21所接受的交流电力进行整流，并将整流后的直流电压从二极管D的阴极端子与电容器C的一端之间供应至分压电路262。

分压电路262具有串联连接于整流电路261的电容器C的两端子间的两个电阻Rd1和Rd2、以及与电阻Rd2并联连接的齐纳二极管ZD2。而且，分压电路262用电阻Rd1和电阻Rd2对从整流电路261供应的直流电压进行分压，并从连接在电阻Rd1与电阻Rd2之间的端子将通过该分压而得到的直流电压供应至开关元件224的栅极端子。此外，齐纳二极管ZD2被设置为，其阴极端子与连接在电阻Rd1与电阻Rd2之间的端子以及开关元件224的栅极端子连接，其阳极端子与电阻R2的另一端以及开关元件224的源极端子连接。由此，接收线圈21接受一定量以上的电力，且，详细情况如后述那样，在开关电路263关断的期间向开关元件224的栅极端子施加相当于齐纳二极管ZD2的击穿电压的电压。

另外，针对可变电容电路22的其他的开关元件也同样地，从连接在电阻Rd1与电阻Rd2之间的端子向该开关元件的栅极端子供应直流电压即可。

开关电路263具有电阻R、光电耦合器PC、以及npn型的晶体管Tr。而且，在全波整流电路231的正极侧输出端子与负极侧输出端子之间，从正极侧依次串联连接电阻R、光电耦合器PC的发光二极管、以及晶体管Tr。即，光电耦合器PC的发光二极管的阳极端子经由电阻R与全波整流电路231的正极侧输出端子连接，该发光二极管的阴极端子与晶体管Tr的集电极端子连接，晶体管Tr的发射极端子与全波整流电路231的负极侧输出端子连接。此外，晶体管Tr的基极端子连接在电压检测电路25的电阻Rvm1与电阻Rvm2之间。另一方面，光电耦合器PC的光电晶体管的一端与可变电容电路22的开关元件224的栅极端子连接，光电晶体管的另一端与开关元件224的源极端子连接。

在从全波整流电路231输出的电压是电压检测电路25的阈值电压以下，即，齐纳二极管ZD1的击穿电压以下的情况下，在电压检测电路25中不流过电流，因此，也没有电流流过开关电路263的晶体管Tr的基极端子，晶体管Tr变为关断。因此，光电耦合器PC也变为关断。其结果是，向开关元件224的栅极端子施加来自分压电路262的电压，开关元件224变为导通。因此，与开关元件224串联连接的电容器221参与谐振电路20的谐振。

另一方面，在从全波整流电路231输出的电压变为高于电压检测电路25的阈值电压时，在电压检测电路25中流过电流，开关电路263的晶体管Tr的基极端子中也会流过电流，晶体管Tr变为导通。因此，光电耦合器PC也变为导通。其结果是，从分压电路262施加至开关元件224的栅极端子的电压也下降，开关元件224变为关断。因此，与开关元件224串联连接的电容器221变为不参与谐振电路20的谐振。

如此，在由电压检测电路25检测的、从全波整流电路231输出的电压变为高于阈值电压时，控制电路26能够使可变电容电路22的电容器221不参与谐振电路20的谐振，由此提高谐振电路20的谐振频率f_r2。

针对可变电容电路22的其他的电容器，同样地，在从全波整流电路231输出的电压变得高于针对该电容器的阈值电压时，控制电路26也能够使该电容器不参与谐振电路20的谐振。

如以上已说明的那样，该非接触供电装置通过不设置输电装置的谐振电路，即使在耦合度下降的情况下，也抑制流过发送线圈的电流的增加。此外，该非接触供电装置监视受电装置的谐振电路的输出电压，若该输出电压上升，则变更受电侧的谐振电路的可变电容电路的静电电容，使该谐振电路的谐振频率与向输电装置的发送线圈供应的交流电力的开关频率之差变大，由此抑制流过谐振电路的循环电流增大，并且防止向受电装置施加过电压。由此，即使发送线圈与接收线圈间的耦合度动态地变化，该非接触供电装置也能够抑制能量传输效率的下降。进一步地，通过防止被施加过电压，该非接触供电装置能够防止受电装置发生故障。

