JP2001359277A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 二次側アクティブクランプ回路を備える複合
共振形コンバータとして、回路規模の小型化を図る。 【解決手段】 二次側のアクティブクランプ回路の駆動
制御のための回路系を、自励発振回路と、直交型制御ト
ランスと、アナログのＰＷＭ制御回路によって構成す
る。即ち、自励式によってアクティブクランプ回路を駆
動制御して安定化を図るようにされる。これにより、他
励式による場合のように、汎用のＰＷＭ制御ＩＣを採用
した場合と比較して、回路構成を簡略化し部品点数を削
減することが可能となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図８の回路図は、先に本出願人が提案した
発明に基づいて構成することのできる、先行技術として
のスイッチング電源回路の一例を示している。この図に
示す電源回路の基本構成としては、一次側に１石のスイ
ッチング素子による電圧共振形コンバータを備えてい
る。また、この電源回路には、先に本出願人が提案した
アクティブクランプ回路が一次側と二次側とに設けられ
る。

【０００４】この図に示す電源回路では、ブリッジ整流
回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉによって、商用交流電
源（交流入力電圧ＶAC）から交流入力電圧ＶACの１倍の
レベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。

【０００５】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１
石のメインスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシ
ングルエンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共
振形コンバータが備えられる。ここでの電圧共振形コン
バータは他励式の構成を採っており、メインスイッチン
グ素子Ｑ1には例えばＭＯＳ−ＦＥＴが使用される。こ
こでは、メインスイッチング素子Ｑ1に対して、図示す
るように、並列共振コンデンサＣｒ、クランプダイオー
ドＤDが並列に接続される。ここで、並列共振コンデン
サＣｒは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ
1に得られるリーケージインダクタンスＬ1と共に、一次
側並列共振回路を形成している。メインスイッチング素
子Ｑ1のスイッチング動作に応じて、この並列共振回路
による共振動作が得られるが、これによって、電圧共振
形コンバータとしての動作が得られる。

【０００６】メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グ出力は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ
1に伝送され、更に二次巻線Ｎ2に対して励起されるよう
にして伝達される。ここでの詳しい説明は省略するが、
絶縁コンバータトランスＰＩＴには、コアに対してギャ
ップが形成されていることで、疎結合の状態が得られる
ようになっている。

【０００７】また、この図に示す回路の一次側において
は、先に本出願人が提案したアクティブクランプ回路と
して、一次側アクティブクランプ回路３０が設けられ
る。この一次側アクティブクランプ回路３０は、図示す
るように、クランプコンデンサＣCL1−補助スイッチン
グ素子Ｑ2の直列接続回路を、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して並列に接続して形成され
るものである。ここでは、補助スイッチング素子Ｑ2に
はＭＯＳ−ＦＥＴが採用される。

【０００８】一次側スイッチング駆動部１０は、一次側
のメインスイッチング素子Ｑ1及び補助スイッチング素
子Ｑ2を他励式によりスイッチング駆動するために設け
られている。この一次側スイッチング駆動部１０は、発
振回路１１、第１ドライブ回路１２，レベルシフト回路
１３、第２ドライブ回路１４を統合的に備えており、こ
れらの回路の動作によって、メインスイッチング素子Ｑ
1及び補助スイッチング素子Ｑ2が所定のスイッチングタ
イミングでスイッチング動作するように駆動する。その
スイッチングタイミングとしては、スイッチング周波数
は固定とされた上で、メインスイッチング素子Ｑ1と補
助スイッチング素子Ｑ2とが、ほぼ交互となるタイミン
グでオン／オフするようにされるが、この結果、メイン
スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間において、一次
側並列共振コンデンサＣｒの両端に発生する一次側並列
共振電圧Ｖ1の波形をクランプするように動作する。こ
れにより、一次側並列共振電圧Ｖ1のピークレベルが抑
制され、例えばメインスイッチング素子Ｑ1や一次側並
列共振コンデンサＣｒなどについて低耐圧品を選定する
ことができる。また、上記一次側スイッチング駆動部１
０としては、例えば１つのＩＣ（集積回路）として構成
されるもので、電源投入時においては、起動抵抗Ｒｓを
介して得られる整流平滑電圧Ｅｉにより起動される。

【０００９】この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側においては、図示するように二次巻線Ｎ2に対
して並列に二次側並列共振コンデンサＣ2が接続される
ことで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と
共に二次側並列共振回路を形成する。そして、この二次
側並列共振回路に対して、図示する接続形態によって整
流ダイオードＤO1及び平滑コンデンサＣO1から成る半波
整流回路が接続されることで、二次側直流出力電圧ＥO1
を出力する。また、ここでは、二次巻線Ｎ2に対してタ
ップを設け、このタップ出力と二次側アース間に対し
て、整流ダイオードＤO2及び平滑コンデンサＣO2から成
る半波整流回路が接続されることで、低圧の二次側直流
出力電圧ＥO2が出力されるようになっている。

【００１０】このような構成による電源回路では、一次
側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列
共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るた
めの並列共振回路が備えられることになる。なお、本明
細書では、このように一次側及び二次側に対して共振回
路が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータ
については、「複合共振形スイッチングコンバータ」と
もいうことにする。

【００１１】また、この図に示す電源回路においては、
二次側に対して、二次側アクティブクランプ回路３１が
設けられる。この二次側アクティブクランプ回路３１
は、二次側並列共振コンデンサＣ2に対して、二次側ク
ランプコンデンサＣCL2−二次側補助スイッチング素子
Ｑ3から成る直列接続回路を並列に接続して成る。ま
た、二次側補助スイッチング素子Ｑ3のドレイン−ソー
ス間に対しては、図示する方向にクランプダイオードＤ
D3が並列に接続される。

【００１２】二次側補助スイッチング素子Ｑ3は、二次
側整流ダイオードＤO1のオン／オフタイミングに対して
ほぼ交互となるオン／オフタイミングでスイッチングを
行うことで、結果的には、二次側並列共振コンデンサＣ
2（二次巻線Ｎ2）の両端に得られる二次側並列共振電圧
ＶOをクランプして、そのピークレベルを抑制する。

【００１３】上記した二次側補助スイッチング素子Ｑ3
は、二次側スイッチング駆動部２０によって他励式で駆
動される。また、この電源回路における安定化制御も二
次側スイッチング駆動部２０により行われる。この二次
側スイッチング駆動部２０は、発振回路２４、ドライブ
回路２２、ＰＷＭ制御回路２１、及び誤差増幅回路２３
から成る。発振回路２４から出力された所定周波数の発
振信号が、ＰＷＭ制御回路２１→ドライブ回路２２を介
して二次側補助スイッチング素子Ｑ3のゲートに印加さ
れることで、二次側補助スイッチング素子Ｑ3はスイッ
チング動作を行う。そして、この際、誤差増幅回路２３
において検出した二次側直流出力電圧ＥO1のレベルに応
じた検出出力をＰＷＭ制御回路２１が入力することで、
ＰＷＭ制御回路２１では、入力された発振信号波形につ
いてＰＷＭ制御を行う。この結果、二次側補助スイッチ
ング素子Ｑ3は、オン／オフ期間のデューティ比が変化
するようにしてスイッチング動作を行うが、これによっ
て、二次側整流ダイオードのオン／オフ期間も同時に制
御されることになる。そして、この動作によって二次側
直流出力電圧Ｅｏのレベルが変化する結果、安定化が図
られるものである。

【００１４】ここで、図において一点鎖線で括って示す
発振回路２４、ドライブ回路２２、ＰＷＭ制御回路２１
から成る部位は、ＰＷＭ制御ＩＣ４０とされて、１つの
ＩＣによって構成される。このＰＷＭ制御ＩＣ４０とし
ては、例えば汎用のものを採用している。ここではＰＷ
Ｍ制御ＩＣ４０に対して接続される外付け部品として、
起動抵抗Ｒs2、及びトリガ抵抗Ｒｔが示される。ＰＷＭ
制御ＩＣ４０は、起動抵抗Ｒs2を介して供給される低圧
の二次側直流出力電圧ＥO2により起動する。トリガ抵抗
Ｒｔは二次巻線Ｎ2のタップ出力と接続されており、発
振回路２４は、このトリガ抵抗Ｒｔを介して得られる二
次巻線Ｎ2の交番電圧をトリガ信号として入力する。

