MXPA01000034A - Circuito de suministro de energia de conmutacion - Google Patents

Abstract

La presente invención se refiere a un circuito de suministro de energía de conmutación del tipo de resonancia que puede manejar energía de carga elevada y tiene una eficiencia de conversión de energía elevada, un tamaño pequeño y un peso ligero. El circuito de suministro de energía de conmutación puede formarse como un convertidor de resonancia compuesto en donde se proporciona un convertidor de resonancia de voltaje en un lado primario y se proporciona un circuito de resonancia paralela en un lado secundario. El circuito de suministro de energía de conmutación puede incluir un transformador convertido aislante que tiene un par de núcleos en forma de E con cada pata externa central en donde se forma un espacio entre las patas intermedias del mismo de manera que pueda obtenerse una condición de acoplamiento suelta que tiene un coeficiente de acoplamiento mAs elevado que de un nivel predeterminado. Un circuito rectificador de media onda de un modo aditivo se puede proporcionar en el lado secundario. Una frecuencia de conmutación de un elemento de conmutación para la conmutación de un voltaje dc de entrada al transformador convertidor aislante conectado y desconectado se puede variar para efectuar el control del voltaje constante.

Description

"CIRCUITO DE SUMINISTRO DE ENERGÍA DE CONMUTACIÓN" CAMPO TÉCNICO La presente invención se relaciona con un circuito de suministro de energia de conmutación que puede usarse co o un suministro de energia para aparatos electrónicos .

ANTECEDENTES DE LA TÉCNICA Un circuito de suministro de energia de conmutación que incluye un convertidor de conmutación de un tipo de resonancia de voltaje es un circuito de suministro de energia de conmutación suave. En este circuito, un voltaje de impulso de salida de conmutación y una corriente de salida de conmutación producidos mediante el convertidor de conmutación y suministrados a un transformador convertidor aislante pueden tener formas de onda uniformes. Como resultado, el convertidor de conmutación puede generar ruido relativamente bajo. Además, este convertidor de conmutación puede formarse de un número relativamente pequeño de piezas. La Figura 11 ilustra un circuito de suministro de energia de conmutación del tipo de resonancia de voltaje.

Este circuito de suministro de energia de conmutación es capaz de funcionar con un suministro de energia ac comercial AC de 100 V, que puede obtenerse en Japón o en los Estados Unidos y que es utilizable con una energia de carga máxima de 150 o más. El circuito de suministro de energia de conmutación mostrado en la Figura 11 incluye un circuito estabilizador rectificador para rectificar y estabilizar el suministro de energia de ac comercial AC . El circuito estabilizador rectificador se forma como un circuito rectificador multiplicador de voltaje compuesto de un par de diodos rectificadores Dil y Di2 y un par de capacitores estabilizadores Cil y Ci2. El circuito rectificador multiplicador de voltaje puede producir un voltaje de entrada de igual a aproximadamente el doble del voltaje de entrada de Ei que es igual a un valor máximo del voltaje ac de entrada VAC. Por ejemplo, si el voltaje ac de entrada VAC es de 144 V, entonces el voltaje de de entrada 2Ei es aproximadamente de 400 V. El circuito rectificador multiplicador de voltaje es adoptado como el circuito estabilizador rectificador para permitir una carga relativamente pesada desde el voltaje ac de entrada de 100 V y la energia de carga máxima de 150 W o más. En otras palabras, el voltaje de de entrada se gradúa al doble del voltaje normal para suprimir la cantidad de corriente de entrada hacia un convertidor de conmutación en la siguiente etapa para mejorar la confiabilidad de los componentes del circuito de suministro de energia de conmutación. Una resistencia limitadora de corriente de entrada Ri se inserta en una trayectoria de corriente rectificadora del circuito rectificador o multiplicador de voltaje mostrado en la Figura 11. Como resultado, la corriente de entrada que puede fluir hacia los capacitores estabilizadores durante el suministro inicial de energia puede suprimirse. El circuito de suministro de energia de conmutación de la Figura 11 puede incluir un convertidor de conmutación del tipo de resonancia de voltaje que tiene una construcción auto-excitada y que incluye un solo elemento de conmutación Ql . Este elemento de conmutación puede ser un