另外，根据变形例，在整流平滑电路23中，也可以取代全波整流电路231，而使用半波整流电路，电压检测电路25通过检测来自半波整流电路的输出电压，来间接地检测谐振电路20的输出电压。

图6是基于本变形例的受电装置3的电路框图。在本变形例中，受电装置3具有：包含接收线圈21和可变电容电路22的谐振电路20、整流平滑电路27、负载电路24、电压检测电路25、以及控制电路26。

在本变形例中，与基于上述的实施方式的受电装置相比，在整流平滑电路27具有半波整流电路来取代全波整流电路这一点以及控制电路26的开关电路263的结构上不同。因此，以下针对该区别点进行说明。

在本变形例中，整流平滑电路27具有半波整流电路271、以及与半波整流电路271并联连接的平滑电容器272，该半波整流电路271具有串联连接的两个二极管。而且，从谐振电路20输出的电力通过整流平滑电路27而被半波整流。

电压检测电路25能够设置为与图5所示的电压检测电路25同样的电路，检测整流平滑电路27的平滑电容器272的正侧的端子(即，与串联连接的二极管的阴极端子连接的一侧的端子)与接地间的电压。而且，在所检测到的电压高于阈值电压的情况下，使控制电路26的开关电路263的晶体管(未图示)导通。

控制电路26具有与图5所示的整流电路261和分压电路262同样的整流电路和分压电路。而且，控制电路26向可变电容电路22的各开关元件224～226的栅极端子施加由分压电路而得到的电压。此外，控制电路26具有从图5所示的开关电路263中省略了光电耦合器PC后的开关电路。但是，在本变形例中，晶体管的集电极与可变电容电路22的对应的开关元件的栅极端子连接，晶体管的发射极接地。

在这种情况下，也由于由电压检测电路25检测到的电压高于阈值电压，晶体管变为导通，作为其结果，向可变电容电路22的对应的开关元件的栅极端子施加的电压下降，该开关元件变为关断。因此，与该开关元件串联连接的电容器变为不参与谐振电路20的谐振。

在本变形例中，由于能够将受电装置3的各电路的基准电压设置为公共的电路接地，所以电路结构变得简单。

此外，根据另一个变形例，可变电容电路22所具有的多个电容器中的一个电容器也可以不经由开关元件而与接收线圈21并联连接。由此，由于至少一个电容器与接收线圈21总是并联连接，因而受电装置3能够始终按照次级侧谐振方式继续接收电力。

根据又一个变形例，可变电容电路22的结构不限于上述的实施方式，例如，可变电容电路22也可以具有能够以机械方式或其他的方式使静电电容变化的可变电容电容器。而且，在可变电容电路22具有机械式的可变电容电容器的情况下，控制电路26也可以具有例如，用于驱动对可变电容电容器的静电电容进行调整的机构的步进马达以及用于驱动步进马达的电路等。而且，控制电路26也可以通过使步进马达仅旋转与由电压检测电路25检测到的电压相应的旋转量，来控制可变电容电路22，以使可变电容电容器的静电电容变为与该电压相应的静电电容。

进一步地，在输电装置2中，向发送线圈13供应交流电力的电力供应电路也可以具有与上述的实施方式不同的电路结构。

图7(A)～图7(C)分别是基于变形例的电力供应电路的电路图。图7(A)所示的电力供应电路110具有交流电源111，该交流电源111用于供应具有规定的开关频率的交流电力。而且，来自交流电源111的交流电力被直接供应至发送线圈13。因此，在本变形例中，控制电路15也可以省略。

图7(B)所示的电力供应电路120具有直流电源11、两个开关元件12-1和开关元件12-2、以及与发送线圈13串联连接的用于直流切断的电容器121。另外，在本变形例中，各开关元件也能够设置为例如n沟道型的MOSFET。

在本变形例中，开关元件12-1与开关元件12-2串联连接在直流电源11的正极侧端子与负极侧端子之间。此外，开关元件12-1与直流电源11的正极侧连接，另一方面，开关元件12-2与直流电源11的负极侧连接。而且，开关元件12-1的漏极端子与直流电源11的正极侧端子连接，开关元件12-1的源极端子与开关元件12-2的漏极端子连接。此外，开关元件12-2的源极端子与直流电源11的负极侧端子连接。进一步地，开关元件12-1的源极端子和开关元件12-2的漏极端子与发送线圈13的一端连接，开关元件12-2的源极端子经由电容器121与发送线圈13的另一端连接。此外，各开关元件的栅极端子与栅极驱动器14连接。