【００１５】図９は、本出願人の提案に基づく他の電源
回路の構成例を示している。なお、この図において、図
８と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。こ
の図９に示す回路としても、一次側に電圧共振形コンバ
ータを備えると共に、二次側並列共振回路を備えた複合
共振形コンバータとしての構成を採る。但し、ここでは
一次側アクティブクランプ回路３０が省略され、二次側
において、二次側アクティブクランプ回路３１が備えら
れる構成を採る。

【００１６】この図に示す回路では、一次側電圧共振形
コンバータとしては、自励式で、１石のシングルエンド
方式による電圧共振形コンバータが採用される。この場
合、一次側電圧共振形コンバータを形成するスイッチン
グ素子Ｑ1には、ＢＪＴ（バイポーラトランジスタ）が
選定され、このスイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミ
ッタ間に対して、一次側並列共振コンデンサＣｒが並列
に接続される。また、ベース−エミッタ間に対しては、
クランプダイオードＤDが接続される。そして、スイッ
チング素子Ｑ1のベースに対しては、インダクタＬB−共
振コンデンサＣB−駆動巻線ＮB−ベース電流制限抵抗Ｒ
Bから成る自励発振駆動回路が接続される。この自励発
振駆動回路の駆動巻線ＮBは、図示するように、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装されることで、
一次巻線Ｎ1に得られる交番電圧が励起されるようにな
っている。スイッチング素子Ｑ1は、この自励発振駆動
回路にて発生される発振信号を基とするベース電流が供
給されることで、ここでは固定による所定のスイッチン
グ周波数によりスイッチング動作を行う。

【００１７】この図９に示す電源回路の二次側の構成
は、図８の場合と同様となることから、ここでの説明は
省略する。

【００１８】図１０は、図８及び図９に示す電源回路の
動作として、主として二次側における定電圧制御動作を
示している。図１０（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）は、交流
入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最大負荷電力Ｐｏmax＝２０
０Ｗ時の動作が示され、図１０（ｅ）（ｆ）（ｇ）
（ｈ）には、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最小負荷電
力Ｐｏmin＝２０Ｗ時の動作が示される。

【００１９】最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時におい
ては、図１０（ａ）に示す二次側並列共振回路の両端に
得られる二次側並列共振電圧Ｖ0は、整流ダイオードＤO
1がオンとなる期間ＤONにおいて正極性の所定レベルで
クランプされ、オフとなる期間ＤOFFにおいて、負極方
向にピークとなる波形が得られている。また、この整流
ダイオードＤO1のオン／オフタイミングに応じて、整流
ダイオードＤO1には、期間ＤONにおいて図１０（ｄ）に
示す波形により二次側整流電流Ｉｏが流れる。そして、
二次側アクティブクランプ回路３１の補助スイッチング
素子Ｑ3のドレインに流れるスイッチング電流ＩQ3とし
ては、補助スイッチング素子Ｑ3がオンとなる期間ＴON3
において図１０（ｃ）に示すようにして流れる。この波
形は、前半期間においては、クランプダイオードＤD3→
クランプコンデンサＣCL2の方向に流れ、後半期間にお
いては、クランプコンデンサＣCL2→補助スイッチング
素子Ｑ3のドレインの方向に流れることを示している。
一方、オフとなる期間ＴOFF3においては、０レベルとな
る。また、このような補助スイッチング素子Ｑ3のオン
／オフタイミングに応じて、補助スイッチング素子Ｑ3
の両端電圧Ｖ3は、図１０（ｂ）に示すようにして期間
ＴON3には０レベルで、期間ＴOFF3には、図示するよう
に所定レベルでクランプされる波形が得られる。この図
によれば、補助スイッチング素子Ｑ3と二次側整流ダイ
オードＤｏは、ほぼ交互となるタイミングでオン／オフ
動作を行っていることが分かる。

【００２０】これに対して、最小負荷電力Ｐｏmax＝２
０Ｗという軽負荷の状態となったことで、二次側直流出
力電圧が上昇したときにおいては、図１０（ａ）〜図１
０（ｄ）に示した各波形は、図１０（ｅ）〜（ｈ）に示
すようにして、そのタイミングが変化する。つまり、図
１０（ｆ）に示す補助スイッチング素子Ｑ3の両端電圧
Ｖ3と、図１０（ｇ）に示す補助スイッチング素子Ｑ3の
スイッチング電流ＩQ3の波形から分かるように、スイッ
チング周波数は固定とされた上で、１スイッチング周期
内における期間ＴON3が長くなっている。これに応じ
て、期間ＴOFF3は短くなる。このような補助スイッチン
グ素子Ｑ3のスイッチング動作は、二次側スイッチング
駆動部２０によって行われる。そして、このようにして
補助スイッチング素子Ｑ3のオン／オフタイミングが可
変制御されるのに応じて、補助スイッチング素子Ｑ3と
ほぼ交互のタイミングでオン／オフ動作を行う二次側整
流ダイオードＤｏは、図１０（ｅ）に示す二次側並列共
振電圧Ｖ0及び図１０（ｈ）に示す二次側整流電流Ｉｏ
として示されるように、オンとなる期間ＤONが短くな
り、オフとなる期間ＤOFFが長くなっている。

【００２１】このように、図８及び図９に示す回路で
は、負荷変動に応じて補助スイッチング素子Ｑ3のオン
／オフ期間（導通角）を可変制御することで、これと同
時に、二次側整流ダイオードの導通角の可変制御を行う
ようにしている。この場合には、軽負荷となって二次側
出力電圧が上昇するのに応じて、補助スイッチング素子
Ｑ3のオン期間（ＴON3）を長くすることで、二次側整流
ダイオードのオン期間（ＤON）を短くするように制御
し、これによって、二次側直流出力電圧のレベルを抑制
することで安定化を図るようにしている。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図８及び図
９に示される電源回路において、汎用のＰＷＭ制御ＩＣ
４０を適正に動作させるのには、実際には、いくつかの
抵抗、コンデンサ等の外付け部品を接続することが必要
とされ、例えば図８及び図９には、これら外付け部品の
一部として起動抵抗Ｒs2及びトリガ抵抗Ｒｔが示されて
いた。このようにして、汎用のＰＷＭ制御ＩＣを流用し
た場合には、外付け部品を基板に実装しなければならな
いことから、それだけ、電源回路を構成する部品点数が
増加し、回路サイズの小型軽量化の妨げになる。

【００２３】また、汎用のＰＷＭ制御ＩＣの場合には、
過電流保護のための電流検出回路と増幅回路が内蔵され
ているのが一般的ではあるが、図８及び図９に示した電
源回路のように、二次側にアクティブクランプ回路を備
える構成では、この回路の動作によって過電流となる状
態が生じないようにされる。このために、ＰＷＭ制御Ｉ
Ｃに備えられる過電流保護のための回路は、使用されな
いことになるので、この点で回路の有効活用ができずに
無駄となり、在る意味では、余計なコストをかけてしま
っていることにもなる。

【００２４】また、汎用のＰＷＭ制御ＩＣでは、ＭＯＳ
−ＦＥＴとしてのスイッチング素子を駆動するためのド
ライブ回路２２を備え、いわゆるＰＷＭラッチと出力回
路によって直接的にスイッチング素子を駆動する。この
ために、図８及び図９に示す回路の場合であれば、二次
側直流出力電圧ＥO1からの入力電力は０．５Ｗ程度とな
り、ここで、在る程度の電力消費の増加が生じてしまっ
ている。