transistor bipolar de alto voltaje no disruptivo (BJT: transistor de junta) . El colector del elemento de conmutación Ql se conecta con un extremo en un enrollamiento primario NI de un transformador de aislamiento de energia convertidor aislante (PIT) , y el emisor del elemento conmutador Ql se conecta a tierra. La base del elemento de conmutación Ql se acopla con el lado del electrodo positivo del capacitor estabilizador Ci2 (voltaje estabilizado rectificado Ei) a través de una resistencia de arranque RS . Como resultado, durante una operación de arranque, la corriente suministrada a la base del elemento de conmutación Ql se puede rectificar y estabilizar. Además, un circuito de resonancia para la oscilación auto-excitada se conecta entre la base del elemento de conmutación Ql y la tierra del lado primario y se forma de una conexión en serie de un inductor LB, un capacitor de resonancia CB, un enrollamiento impulsado de detección NB, y una resistencia amortiguadora RB. El enrollamiento impulsor de detección NB se enrolla en el convertidor aislante PIT y junto con el inductor LB proporciona la inductancia para establecer una frecuencia de conmutación. Un diodo de bloqueo DD se coloca entre la base del elemento de conmutación Ql y la tierra del lado primario y forma una trayectoria para la corriente amortiguadora que fluye cuando está desconectado el elemento de conmutación Ql . Un capacitor de resonancia paralelo Cr se conecta en paralelo entre el colector y el emisor del elemento de conmutación Ql . Basado en la capacitancia del capacitor de resonancia paralelo Cr y una inductancia combinada (Ll y LR) obtenida de una conexión en serie del enrollamiento primario NI del transformador convertidor aislante PIT y un enrollamiento controlado NR de un transformador de regulación de energia de control ortogonal (PRT) , el transistor de resonancia paralelo Cr forma un circuito de resonancia paralelo de un convertidor de tipo de resonancia de voltaje. Cuando el elemento de conmutación Ql está desconectado, puede obtenerse una operación de tipo de resonancia de voltaje mediante el circuito de resonancia paralelo que ocasiona que el voltaje Ver a través del capacitor de resonancia Cr exhiba una onda de impulso de una forma de onda sinusoidal. Un extremo del enrollamiento primario NI de PIT se conecta con el colector del elemento de conmutación Ql, y el otro extremo del enrollamiento primarioi NI se conecta con el enrollamiento controlado NR del PRT. El PIT transmite una salida de conmutación del elemento de conmutación Ql al lado secundario. En el lado secundario del transformador convertidor aislante PIT, aparece un voltaje alterno inducido por el enrollamiento primario NI en el enrollamiento secundario N2. Un capacitor de resonancia paralelo del lado secundario C2 se conecta en paralelo con el enrollamiento secundario N2, a fin de formar un circuito de resonancia paralelo. El voltaje alterno inducido en el enrollamiento secundario N2 se convierte en un voltaje de resonancia mediante el circuito de resonancia paralelo. Este voltaje de resonancia se suministra a dos circuitos rectificadores de media onda en donde un circuito rectificador de media onda incluye un diodo rectificador D01 y un capacitor estabilizador COI y el otro circuito rectificador de media onda incluye un diodo rectificador D02 y un capacitor estabilizador C02. Los dos circuitos de media onda producen dos voltajes de salida de diferentes EOl y E02. Los diodos rectificadores D01 y D02 pueden ser diodos rectificadores de tipo de alta velocidad a fin de rectificar el voltaje alterno de un periodo de conmutación. El circuito de control 1 es un amplificador de error que puede comparar un voltaje de salida de del lado secundario con un voltaje de referencia y suministrar una corriente de que corresponde a un error entre los mismos como una corriente de control hacia el enrollamiento de control NC del transformador de control ortogonal PRT. Aqui, el voltaje de de salida EOl y el voltaje de de salida E02 se pueden suminsitrar a un circuito de control 1 como un voltaje de detección y como un suministro de energia de operación, respectivamente. Como un ejemplo, si el voltaje de de salida E02 del lado secundario varia en respuesta a una variación del voltaje ac de entrada VAC o la energia de carga, entonces la corriente de control que va a fluir a través del enrollamiento de control NC puede variarse dentro de la escala de 10 mA a 40 mA mediante el circuuito de control 1.