在本变形例中，栅极驱动器14按照来自控制电路15的控制信号，交替地切换开关元件12-1和开关元件12-2的导通/关断即可。即，在开关元件12-1变为导通，开关元件12-2变为关断的情况下，电流从直流电源11经由开关元件12-1流向发送线圈13，并对电容器121进行充电。另一方面，在开关元件12-1变为关断，开关元件12-2变为导通的情况下，电容器121放电，电流从电容器121流经发送线圈13和开关元件12-2。

图7(C)所示的电力供应电路130与电力供应电路120同样地，也具有直流电源11、两个开关元件12-1和开关元件12-2、以及与发送线圈13串联连接的电容器121。但是，电力供应电路130与电力供应电路120比较，发送线圈13的一端与直流电源11的正极侧端子直接连接，发送线圈13的另一端经由电容器121与开关元件12-1的源极端子以及开关元件12-2的漏极端子连接。

在本变形例中，栅极驱动器14也按照来自控制电路15的控制信号，交替地切换开关元件12-1和开关元件12-2的导通/关断即可。

另外，针对图7(B)所示的电力供应电路120以及图7(C)所示的电力供应电路130，优选地，设定电容器121的静电电容，以使发送线圈13与电容器121的谐振频率变得比受电装置3的谐振电路20的谐振频率的最小值以及开关频率小，以使在开关频率下发送线圈13与电容器121不作为谐振电路而进行动作。由此，抑制流过发送线圈13的电流增大而电力的传输效率下降的情况。

此外，在上述的实施方式中，与电力供应电路120和电力供应电路130同样地，也可以设置与发送线圈13串联连接的用于直流切断的电容器。其中，在这种情况下，也是优选地，设定电容器的静电电容，以使发送线圈13与电容器的谐振频率变得比受电装置3的谐振电路20的谐振频率的最小值以及开关频率小，以使在开关频率下发送线圈13与电容器不作为谐振电路而进行动作。

此外，向发送线圈供应的交流电力的开关频率也可以不是恒定的，例如，也可以由电流计测定流过发送线圈的电流，输电装置的控制电路进行控制，以使在该电流值变为规定的阈值以上的情况下使开关频率下降。

如此，本领域技术人员能够在本发明的范围内配合所实施的方式进行各种各样的变更。

标号的说明

1 非接触供电装置

2 输电装置

10、110、120、130 电力供应电路

11 直流电源

12-1～12-4 开关元件

13 发送线圈

14 栅极驱动器

15 控制电路

3 受电装置

20 谐振电路

21 接收线圈

22 可变电容电路

221～223 电容器

224～226 开关元件

23、27 整流平滑电路

231 全波整流电路

271 半波整流电路

232、272 平滑电容器

24 负载电路

25 电压检测电路

26 控制电路

261 整流电路

262 分压电路

263 开关电路

111 交流电源

121 电容器

Claims

1.一种非接触供电装置，具有输电装置、以及从所述输电装置以非接触的方式接受电力传输的受电装置，其中，

所述输电装置具有：

发送线圈，向所述受电装置供应电力；以及

电力供应电路，对所述发送线圈供应交流电力，

所述受电装置具有：

谐振电路，具有接收来自所述输电装置的电力的接收线圈、以及与所述接收线圈并联连接的可变电容电路，并以与所述接收线圈的电感和所述可变电容电路的静电电容相应的频率发生谐振；

电压检测电路，检测来自所述谐振电路的输出电压；以及

控制电路，根据所述输出电压来控制所述可变电容电路的静电电容。

2.如权利要求1所述的非接触供电装置，其中，

所述输出电压变得越高，所述控制电路越降低所述可变电容电路的静电电容。

3.如权利要求1或者2所述的非接触供电装置，其中，

所述可变电容电路具有多个线圈、以及与所述多个线圈中的任一个线圈串联连接的至少一个开关元件，所述多个线圈各自与所述接收线圈并联连接，

所述控制电路根据所述输出电压来切换所述至少一个开关元件的导通和关断。