【００２５】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよう
に構成する。つまり、入力された直流入力電圧を、固定
のスイッチング周波数によりスイッチングして出力する
ためのスイッチング素子を備えて形成されるスイッチン
グ手段と、このスイッチング手段の動作を電圧共振形と
する一次側並列共振回路が形成されるようにして備えら
れる一次側並列共振コンデンサと、一次側と二次側とに
ついて疎結合とされる所要の結合係数が得られるように
ギャップが形成され、一次側に得られる上記スイッチン
グ手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトラン
スとを備える。また、絶縁コンバータトランスの二次巻
線に対して二次側並列共振コンデンサを接続することで
形成される二次側並列共振回路と、絶縁コンバータトラ
ンスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作
を行うことで二次側直流出力電圧を得るように構成され
る直流出力電圧生成手段と、二次側並列共振コンデンサ
に対して並列に接続される、クランプコンデンサと補助
スイッチング素子とによる直列接続回路を備え、二次側
並列共振回路に得られる交番電圧レベルをクランプする
ように設けられるアクティブクランプ手段とを備える。
また、更に、二次側直流出力電圧のレベルに応じて、直
流出力電圧生成手段を形成する二次側整流ダイオード素
子の導通角制御を行うことで定電圧制御を行うようにさ
れる定電圧制御手段を備える。そして、上記定電圧制御
手段は、二次側直流出力電圧のレベルに応じて可変した
レベルの直流電流を制御電流として出力する制御電流出
力手段と、二次巻線と直列に接続される電流検出巻線
と、この電流検出巻線によって励起されて補助スイッチ
ング素子を駆動する自励発振駆動回路を形成する駆動巻
線と、制御電流が流れるようにされる制御巻線が巻装さ
れることで駆動巻線のインダクタンスを可変するように
構成される制御トランスとを備える。

【００２６】また、スイッチング電源として次のように
も構成する。入力された直流入力電圧を、固定のスイッ
チング周波数によりスイッチングして出力するためのメ
インスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング
手段と、このスイッチング手段の動作を電圧共振形とす
る一次側並列共振回路が形成されるようにして備えられ
る一次側並列共振コンデンサと、一次側と二次側とにつ
いて疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギ
ャップが形成され、一次側に得られる上記スイッチング
手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランス
とを備える。また、絶縁コンバータトランスの二次巻線
に対して二次側並列共振コンデンサを接続することで形
成される二次側並列共振回路と、絶縁コンバータトラン
スの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を
行うことで二次側直流出力電圧を得るように構成される
直流出力電圧生成手段とを備える。また、アクティブク
ランプ手段としては２つが備えられる。つまり、メイン
スイッチング素子のオン／オフタイミングに同期した所
定のオン／オフタイミングを有するようにしてスイッチ
ングを行う第１の補助スイッチング素子を備えること
で、一次側並列共振コンデンサの両端に発生する一次側
並列共振電圧をクランプするように設けられる一次側ア
クティブクランプ手段を備える。また、二次側並列共振
コンデンサに対して並列に接続される、クランプコンデ
ンサと第２の補助スイッチング素子とによる直列接続回
路を備え、二次側並列共振回路に得られる交番電圧レベ
ルをクランプするように設けられる二次側アクティブク
ランプ手段を備える。更に、二次側直流出力電圧のレベ
ルに応じて、直流出力電圧生成手段を形成する二次側整
流ダイオード素子の導通角制御を行うことで定電圧制御
を行うようにされる定電圧制御手段を備えるそして、上
記定電圧制御手段は、二次側直流出力電圧のレベルに応
じて可変したレベルの直流電流を制御電流として出力す
る制御電流出力手段と、二次巻線と直列に接続される電
流検出巻線と、この電流検出巻線によって励起されて第
２の補助スイッチング素子を駆動する自励発振駆動回路
を形成する駆動巻線と、制御電流が流れるようにされる
制御巻線が巻装されることで、駆動巻線のインダクタン
スを可変するように構成される制御トランスとを備える
こととした。

【００２７】上記各構成によれば、一次側においては電
圧共振形コンバータを形成するための一次側並列共振回
路を備え、二次側には、二次巻線及び二次側並列共振コ
ンデンサとにより形成される二次側並列共振回路とが備
えられた、いわゆる複合共振形スイッチングコンバータ
の構成が得られる。ここで、一次側電圧共振形コンバー
タのスイッチング周波数は所定周波数で固定とされてい
る。この構成を基として、二次側には、二次側並列共振
回路に得られる電圧レベルを抑制するためのアクティブ
クランプ手段を備える。また、定電圧制御としては、ス
イッチング周波数は一次側スイッチングコンバータに依
存して一定で、二次側整流ダイオードのオン／オフ期間
のデューティ比を可変制御することで行うようにされ
る。そして、この定電圧制御のための構成としては、ア
クティブクランプ手段を形成する補助スイッチング素子
を自励発振駆動回路により駆動する。つまり、自励式に
よって駆動する、そして、制御トランスによって自励発
振回路を形成するインダクタンスを可変制御するのであ
るが、このインダクタンスの可変によって、補助スイッ
チング素子のオン／オフ期間のデューティ比が可変され
る結果、二次側整流ダイオードのオン／オフ期間のデュ
ーティ比も可変されるものである。従って、本発明にお
いては、二次側アクティブクランプ回路を駆動し、ま
た、ＰＷＭ制御（導通角制御）を行う回路部位として、
他励式駆動に対応するＰＷＭ制御用ＩＣを採用する必要
はないことになる。

【００２８】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としての電源回路の構成を示している。この図１に示
す電源回路は、一次側に電圧共振形コンバータを備える
と共に二次側には並列共振回路を備えた複合共振形スイ
ッチングコンバータとしての構成を採る。この図に示す
電源回路においては、先ず、商用交流電源（交流入力電
圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑
回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサ
Ｃｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電圧Ｖ
ACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成す
るようにされる。

【００２９】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１
石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングル
エンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コ
ンバータが備えられる。ここでの電圧共振形コンバータ
は自励式の構成を採っており、スイッチング素子Ｑ1と
しては、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接
合型トランジスタ）が使用される。スイッチング素子Ｑ
1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続さ
れ、エミッタは一次側アースに接続される。

【００３０】また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−
エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列
に接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャパシ
タンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ
1に得られるリーケージインダクタンスとによって一次
側並列共振回路を形成するものとされている。そして、
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作に応じて、こ
の並列共振回路による共振動作が得られることで、スイ
ッチング素子Ｑ1のスイッチング動作としては電圧共振
形となる。

【００３１】また、スイッチング素子Ｑ1のベース−エ
ミッタ間に対しては、いわゆるボディダイオードによる
クランプダイオードＤDが並列に接続されていること
で、スイッチング素子がオフとなる期間に流れるクラン
プ電流の経路を形成する。

【００３２】また、スイッチング素子Ｑ1のベースは起
動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続さ
れており、例えば電源起動時において、上記起動抵抗Ｒ
ｓを介して得られるベース電流が流れることで起動する
ようにされている。

【００３３】スイッチング素子Ｑ1のベースに対して
は、図示するように、［インダクタＬB−共振コンデン
サＣB−駆動巻線ＮB−ベース電流制限抵抗ＲB］の直列
接続回路が接続される。この直列接続回路は、スイッチ
ング素子Ｑ1を自励式により駆動するための自励発振駆
動回路とされる。この場合、自励発振駆動回路内の駆動
巻線ＮBは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に
巻装されることで、一次巻線Ｎ1により励起される。そ
して、自励発振駆動回路としては、インダクタＬB−共
振コンデンサＣB−駆動巻線ＮBとによって、直列共振回
路を形成する。この直列共振回路の共振周波数は、イン
ダクタＬBと駆動巻線ＮBのインダクタンスと、共振コン
デンサＣBのキャパシタンスとによって決定される。

【００３４】この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の一次巻線Ｎ1により励起される駆動巻線ＮBには、ドラ
イブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電
圧は、ベース電流制限抵抗ＲBと直列共振回路（ＬB−Ｃ
B−ＮB）とを介するようにして、ドライブ電流としてス
イッチング素子Ｑ1のベースに出力される。これによ
り、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波
数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング
動作を行うことになる。そして、そのコレクタに得られ
るスイッチング出力を絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ1に伝達する。

【００３５】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送す
る。絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図６に示すよう
に、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２
を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア
が備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割
ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれ
ぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に
対しては図のようにギャップＧを形成するようにしてい
る。これによって、所要の結合係数による疎結合が得ら
れるようにしている。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，
ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすること
で形成することが出来る。また、結合係数ｋとしては、
例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにし
ており、その分、飽和状態が得られにくいようにしてい
る。