Como resultado, la inductancia LR del enrollamiento controlado NR puede variar dentro de la escala de 0.1 mH a 0.6 mH . Puesto que el enrollamiento controlado NR forma un circuito de resonancia paralelo que puede llevar a cabo una operación de conmutación de tipo de resonancia de voltaje como se ha descrito anteriormente, la condición de resonancia del circuito de resonancia paralelo puede variar con respecto a la frecuencia de conmutación que se fija. A través del circuito paralelo del elemento de conmutación Ql y el capacitor de resonancia paralelo Cr, puede aparecer un impulso de resonancia de una forma de onda sinusoidal debido al circuito de resonancia paralelo que corresponde a un período de desconexión del elemento de conmutación Ql y el ancho del impulso de resonancia puede controlarse variablemente mediante la variación de la condición de resonancia del circuito de resonancia paralelo. Como tal, puede obtenerse una operación de control de modulación de ancho de impulso (PWM) para un impulso de resonancia. El control PWM del ancho del impulso de resonancia puede ocurrir durante el período de desconexión del elemento de conmutación Ql y, como resultado, el período de conexiór. del elemento de conmutación Ql se controla variablemente en la condición en donde la frecuencia de conmutación se fija. Puesto que el período de conexión del elemento de conmutación Ql se controla variablemente de esta manera, la salida de conmutación transmitida desde el enrollamiento primario NI (que forma el circuitio de resonancia paralelo hacia el lado secundario) varía desde luego, y el nivel o niveles de los voltajes de salida EOl y E02 para el lado secundario varían. Consecuentemente, el voltaje de de salida del lado secundario EOl o E02 se controla a un voltaje constante. Este método de control de voltaje constante se denominará a continuación como un método de control de inductancia. La Figura 12 ilustra otro circuito de suministro de energía de conmutación del tipo de resonancia de voltaje. Los elementos en la Figura 12 similares a aquellos en la Figura 11 se representan mediante los mismos caracteres de referencia y, el interés de abreviar, se omite en la presente una descripción adicional de los mismos . En el circuito de suministro de energía de la Figura 12, un enrollamiento controlado de un transformador de control ortogonal PRT se proporciona en el lado secundario. Este enrollamiento controlado del transformador de control ortogonal PRT puede incluir dos enrollamientos controlados NR y NR1. El enrollamiento controlado NR se coloca en serie entre un extremo del enrollamiento secundario N2 y el ánodo del diodo rectificador D01. El enrollamiento controlado NR1 se coloca en serie entre una salida del enrollamiento secundario N2 y el ánodo del diodo rectificador D02. En esta configuración, se forma un circuito de resonancia paralelo del lado secundario que incluye componentes de inductancia de los enrollamientos controlados NR y NR1. En la disposición de la Figura 12 en donde los enrollamientos controlados (NR y NR1) del transformador de control ortogonal PRT se proporcionan en el lado secundario, el transformador de control ortogonal PRT funciona de tal manera que, a medida que la inductancia del enrollamiento controlado NR se varía de conformidad con un método de control de inductancia, el ancho del impulso de un voltaje de resonancia V2 del capacitor de resonancia paralelo del lado secundario C2, es decir, el ángulo de continuidad de los diodos rectificadores del lado secundario se controla variablemente. Este control del nivel de salida en el lado secundario permite que se logre un control de voltaje constante. El transformador convertidor aislante PIT que se proporciona en los circuitos de suministro de energía de las Figuras 11 y 12 se ilustra en la Figura 13. Como se muestra en la misma, el transformador convertidor aislante PIT incluye un núcleo en forma de EE que tiene un par de núcleos en CRl y CR2 en forma de E que pueden fabricarse de un material de ferrita. Estos núcleos en forma de E pueden combinarse uno con el otro de tal manera que las patas magnéticas de los mismos quedan opuestas una a la otra y de tal manera que no se proporciona un espacio entre las patas magnéticas intermedias. El enrollamiento primario NI y el enrollamiento secundario N2 se enrollan separadamente uno del otro en las patas magnéticas centrales del núcleo en forma de EE usando una bobina B. Como resultado, un acoplamiento suelto (por ejemplo, un coeficiente de acoplamiento k puede tener un valor de aproximadamente 0.9) se puede obtener entre el enrollamiento primario