【００３６】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００３７】つまり、この電源回路は、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路を
備え、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回
路を備えた「複合共振形スイッチングコンバータ」とさ
れるものである。

【００３８】上記のようにして形成される電源回路の二
次側に対しては、二次巻線Ｎ2の巻始め端部に接続され
る二次側整流ダイオードＤO1と平滑コンデンサＣO1とか
らなる半波整流回路が備えられ、これにより、二次巻線
Ｎ2に誘起される交番電圧のほぼ等倍レベルに対応する
二次側直流出力電圧ＥO1を得るようにしている。また、
ここでは、二次巻線Ｎ2に対してタップ出力を設けて、
このタップ出力と二次側アース間に対して、図示するよ
うに、二次側整流ダイオードＤ02と平滑コンデンサＣO2
から成る半波整流回路を接続することで、低圧の二次側
直流出力電圧ＥO2を得るようにしている。この場合、二
次側直流出力電圧ＥO1は、後述するＰＷＭ制御モジュー
ル３に対して定電圧制御のための検出電圧として入力さ
れる。また、二次側直流出力電圧ＥO2は、ＰＷＭ制御モ
ジュール３の動作電源、及び制御巻線ＮCへの制御電流
の供給源としても利用される。

【００３９】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側の動作としては、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2の
極性（巻方向）と整流ダイオードＤO（ＤO1，ＤO2）の
接続関係と、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の極性
変化によって、一次巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1と二次
巻線Ｎ2のインダクタンスＬ2との相互インダクタンスＭ
について、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがある。
例えば、図７（ａ）に示す回路と等価となる場合に相互
インダクタンスは＋Ｍとなり、図７（ｂ）に示す回路と
等価となる場合に相互インダクタンスは−Ｍとなる。こ
れを、図１に示す二次側の動作に対応させてみると、二
次側の半波整流回路では、二次巻線Ｎ2に得られる交番
電圧が正極性のときに二次側整流ダイオードＤO1に整流
電流が流れることから、この動作は＋Ｍの動作モード
（フォワード動作）と見ることができる。

【００４０】そして、この図に示す電源回路の二次側に
対しては、二次側アクティブクランプ回路１と、この二
次側アクティブクランプ回路１の補助スイッチング素子
Ｑ3を駆動するための二次側スイッチング駆動部３が備
えられる。

【００４１】二次側アクティブクランプ回路１は、１石
の補助スイッチング素子Ｑ3を備えている。また、この
場合には、補助スイッチング素子Ｑ3はＢＪＴが採用さ
れる。また、補助スイッチング素子Ｑ3のベース−エミ
ッタ間には、クランプダイオードＤD3が図示する方向に
よって接続される。そして、補助スイッチング素子Ｑ3
のコレクタは、クランプコンデンサＣCL2を介して、二
次巻線Ｎ2の巻始め端部に対して接続される。

【００４２】つまり、二次側アクティブクランプ回路３
１は、補助スイッチング素子Ｑ3に対してクランプコン
デンサＣCL2を直列に接続して形成され、このようにし
て形成される回路を、二次巻線Ｎ2//二次側並列共振コ
ンデンサＣ2の二次側並列共振回路に対して、並列に接
続して構成される。

【００４３】二次側スイッチング駆動部２は、補助スイ
ッチング素子Ｑ3を自励式により駆動するための自励発
振駆動回路と、直交型制御トランスＰＲＴと、ＰＷＭ制
御モジュール３を備える。補助スイッチング素子Ｑ3の
自励発振駆動回路は、駆動巻線ＮB3−共振コンデンサＣ
B−駆動巻線ＮB3−ベース電流制限抵抗ＲB3の直列接続
回路から成り、この直列接続回路が補助スイッチング素
子Ｑ3のベースに対して接続される。

【００４４】この図に示す直交形制御トランスＰＲＴ
は、電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮC
が巻装された可飽和リアクトルである。この直交形制御
トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ3を駆動すると
共に、定電圧制御のために設けられる。この直交形制御
トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４
本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁
脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。
そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、
同じ巻回方向に電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装
し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び
駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して構成され
る。

【００４５】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの電
流検出巻線ＮDは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次巻線Ｎ2の巻終わり端部側に対して直列に接続され
る。これにより、二次巻線Ｎ2に発生する交番電圧が共
振電流検出巻線ＮDに伝達される。直交形制御トランス
ＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮDに得られた交
番電圧がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起され
ることで、駆動巻線ＮB3にはドライブ電圧としての交番
電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回
路を形成する直列共振回路（ＮB3−ＣB3）からベース電
流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイッチ
ング素子Ｑ1のベースに出力される。これにより、補助
スイッチング素子Ｑ3は、直列共振回路の共振周波数に
より決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作
を行うことになる。また、共振電流検出巻線ＮDと駆動
巻線ＮBとは互いに逆の巻方向となっており、従って、
駆動巻線ＮBには、二次巻線Ｎ2及び共振電流検出巻線Ｎ
Dとは逆極性の交番電圧が得られる。従って、補助スイ
ッチング素子Ｑ3のオン／オフタイミングとしては、二
次巻線Ｎ2の交番電圧によってオン／オフする二次側整
流ダイオードＤO1とは、逆のタイミングとなる。また、
制御巻線Ｎｃには、直流電流である制御電流Ｉｃが流れ
るのであるが、この制御電流Ｉｃは、ＰＷＭ制御モジュ
ール３によって、その直流レベルが可変制御される。

【００４６】ＰＷＭ制御モジュール３は、二次側直流出
力電圧ＥO1のレベルに応じて制御巻線Ｎｃに流すべき制
御電流Ｉｃのレベルを可変する。このＰＷＭ制御モジュ
ール３においては二次側直流出力電圧ＥO1のラインと二
次側アース間に対して分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2が接続される。
分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の接続点は、制御素子Ｑ12の制御端子
に対して接続される。また、制御素子Ｑ12のカソードと
制御端子間には、コンデンサＣ11−抵抗Ｒ6の直列接続
回路が接続され、制御端子と二次側アース間には、コン
デンサＣ12が接続される。また、制御素子Ｑ11に対して
並列に抵抗Ｒ4−Ｒ5の直列接続回路が接続され、抵抗Ｒ
4−Ｒ5の接続点に対しては、ドライブトランジスタＱ11
のベースが接続される。ドライブトランジスタＱ11のコ
レクタは制御巻線Ｎｃを介して二次側直流出力電圧ＥO2
と接続され、エミッタは二次側アースに接続される。ま
た、ＰＷＭ制御モジュール３を構成するこれらの素子
は、例えば１つのセラミック基板上に対して実装される
ことでモジュール化され、１部品として扱われる。

【００４７】このような回路構成によるＰＷＭ制御モジ
ュール３では、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2によって二次側直流出
力電圧ＥO1を分圧し、この分圧された電圧レベルを制御
素子Ｑ11の制御端子に対して印加することになる。制御
素子Ｑ11には二次側直流出力電圧ＥO2から抵抗Ｒ3を介
して電流が流れるのであるが、この電流レベルは、制御
端子に印加された電圧レベルに応じて変化するようにな
っている。そして、このようにして制御素子Ｑ11に流れ
る電流がドライブトランジスタＱ11によって反転増幅さ
れることになるが、このドライブトランジスタＱ11のコ
レクタ電流が制御電流Ｉｃとして制御巻線Ｎｃに流れる
ことになる。つまり、ＰＷＭ制御モジュール３は、シャ
ントレギュレータと反転増幅回路とが組み合わされた構
成を採るもので、二次側直流出力電圧の平均値レベルを
検出して、そのレベル変化に応じて、直流レベルの可変
された制御電流Ｉｃを生成するものである。この構成で
は、例えば軽負荷の傾向となって二次側直流出力電圧が
上昇するのに応じて、制御電流Ｉｃのレベルが低下して
いくように制御するようになっている。

【００４８】この特性を図３に示しておく。この図に示
されるように、本実施の形態の制御系としては、負荷電
流ＩLが増加する（負荷電力が重くなる）のに従って、
直交型制御トランスＰＲＴの制御巻線Ｎｃに流す制御電
流Ｉｃのレベルを増加させるようになっている。

【００４９】そして、上記のようにして制御巻線ＮCに
流す制御電流Ｉｃのレベルを可変することで、直交形制
御トランスＰＲＴにおいては、駆動巻線ＮBのインダク
タンスＬBが変化する。これにより、駆動巻線ＮBのイン
ダクタンスＬBを含んで形成される補助スイッチング素
子Ｑ3のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共
振条件が変化する。これによっては、共振波形に応じた
波形となるベース電流の順方向期間が変化するようにさ
れる。これは、結果的にはスイッチング素子Ｑ3の１ス
イッチング周期内におけるオン／オフ期間のデューティ
比の変化として現れる。つまり、補助スイッチング素子
Ｑ3の導通角制御（ＰＷＭ制御）が行われるものであ
る。このようにして補助スイッチング素子Ｑ3の導通角
制御が行われると、これに伴って二次側整流ダイオード
ＤO1（ＤO2）の導通角も制御されることになる。このよ
うにして二次側整流ダイオードＤO1の導通角が制御され
れば、１スイッチング周期内において二次側整流ダイオ
ードＤO1を介して流れる整流電流量が変化するため、整
流電流が充電される平滑コンデンサＣO1の両端電圧、つ
まり二次側直流出力電圧ＥO1のレベルが可変されるもの
である。

【００５０】例えば軽負荷となって二次側直流出力電圧
ＥO1が上昇したときには、制御電流Ｉｃのレベルを低下
させるように制御が行われるが、これによって、駆動巻
線ＮB3のインダクタンスＬB3は大きくなるように制御さ
れる。このようなインダクタンスＬB3の変化は、導通角
制御として、補助スイッチング素子Ｑ3のオン期間を拡
大する制御動作となり、従って、補助スイッチング素子
Ｑ3とほぼ交互のタイミングでオン／オフする整流ダイ
オードＤO1のオン期間は、短くなるように制御される。
これにより、平滑コンデンサＣO1に充電される整流電流
量は減少して二次側直流出力電圧ＥO1が低下することに
なる。このようにして、定電圧化が図られるものであ
る。

【００５１】図２の波形図は、上記のようにして構成さ
れる電源回路における要部の動作を示している。ここで
図２（ａ）〜（ｅ）には、最大負荷電力Ｐｏmax＝２０
０Ｗ時の動作が示され、また、図２（ｆ）〜（ｋ）に
は、図２（ａ）〜（ｅ）と同一部位の最小負荷電力Ｐｏ
min＝２０Ｗ時の動作が示されている。

【００５２】一次側の動作としては、図２（ａ）（ｆ）
に対してそれぞれ、一次側並列共振電圧Ｖ1が示され
る。これらの図を比較して分かるように、負荷電力の変
化に関わらず、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間
ＴOFF1と、オンとなる期間ＴON1は共に変化していな
い。つまりは、一次側の電圧共振形コンバータは、負荷
変動に関わらず、一定とされる所定のスイッチング周波
数によるスイッチング動作を行っている。

【００５３】また、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時
における二次側の動作として、補助スイッチング素子Ｑ
3のコレクタ電流ＩQ3は、図２（ｃ）に示すようにし
て、補助スイッチング素子Ｑ3がオンとなる期間におい
て、前半期間が負極正方向に流れ、後半期間は正極正方
向に流れる鋸歯状波形が得られる。この期間ＴON3の開
始時点は、一次側のスイッチング素子Ｑ1がターンオン
する期間ＴON1の開始時点と一致しているが、これは、
一次側のスイッチング素子Ｑ1がターンオンするタイミ
ングで、補助スイッチング素子Ｑ3もターンオンするこ
とを意味している。

【００５４】ここで、クランプコンデンサＣCL2のキャ
パシタンスは、例えば並列共振コンデンサＣ2のキャパ
シタンスの２５倍以上となるように選定していること
で、二次側の整流ダイオードがオフとなっている期間内
にある期間ＴON3において、二次巻線Ｎ2に流れる電流I2
（図２（ｄ））のほとんどはクランプコンデンサＣCL2
を介して電流ＩQ3として流すことができる。これによっ
て、図２（ｂ）に示されるようにして、二次巻線電圧Ｖ
Oの波形の傾きとしては緩やかになり、期間ＴON3におい
て波形がクランプされる。そして結果的にはそのピーク
レベルを抑制しているものである。

【００５５】また、整流ダイオードＤO1に流れる整流電
流Ｉｏは、例えば図２（ｅ）に示すようにして、整流ダ
イオードＤO1がオンとなって導通する期間ＤONにおいて
図示する波形によって流れ、オフとなる期間ＤOFFにお
いて０レベルとなる。

【００５６】上記図２（ｂ）〜（ｅ）に示した各波形
は、最小負荷電力Ｐｏmin２０Ｗ時においては、それぞ
れ図２（ｆ）〜（ｊ）に示すものとなる。先ず、図２
（ｃ）と図２（ｈ）を比較して分かるように、補助スイ
ッチング素子Ｑ3の導通角である期間ＴON3は拡大してい
る。これは、前述した直交型制御トランスＰＲＴによる
補助スイッチング素子Ｑ3の導通角制御が行われている
ことを示している。これにより、図２（ｉ）に示すよう
にして流れる二次巻線電流Ｉ2は、期間ＴON3において
は、ほとんどがクランプコンデンサＣCL2を介して電流
ＩQ3として流れる。そして、二次側並列共振電圧ＶO
は、図２（ｇ）に示すようにしてその負極正方向の波形
の傾きは緩やかになり、やはりピークレベルが抑制され
る。

【００５７】また、上記のようにして期間ＴON3が拡大
したのに伴って、整流ダイオードＤO1がオンとなる期間
ＤONは、図２（ｊ）の整流電流Ｉｏとして示すように、
図２（ｅ）よりも短いものとなり、逆にオフとなる期間
ＤOFFは、長くなっている。このようにして、負荷変動
（二次側直流出力電圧変動）に応じて、整流ダイオード
ＤO1が可変制御される結果、前述したようにして、二次
側直流出力電圧の安定化が図られるものである。

【００５８】上述のようにして構成される本実施の形態
の電源回路では、二次側に対してアクティブクランプ回
路が備えられると共に、二次側整流ダイオードの導通角
制御によって安定化が図られる。これにより、二次側整
流ダイオードや二次側並列共振コンデンサＣ2などの部
品素子の低耐圧化を図ることが可能になる。また、一次
側のスイッチング動作制御によって安定化を図る場合の
ように、定電圧制御系について一次側と二次側を絶縁す
る必要は無くなる。

【００５９】このうえで本実施の形態としては、二次側
に備えられる定電圧制御系として、他励式ではなく自励
式の構成を採ることになる。つまり、ＢＪＴの補助スイ
ッチング素子Ｑ3を駆動する自励発振駆動回路、直交型
制御トランスＰＲＴ、及びＰＷＭ制御モジュール３を備
えるものである。これにより、例えば他励式により補助
スイッチング素子を駆動する場合のように、汎用のＰＷ
Ｍ制御用ＩＣを採用する必要は無くなり、これに伴って
ＰＷＭ制御用ＩＣに必要となる各種の外付け部品を実装
する必要もなくなる。また、自励発振駆動回路、直交型
制御トランスＰＲＴは、非常に小型なものとなってお
り、さほどの実装面積を要しない。従って、本実施の形
態では、特に二次側の回路構成が簡略化されるために、
回路の小型化が図られるものである。

【００６０】また、本実施の形態の場合、ＰＷＭ制御モ
ジュール３は、１つの基板に部品を実装することでモジ
ュール化されて１部品として扱うことができる。そし
て、このモジュール化にあたっては、制御素子Ｑ12及び
ドライブトランジスタＱ11はセラミック基板上に表面実
装するが、各種抵抗は、プリントによっていわゆる厚膜
抵抗として形成され、分圧抵抗Ｒ2はいわゆるファンク
ショントリミングをするようにしている。これにより、
ＰＷＭ制御モジュール３としては小型な１部品として扱
うことが可能になるもので、上記した回路の簡略化及び
小型化は更に促進される。特に、このＰＷＭ制御モジュ
ール３としての基板を垂直方向に実装すれば、基板実装
面積は更に縮小できるものである。