NI y el enrollamiento secundario N2. En el transformador convertidor aislante PIT, una inductancia mutua M entre la inductancia Ll del enrollamiento parimario NI y la inductancia L2 del enrollamiento secundario N2 puede tener un valor +M (modo aditivo) o un valor -M (modo restante) dependiendo de la relación entre las polaridades (direcciones de enrollamiento) del enrollamiento primario NI y el enrollamiento secundario N2, y la conexión de los diodos rectificadores D01 y D02. Por ejemplo, si estos componenes tienen una configuración como se muestra en la Figura 14A, entonces la inductancia mutua es +M; sin embargo, si estos componentes tiene una configuración como se muestra en la Figura 14B, entonces la inductancia mutua es -M.

Las Figuras 15A a 15C ilustran formas de onda de operación o funcionamiento en un período de conmutación del circuito de suministro de energía de la Figura 11. En estas figuras, los caracteres de referencia TON y TOFF representan períodos en donde el elemento de conmutación Ql está conectado y desconectado, respectivamente, y los caracteres de referencia DON y DOFF representan períodos en donde el diodo rectificador D01 en el lado secundario está conectado y desconectado, respectivamente. El voltaje de resonancia Ver a través del elemento de conmutación Ql y el capacitor de resonancia paralelo Cr tienen una forma de onda similar al impulso de una forma de onda sinusoidal dentro de un período TOFF (como se muestra en la Figura 15A) en donde el elemento de conmutación Ql está desconectado y la operación del convertidor de conmutación es una operación de tipo de resonancia de voltaje. El nivel máximo del impulso del voltaje de resonancia Ver es aproximadamente de 1,800 V que se debe a la impedancia del circuito de resonancia paralelo del lado primario del convertidor de resonancia de voltaje que actúa en el voltaje de de entrada de 2Ei obtenido mediante la rectificación de multiplicación de voltaje. Con respecto a la operación del lado secundario, el diodo rectificador D01 funciona de tal manera que el flujo de corriente rectificado dentro de un período DON que es aproximadamente igual al período TON del elemento de conmutación Ql como se muestra en la Figura 15C. Esta operación está basada en la inductancia mutua +M (modo aditivo) que se describe en lo que antecede con referencia a la Figura 14. Se obtiene asimismo un tiempo de operación esencialmente similar con respecto al diodo rectificador D02. Como resultado de la operación de rectificación anteriormente descrita, el voltaje de resonancia V2 a través del capacitor de resonancia paralelo del lado secundario C2 se convierte en una forma de onda sinusoidal que tiene un nivel máximo igual al doble hasta 3.5 veces el voltaje de de salida EO (EOl o E02) dentro del período DOFF, en donde el diodo rectificador D01 está desconectado, y un nivel de voltaje igual al voltaje de de salida EO (EOl o E02) dentro del período DON, en donde el diodo rectificador D01 está conectado, como se muestra en la Figura 15B. En los convertidores de resonancia de voltaje descritos en lo que antecede con referencia a las Figuras 11 a 15C, se obtiene un voltaje de de entrada que tiene un nivel de 2Ei usando el sistema de rectificación de multiplicación de voltaje para satisfacer la condición de un voltaje ac de entrada VAC de AC 100 V y una energía de carga máxima de 150 W o más. Por lo tanto, como se describe en lo que antecede con referencia la Figura 15A, el voltaje de resonancia Ver de 1,800 V aparece a través del elemento de conmutación Ql y el capacitor de resistencia paralelo Cr cuando está desconectado el elemento de conmutación Ql . Por lo tanto, el elemento de conmutación Ql y el capacitor de resonancia paralelo Cr deben ser capaces de resistir un voltaje elevado. Como resultado, el elemento de conmutación Ql y el capacitor de resonancia paralelo Cr tienen tamaños relativamente grandes. Además, y particularmente cuando se usa un elemento de conmutación Ql de voltaje de alto voltaje no disruptivo, puesto que este elemento es relativamente elevado en voltaje de saturación VCE (SAT) y tiempo de almacenamiento prolongado tSTG y tiempo de caída tf y es relativamente bajo en el factor de amplificación de corriente hFE, puede ser difícil graduar la frecuencia de conmutación hasta un valor relativamente elevado. Un valor bajo o una disminución de la frecuencia de conmutación puede aumentar la pérdida de conmutación y la energía impulsora que puede aumentar la pérdida de energía del circuito de suministro de energía. Además, en los circuitos de suministro de energía mostrados en las Figuras 