【００６１】更に、例えば汎用のＰＷＭ制御用ＩＣの入
力電力は０．５Ｗであるのに対して、本実施の形態のＰ
ＷＭ制御モジュール３は０．４Ｗであり、０．１Ｗの入
力電力の低減が図られ、それだけ、電力変換効率は向上
するものである。

【００６２】なお、図１に示す回路においては、一次側
電圧共振形コンバータとして自励式を採用した構成が示
されるが、これを他励式の電圧共振形コンバータとして
もよいものである。

【００６３】図４は、第２の実施の形態としての電源回
路の構成を示している。この図に示される電源回路も、
一次側に電圧共振形コンバータを備え、また、二次側に
は並列共振回路を備えた複合共振形コンバータとしての
基本構成を採る。従って、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔとしては、図６に示した構造を有する。また、二次側
においては、図１の実施の形態と同様の構成の二次側ア
クティブクランプ回路１、及び二次側スイッチング駆動
部２を備える。また、この図に示す二次側スイッチング
駆動部２内のＰＷＭ制御モジュール３は、図１と同様の
構成とされるために、ここでは、内部の回路構成の図示
は省略している。また、この図４において図１と同一部
分には同一符号を付して、ここでの説明は省略すること
とする。

【００６４】図４に示す電源回路の一次側の全体構成と
しては、先ず、メインとなるメインスイッチング素子Ｑ
1を備え、基本的にはシングルエンド方式としてのスイ
ッチング動作を他励式により行う電圧共振形コンバータ
が設けられる。また、これに加えて、後述するようにし
て、並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振
電圧Ｖ1をクランプするための一次側アクティブクラン
プ回路３０が備えられる。この一次側アクティブクラン
プ回路３０には、補助スイッチング素子Ｑ2が備えられ
る。そして、上記メインスイッチング素子Ｑ1及び補助
スイッチング素子Ｑ2のそれぞれについてスイッチング
駆動するための一次側スイッチング駆動部１０が備えら
れる。なお、この場合、メインスイッチング素子Ｑ1及
び補助スイッチング素子Ｑ2には、共にＭＯＳ−ＦＥＴ
が使用される。

【００６５】メインスイッチング素子Ｑ1のドレイン
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を介
して平滑コンデンサＣｉの正極と接続され、ソースは一
次側アースに接続される。

【００６６】また、メインスイッチング素子Ｑ1のドレ
イン−ソース間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャ
パシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻
線Ｎ1に得られるリーケージインダクタンスとによって
一次側並列共振回路を形成する。そして、スイッチング
素子Ｑ1のスイッチング動作に応じて、この並列共振回
路による共振動作が得られることで、スイッチング素子
Ｑ1のスイッチング動作としては電圧共振形となる。

【００６７】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−
ソース間に対しては、いわゆるボディダイオードによる
クランプダイオードＤDが並列に接続されていること
で、スイッチング素子がオフとなる期間に流れるクラン
プ電流の経路を形成する。

【００６８】この場合、一次側アクティブクランプ回路
３０は、補助スイッチング素子Ｑ2，クランプコンデン
サＣCL1，クランプダイオードＤD2を備えて形成され
る。補助スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に
対してはクランプダイオードＤD2が並列に接続される。
ここでは、クランプダイオードＤD2のアノードがソース
に対して接続され、カソードがドレインに対して接続さ
れる。また、補助スイッチング素子Ｑ2のドレインはク
ランプコンデンサＣCL1を介して、整流平滑電圧Ｅｉの
ラインと一次巻線Ｎ1の巻始め端部との接続点に対して
接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のソース
は一次巻線Ｎ1の巻終わり端部に対して接続される。つ
まり、本実施の形態の一次側アクティブクランプ回路３
０としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2／／クラン
プダイオードＤD2の並列接続回路に対して、クランプコ
ンデンサＣCL1を直列に接続して成るものとされる。そ
して、このようにして形成される回路を絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して並列に接続して
構成されるものである。メインスイッチング素子Ｑ1と
補助スイッチング素子Ｑ2とでは、後述するようにして
同一のスイッチング周波数で同期してスイッチングを行
うが、スイッチング周期内におけるオン／オフタイミン
グは互いに異なるようにされる。

【００６９】本実施の形態としての一次側スイッチング
駆動部１０は、図示するように、発振回路１１，第１ド
ライブ回路１２、レベルシフト回路１３、第２ドライブ
回路１４を備えてなる。

【００７０】発振回路１１は、この場合には例えば１０
０ＫＨｚで固定の発振信号として、メインスイッチング
素子Ｑ1のオン／オフタイミングに対応した波形の発振
信号を第１ドライブ回路１２に対して出力し、補助スイ
ッチング素子Ｑ2のオン／オフタイミングに対応した波
形の発振信号をレベルシフト回路１３に対して出力す
る。

【００７１】第１ドライブ回路１２では、発振回路１１
から入力された信号を電圧信号に変換して、ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴであるメインスイッチング素子Ｑ1を駆動するため
のスイッチング駆動信号を生成し、メインスイッチング
素子Ｑ1のゲート端子に印加する。このスイッチング駆
動信号に応じて、メインスイッチング素子Ｑ1はスイッ
チング動作を行うことになる。

【００７２】また、レベルシフト回路１３では、入力さ
れた信号についてスイッチング素子Ｑ2を駆動するのに
適当とされるレベルにまでシフトして、オン／オフタイ
ミングに対応した波形の信号を得る。そして、この信号
を第２ドライブ回路１４に対して供給する。第２ドライ
ブ回路１４では、入力された信号を電圧変換して補助ス
イッチング素子Ｑ2のためのスイッチング駆動信号を生
成し、ＭＯＳ−ＦＥＴである補助スイッチング素子Ｑ2
のゲート端子に対して印加する。これにより、補助スイ
ッチング素子Ｑ2が所要のオン／オフタイミングで以て
スイッチング動作を行うようにされる。なお、上記構成
による本実施の形態の一次側スイッチング駆動部１０と
しては、１つのＩＣとして構成されるものとされる。ま
た、二次側の構成及びその動作は、先の第１の実施の形
態に対応する図１及び図２による説明と同様となる。

【００７３】図５の波形図は、上記図１に示した回路の
動作として、主として一次側のスイッチング動作を示し
ている。つまり、一次側アクティブクランプ回路３０が
設けられた電圧共振形コンバータとしての動作が示され
ているものである。この図５に示される動作は、図１に
示す回路についてＡＣ１００Ｖ系に対応する構成とした
場合に得られるものとされ、交流入力電圧ＶAC＝１００
Ｖ、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗとされる条件での
各部の動作が示されている。

【００７４】この図では、メインスイッチング素子Ｑ
1，補助スイッチング素子Ｑ2の各ゲートに対して印加さ
れるスイッチング駆動信号は、それぞれ図５（ｂ）
（ｅ）に示すゲート電圧ＶG1，ＶG2が相当する。ゲート
電圧ＶG1，ＶG2は、この最大負荷電力Ｐｏmax＝２００
Ｗ時においては、それぞれ図５（ｂ）（ｅ）に示すよう
にして、そのオン／オフ期間が設定されている。これに
より、図５（ａ）（ｄ）のスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2の
各両端電圧Ｖ1、Ｖ3としても示されるように、スイッチ
ング素子Ｑ1、Ｑ2は、例えばスイッチング周波数１００
ＫＨｚで固定とされ、かつ、ほぼ５０％のデューティに
よってオン／オフを行う。

【００７５】ここで図５においては、１スイッチング周
期内の動作モードについて、モード〜までの５段階
の動作モードが示される。ゲート電圧ＶG1によってメイ
ンスイッチング素子Ｑ1がオンとなるように制御される
のは、図５（ｃ）に示すスイッチング出力電流ＩQ1が流
れる期間ｔon2においてであり、この期間ｔon2において
はモードとしての動作が得られる。なお、補助スイッ
チング素子Ｑ2は、この期間ｔon2においては０レベルの
ゲート電圧ＶG2によってオフ状態にあるように制御され
る。

【００７６】モード（期間ｔon2）においては、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるリ
ーケージインダクタンスＬ1を介して上記スイッチング
出力電流ＩQ1が流れる動作が得られる。このときのスイ
ッチング出力電流ＩQ1としては、図５（ｃ）の期間ｔon
2に示すように、負の方向から正の方向に反転する波形
となる。ここで、スイッチング出力電流ＩQ1が負の方向
に流れる期間は、直前の期間ｔｄ２の終了を以て並列共
振コンデンサＣｒにおける放電が終了することでクラン
プダイオードＤD1が導通し、クランプダイオードＤD1→
一次巻線Ｎ1を介してスイッチング出力電流ＩQ1を流す
ことで、電源側に電力を回生するモードとなる。そし
て、スイッチング出力電流ＩQ1（図５（ｃ））が負の方
向から正の方向に反転するタイミングにおいては、図５
（ｂ）に示すゲート電圧ＶG1がＨレベルに立ち上がるよ
うに制御されていることで、このタイミングで、メイン
スイッチング素子Ｑ1は、ＺＶＳ(Zero Volt Switching)
及びＺＣＳ(Zero Current Switching)によりターンオン
する。

【００７７】そして、次の期間ｔｄ１においては、モー
ドとしての動作となる。この期間では、メインスイッ
チング素子Ｑ1がターンオフすることで、一次巻線Ｎ1に
流れていた電流は、並列共振コンデンサＣｒに流れるこ
とになる。これにより、図５（ｄ）の電流Ｉｃｒとして
は、図示するように正極性によりパルス的に現れる波形
を示す。これは部分共振モードとしての動作とされる。
また、このときには、メインスイッチング素子Ｑ1に対
して並列に並列共振コンデンサＣｒが接続されているこ
とで、メインスイッチング素子Ｑ1はＺＶＳによりター
ンオフされるものである。

【００７８】続いては、補助スイッチング素子Ｑ2がオ
ン状態となるように制御されると共に、メインスイッチ
ング素子Ｑ1がオフ状態にあるように制御される期間と
なり、これは、図５（ｅ）に示すゲート電圧ＶG2がＨレ
ベルとなる期間ＴON2に相当する。この期間ＴON2は、ア
クティブクランプ回路の動作期間であり、先ずモード
としての動作を行った後にモードとしての動作を行う
ようにされる。

【００７９】先のモードの動作では、一次巻線Ｎ1か
ら流れる電流Ｉｃｒによって並列共振コンデンサＣｒへ
の充電が行われるが、これによりモードの動作として
は、一次巻線Ｎ1に得られている電圧が、クランプコン
デンサＣCL1の初期時（期間ＴON2開始時）電圧レベルに
対して同電位もしくはそれ以上となる。これにより、補
助スイッチング素子Ｑ2に並列接続されるクランプダイ
オードＤD2の導通条件が満たされて導通することで、ク
ランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCL1の経
路で電流が流れるようにされ、クランプ電流ＩQ2として
は、図５（ｇ）の期間ＴON2開始時以降において、負方
向から時間経過に従って０レベルに近づく鋸歯状波形が
得られることになる。ここで、クランプコンデンサＣCL
1のキャパシタンスは並列共振コンデンサＣｒのキャパ
シタンスの２５倍以上となるように選定されている。こ
のため、このモードとしての動作によっては、大部分
の電流がクランプ電流ＩQ2としてクランプコンデンサＣ
CL1に対して流れるようにされ、並列共振コンデンサＣ
ｒに対してはほとんど流れない。これにより、この期間
ＴON2時にメインスイッチング素子Ｑ1にかかる並列共振
電圧Ｖ1の傾きは緩やかとなるようにされ、結果的には
図５（ａ）に示すようにして、２７０Ｖｐにまで抑制さ
れてその導通角は広がることになる。即ち、並列共振電
圧Ｖ1に対するクランプ動作が得られる。これに対し
て、例えば図５（ａ）において破線により示す、一次側
アクティブクランプ回路３０を備えないとした回路にお
いて得られる並列共振電圧Ｖ1は、５５０Ｖｐのレベル
を有するパルス波形となるものである。

【００８０】そして、期間ＴON2において上記モード
が終了すると引き続いてモードとしての動作に移行す
る。このモード開始時は、図５（ｇ）に示すクランプ
電流ＩQ2が負の方向から正方向に反転するタイミングと
される。このタイミングでは、図５（ｅ）に示すように
Ｈレベルのゲート電圧ＶG2が出力されている状態にある
ことから、補助スイッチング素子Ｑ2は、このクランプ
電流ＩQ2が負の方向から正方向に反転するタイミング
で、ＺＶＳ及びＺＣＳによりターンオンする。このよう
にして補助スイッチング素子Ｑ2がオンとなる状態で
は、このときに得られる一次側並列共振回路の共振作用
によって、補助スイッチング素子Ｑ2に対しては、一次
巻線Ｎ1→クランプコンデンサＣCL1を介して、正方向に
増加していくクランプ電流ＩQ2が図５（ｇ）に示すよう
にして流れる。

【００８１】上記モードの動作は、期間ＴON2におけ
るＨレベルのゲート電圧ＶG2がＬレベルに立ち下がるタ
イミングを以て終了するようにされ、続いては、期間ｔ
ｄ２におけるモードとしての動作に移行する。モード
では、並列共振コンデンサＣｒが一次巻線Ｎ1に対し
て電流Ｉｃｒを流すようにして放電を行う動作が得られ
る。つまり部分共振動作が得られる。このときにメイン
スイッチング素子Ｑ1にかかる並列共振電圧Ｖ1は、上述
もしたように並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンス
が小さいことに因って、その傾きが大きいものとなり、
図５（ａ）に示すようにして、急速に０レベルに向かっ
て下降するようにして立ち下がっていく。そして、補助
スイッチング素子Ｑ2は、上記モードが終了してモー
ドが開始されるタイミングでターンオフを開始する
が、このときには、上記したようにして並列共振電圧Ｖ
1が或る傾きを有して立ち下がることで、ＺＶＳによる
ターンオフ動作となる。また、補助スイッチング素子Ｑ
2がターンオフすることによって発生する電圧は、上記
したようにして並列共振コンデンサＣｒが放電を行うこ
とで、急峻には立ち上がらないようにされる。この動作
は、例えば図５（ｆ）のスイッチング出力電圧Ｖ2とし
て示されるように、期間ｔｄ２（モード時）を以て、
或る傾きを有して０レベルからピークレベルに遷移する
波形として示されている。なお、このスイッチング出力
電圧Ｖ2としては、補助スイッチング素子Ｑ2がオフとさ
れる期間ＴOFF2において２４０Ｖｐを有すると共に、こ
の期間ＴOFF2の開始期間である期間ｔｄ１（モード
時）を以て２４０Ｖｐから０レベルに遷移し、終了期間
である期間ｔｄ２（モード時）を以て、上述のように
０レベルから２４０Ｖｐに遷移する波形となる。そし
て、以降は、１スイッチング周期ごとにモード〜の
動作が繰り返される。

【００８２】このような構成によっては、一次側におい
ても、アクティブクランプ回路が備えられることで、一
次側並列共振電圧Ｖ1のレベルが抑制されることで、例
えば一次側に備えられるメインスイッチング素子Ｑ1、
補助スイッチング素子Ｑ2及び一次側並列共振コンデン
サＣｒなどの低耐圧化を図ることができる。更には、二
次側の構成としては、図１と同様とされることで、アク
ティブクランプ回路を備える二次側回路の簡略化を図る
ことが可能になる。

【００８３】なお、本発明の実施の形態として各図に示
した構成に限定されるものではない。例えば、上記実施
の形態では、メインとなるスイッチング素子と補助スイ
ッチング素子とについては、ＭＯＳ−ＦＥＴ、ＢＪＴ等
を採用するものとしているが、ほかにも例えばＩＧＢＴ
(Insulated Gate Bipolar Transistor)、ＳＩＴ（静電
誘導サイリスタ）などの他の素子を採用することも考え
られるものである。また、メインスイッチング素子Ｑ1
を他励式により駆動するためのスイッチング駆動部の構
成も各図に示したものに限定される必要はなく、適宜適
切とされる回路構成に変更されて構わない。また、二次
側共振回路を含んで形成される二次側の整流回路として
も、実施の形態としての各図に示した構成に限定される
ものではなく、他の回路構成が採用されて構わないもの
である。