11 y 12, el enrollamiento controlado NR del transformador de control ortogonal PRT se conecta en serie con un enrollamiento primario NI y un enrollamiento secundario N2. Esta disposición puede aumentar un componente de inductancia de escape o fuga del transformador convertidor aislante PIT. Como una contramedida, todo el circuito de suministro de energía puede colocarse en una caja protectora de aluminio que tiene agujeros de ventilación formados en la misma y un dispositivo de conexión para conectar las líneas de entrada y de salida se pueden montar en un tablero de circuito. Sin embargo, esta contramedida puede aumentar el tamaño y el peso del circuito de suministro de energía y puede aumentar la complejidad de la fabricación del mismo.

COMPENDIO DE LA INVENCIÓN Un objeto de la presente invención es proporcionar un circuito de suministro de energía de conmutación que puede manejar una carga de energía relativamente elevada, tiene una eficiencia de conversión de energía relativamente elevada y tiene un tamaño relativamente pequeño y un peso ligero. De conformidad con un aspecto de la presente invención, un circuito de suministro de energía de conmutación se proporciona el cual comprende un circuito estabilizador rectificador para recibir un suministro ac de energía, producir un voltaje estabilizado rectificado que tiene un nivel igual a aquel del suministro de energía ac y enviar el voltaje rectificado estabilizado como un voltaje de entrada de; un transformador convertidor aislante para transmitir la salida del lado primario a un lado secundario, en donde el transformador convertidor aislante tiene un espacio formado en el mismo de manera que un acoplamiento eficiente (k) para un acoplamiento suelto se obtiene; un circuito de conmutación que incluye un elemento de conmutación para conmutar el voltaje de de entrada conectado y desconectado para ser enviado a un enrollamiento primario del transformador convertidor aislante; un circuito de resonancia paralelo del lado primario formado de un componente de inductancia de fuga o escape desde un enrollamiento primario en donde el transformador convertidor aislante y una capacitancia de un capacitor de resonancia paralelo para permitir que el circuito de conmutación funcione con un tipo de resonancia de voltaje; un circuito de resonancia paralelo del lado secundario incluyendo un enrollamiento secundario del transformador convertidor aislante y un capacitor de resonancia paralelo del lado secundario conectado de tal manera que se forma un circuito de resonancia paralelo desde un componente de inductancia de escape del enrollamiento secundario del transformador convertidor aislante y una capacitancia del capacitor de resonancia paralelo del lado secundario; un circuito de producción de voltaje de salida de para recibir un voltaje alterno obtenido en el enrollamiento secundario del transformador convertidor aislante y llevar a cabo una operación de rectificación de media onda mediante un modo aditivo para el voltaje alterno a fin de que produzca un voltaje de salida de del lado secundario; y un circuito de control de voltaje constante para variar una frecuencia de conmutación del elemento de conmutación en respuesta a un nivel del voltaje de salida de del lado secundario para llevar a cabo un control de voltaje constante del voltaje de salida del lado secundario. En el circuito de suministro de energía de conmutación presente, el transformador convertidor aislante tiene un acoplamiento suelto, y el circuito de resonancia paralelo para formar un convertidor de resonancia de voltaje en el lado primario y el circuito de resonancia paralelo en el lado secundario forman un convertidor de resonancia compuesto. Además, el control de voltaje constante se lleva a cabo controlando la frecuencia de conmutación del elemento de conmutación que forma el convertidor de resonancia de voltaje del lado primario. El circuito de energía de conmutación de esta manera puede funcionar para variar la frecuencia de conmutación dentro de una escala de frecuencia elevada. En vez de un circuito rectificador de multiplicación de voltaje, el circuito de suministro de energía de conmutación presente puede, en el lado primario, incluir un circuito rectificador de onda completa para producir un voltaje estabilizado rectificado igual al nivel del voltaje de entrada ac al mismo. Por lo tanto, el circuito de suministro de energía de conmutación presente puede incluir un convertidor de resonancia compuesto en donde se proporciona un convertidor de resonancia de voltaje en el lado primario y se proporciona un circuito de resonancia