【００８４】

【発明の効果】以上説明したように本発明のスイッチン
グ電源回路は、一次側に電圧共振形コンバータ、又は一
次側アクティブクランプ回路を設けた電圧共振形コンバ
ータが備えられる。また、二次側には並列共振回路を備
えることで、複合共振形スイッチングコンバータとして
構成される。そして、一次側の電圧共振形コンバータは
スイッチング周波数固定でスイッチング駆動させる。そ
して二次側に対しては、二次側アクティブクランプ回路
を設ける。この二次側アクティブクランプ回路は、二次
側直流出力電圧レベルに応じて１スイッチング周期内の
導通角が制御されるようになっており、これによって二
次側出力の安定化を図り、また、二次側に生じる交番電
圧レベルを抑制する。また、二次側アクティブクランプ
回路を備えた電源回路では、負荷短絡時でもスイッチン
グ周波数は低下することなく一定となるようにされ、二
次側の補助スイッチング素子は安定したＺＶＳ、ＺＣＳ
によりスイッチング動作を行うようにされる。このた
め、過電流又は過電圧保護回路は不要となる。

【００８５】そして、本発明としては、二次側のアクテ
ィブクランプ回路の駆動制御のための回路系を、自励発
振回路と、制御トランスと、アナログのＰＷＭ制御回路
によって構成する。即ち、自励式によってアクティブク
ランプ回路を駆動制御して安定化を図るようにされる。
これによって、例えば他励式による場合のように、汎用
のＰＷＭ制御ＩＣを採用した場合と比較して、回路構成
を簡略化して部品点数を削減することが可能となるため
に、回路の小型化を促進することが可能になる。また、
定電圧制御回路系の入力電力も低減されるために、電力
変換効率も向上する。また、例えば汎用のＰＷＭ制御Ｉ
Ｃでは、過電圧保護回路や過電流保護回路が既に内蔵さ
れているために、この機能は無駄となって、コスト的に
不利であったが、本発明の構成によって自励式により制
御を行うことで、この汎用のＰＷＭ制御ＩＣの無駄な機
能も省くことができるために、それだけコスト的に有利
となるものである。

【００８６】更に本発明において、制御トランスに対し
て制御電流を出力するための制御電流出力回路として
は、二次側直流出力電圧レベルを入力するシャントレギ
ュレータから成る誤差検出回路と、この誤差検出回路の
出力を増幅出力するトランジスタ回路とから成るものと
されるため、部品点数も少数で済み、回路構成も複雑に
は成らないために、上記した回路の小型化に寄与できる
ものである。そして、このような制御電流出力回路とし
ては、例えば１つの基板に対して実装されてモジュール
化されることから、上記した回路の小型は一層促進され
ることになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図である。

【図２】本実施の形態の電源回路の二次側の動作を示す
波形図である。

【図３】本実施の形態のＰＷＭ制御モジュールにおける
制御特性を示す説明図である。

【図４】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成を示す回路図である。

【図５】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の一次側の動作を示す波形図である。

【図６】絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図で
ある。

【図７】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動
作を示す等価回路図である。

【図８】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
例を示す回路図である。

【図９】先行技術としてのスイッチング電源回路の他の
構成例を示す回路図である。

【図１０】図８及び図９に示す電源回路の要部の動作を
示す波形図である。

【符号の説明】

１ 二次側アクティブクランプ回路、２ 二次側スイッ
チング駆動部、３ ＰＷＭ制御モジュール、１０ 一次
側スイッチング駆動部、１１ 発振回路、１２第１ドラ
イブ回路、１３ レベルシフト回路、１４ 第２ドライ
ブ回路、３０一次側アクティブクランプ回路、Ｑ1 ス
イッチング素子、Ｑ2，Ｑ3 補助スイッチング素子、Ｐ
ＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｃｒ 一次側並列共振
コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、ＤO1
二次側整流ダイオード、Ｑ11ドライブトランジスタ、Ｑ
12 制御素子、ＰＲＴ 直交型制御トランス

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力された直流入力電圧を、固定のスイ
   ッチング周波数によりスイッチングして出力するための
   スイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段
   と、 上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
   並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
   並列共振コンデンサと、 一次側と二次側とについて疎結合とされる所要の結合係
   数が得られるようにギャップが形成され、一次側に得ら
   れる上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶
   縁コンバータトランスと、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側
   並列共振コンデンサを接続することで形成される二次側
   並列共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
   電圧を入力して整流動作を行うことで二次側直流出力電
   圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、 上記二次側並列共振コンデンサに対して並列に接続され
   る、クランプコンデンサと補助スイッチング素子とによ
   る直列接続回路を備え、上記二次側並列共振回路に得ら
   れる交番電圧レベルをクランプするように設けられるア
   クティブクランプ手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記直流出
   力電圧生成手段を形成する二次側整流ダイオード素子の
   導通角制御を行うことで定電圧制御を行うようにされる
   定電圧制御手段とを備え、 上記定電圧制御手段は、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて可変したレベ
   ルの直流電流を制御電流として出力する制御電流出力手
   段と、 上記二次巻線と直列に接続される電流検出巻線と、上記
   電流検出巻線によって励起され、上記補助スイッチング
   素子を駆動する自励発振駆動回路を形成する駆動巻線
   と、上記制御電流が流れるようにされる制御巻線が巻装
   されることで、上記駆動巻線のインダクタンスを可変す
   るように構成される制御トランスと、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】 入力された直流入力電圧を、固定のスイ
   ッチング周波数によりスイッチングして出力するための
   メインスイッチング素子を備えて形成されるスイッチン
   グ手段と、 上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
   並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
   並列共振コンデンサと、 一次側と二次側とについて疎結合とされる所要の結合係
   数が得られるようにギャップが形成され、一次側に得ら
   れる上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶
   縁コンバータトランスと、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側
   並列共振コンデンサを接続することで形成される二次側
   並列共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
   電圧を入力して整流動作を行うことで二次側直流出力電
   圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、 上記メインスイッチング素子のオン／オフタイミングに
   同期した所定のオン／オフタイミングを有するようにし
   てスイッチングを行う第１の補助スイッチング素子を備
   えることで、上記一次側並列共振コンデンサの両端に発
   生する一次側並列共振電圧をクランプするように設けら
   れる一次側アクティブクランプ手段と、 上記二次側並列共振コンデンサに対して並列に接続され
   る、クランプコンデンサと第２の補助スイッチング素子
   とによる直列接続回路を備え、上記二次側並列共振回路
   に得られる交番電圧レベルをクランプするように設けら
   れる二次側アクティブクランプ手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記直流出
   力電圧生成手段を形成する二次側整流ダイオード素子の
   導通角制御を行うことで定電圧制御を行うようにされる
   定電圧制御手段とを備え、 上記定電圧制御手段は、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて可変したレベ
   ルの直流電流を制御電流として出力する制御電流出力手
   段と、 上記二次巻線と直列に接続される電流検出巻線と、上記
   電流検出巻線によって励起され、上記第２の補助スイッ
   チング素子を駆動する自励発振駆動回路を形成する駆動
   巻線と、上記制御電流が流れるようにされる制御巻線が
   巻装されることで、上記駆動巻線のインダクタンスを可
   変するように構成される制御トランスと、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
3. 【請求項３】 上記制御電流出力手段は、 二次側直流出力電圧レベルを入力するシャントレギュレ
   ータから成る誤差検出回路と、 上記誤差検出回路の出力をトランジスタ素子を介して、
   上記制御電流として上記制御巻線に出力するようにされ
   たトランジスタ回路と、 を備えていることを特徴とする請求項１又は請求項２に
   記載のスイッチング電源回路。
4. 【請求項４】 上記制御電流出力手段は、 １基板によりモジュール化されていることを特徴とする
   請求項１又は請求項２又は請求項３の何れかに記載のス
   イッチング電源回路。