paralelo en el lado secundario, y se forma un espacio en la pata magnética intermedia del transformador convertidor aislante de manera que el transformador convertidor aislante puede tener una condición de acoplamiento suelta y un coeficiente de acoplamiento más elevado de un valor predeterminado y el circuito rectificador de media onda de un modo aditivo se proporciona en el lado secundario. La frecuencia de conmutación se varía para llevar a cabo un control de voltaje cosntante. En el circuito de suministro de energía de conmutación presente, el control del voltaje constante puede llevarse a cabo mediante el control de frecuencia de conmutación. Además, la frecuencia de conmutación puede ajustarse hasta un nivel relativamente elevado en comparación con los otros circuitos en donde el control de inductancia del transformador convertidor aislante se lleva a cabo mientras que la frercuencia de conmutación se fija o el ancho de un impulso de resonancia de voltaje se controla variablemente . Cuando la frecuencia de conmutación se ajusta a un nivel relativamente elevado, la pérdida de energía mediante la conmutación disminuye y, como resultado, puede lograrse un aumento en eficiencia de conversión de energía a través de una amplia escala de condiciones de carga. Asimismo, puesto que el circuito de resonancia paralelo en el lado secundario funciona con control de voltaje constante, la escala del control de voltaje constante puede expandirse. Durante una operación del circuito de suministro de energía de conmutación cuando la carga es relativamente pesada, la frecuencia de conmutación del elemento de conmutación puede controlarse a fin de aumentar el período de conexión del elemento de conmutación. Puesto que pueden suministrarse durante el período niveles relativamente elevados de la corriente de resonancia del lado primario y la corriente de resonancia del lado secundario, el circuito de suministro de energía de conmutación puede manejar la condición de carga pesada. Como resultado, se puede lograr un aumento en la energía de carga máxima con el circuito de suministro de energía de conmutación presente. Correspondientemente, el circuito de suministro de energía de conmutación presente puede aplicarse a un aparato que exhibe una gran fluctuación en la carga. Puesto que el circuito de suministro de energía de conmutación pueda aumentar la energía de carga máxima, puede manejar suficientemente la condición descrita en lo que antecede aún cuando se construya de tal manera que en vez de un circuito rectificador de multiplicación de voltaje se emplee un circuito rectificador de onda completa regular en el lado primario de manera que el voltaje rectificado estabilizado que corresponde al nivel de voltaje de entrada ac pueda admitirse. Para que un circuito de suministro de energía de conmutación convencional maneje la condición anteriormente descrita, usa un circuito rectificador de multiplicación de voltaje para producir un voltaje estabilizado rectificado para producir un voltaje estabilizado rectificado igual al doble del nivel de voltaje de entrada ac. Por lo tanto, en este circuito, el elemento de conmutación o el capacitor de resonancia paralelo en el lado primario debe tener una propiedad de voltaje no disruptivo contra un voltaje de conmutación generado en respuesta al nivel de voltaje estabilizado rectificado. Por otra parte, con respecto al circuito de suministro de energía de conmutación presente, puesto que el voltaje de resonancia paralelo del lado primario que depende de un nivel de voltaje rectificado estabilizado es mucho más bajo que aquel del circuito de suministro de energía de conmutación convencional como un resultado del circuito rectificador de voltaje igual y la capacidad para elevar la frecuencia de conmutación hasta un nivel elevado, el elemento de conmutación o el capacitor de resonancia del lado primario puede tener una propiedad de voltaje no disruptivo más baja que aquella del circuito de suministro de energía de conmutación convencional y puede tener un tamaño más pequeño, un peso más bajo y características superiores en comparación con el circuito de suministro de energía de conmutación convencional. De esta manera, el circuito de suministro de energía de conmutación presente (que puede incluir un convertidor de resonancia de voltaje) puede tener un tamaño y peso relativamente pequeños, puede proporcionar una eficiencia de conversión de energía relativamente elevada y características mejoradas tales como una característica de energía de carga en comparación con el circuito de suministro de energía de conmutación convencional.

Otros objetos, particularidades y ventajas de conformidad con la presente invención se harán evidentes de la siguiente descripción detallada de las modalidades ilustradas cuando se leen en relación con los dibujos que se acompañan en los cuales los componentes correspondientes se identifican mediante los mismos números de referencia.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS La Figura 1 es un diagrama de un circuito de suministro de energía de conformidad con una modalidad de la presente invención; La Figura 2 es una vista en seccción de un transformador convertidor aislante que se proporciona en el circuito de suministro de energía de la Figura 1; Las Figuras 3A a 3L son diagramas de forma de onda a las cuales se hará referencia al explicar el funcionamiento del circuito de suministro de energía de la Figura 1; Las Figuras 4 y 5 son diagramas de las características de operación o funcionamiento del circuito de suministro de energía de la Figura 1; La Figura 6 es una vista en sección de otro transformador convertidor aislante que puede proporcionarse en el circuito de suministro de energía de la Figura 1; La Figura 7 es un diagrama que ilustra una característica de flujo magnético del transformador convertidor aislante de la Figura 6; Las Figuras 8 y 9 son diagramas que ilustran las modificaciones al circuito de suministro de energía de la Figura 1; Las Figuras 10A y 10B son diagramas de forma de onda relacionados con una operación del circuito de suministro de energía modificada de la Figura 9; Las Figuras 11 y 12 son diagramas de circuito de los circuitos de suministro de energía; La Figura 13 es una vista en sección de un transformador convertidor aislante que puede usarse en el circuito de suministro de energía de la Figura 11 o 12; Las Figuras 14A y 14B son diagramas del transformador convertidor aislante de la Figura 13 cuando la inductancia mutua es +M y -M, respectivamente; y Las Figuras 15A a 15C son diagramas de forma de onda.

MEJOR MODO PARA LLEVAR A CABO LA INVENCIÓN La Figura 1 ilustra un circuito de suministro de energía de conmutación de conformidad con una modalidad de la presente invención. Este circuito de suministro de energía incluye un número de componentes similares a aquellos de los circuitos de suministro de energía anteriormente descritos con referencia a las Figuras 11 y 12. Además, el circuito de suministro de energía de la Figura 1 incluye un convertidor de conmutación del tipo de resonancia de voltaje que tiene un elemento de conmutación (transistor bipolar) en el lado primario similar a aquel de los circuitos de suministro de energía de las Figuras 11 y 12. Como debe apreciarse, los componentes similares pueden funcionar o actuar de una manera esencialmente similar a aquella anteriormente descrita y, en el interés de abreviar, se omite en la presente una descripción adicional de estos componentes similares. En el circuito de suministro de energía de la Figura 1, un circuito rectificador de onda completa compuesto de un circuito rectificador de puente Di y un capacitor estabilizador Ci se pueden proporcionar como un circuito estabilizador rectificador que recibe un voltaje ac de entrada VAC y produce un voltaje de de entrada Ei del mismo. El voltaje rectificado estabilizado Ei puede tener un nivel igual a aquel del voltaje ac de entrada VAC. En otras palabras, el circuito de suministro de energía de la Figura 1 no incluye un circuito rectificador de multiplicación de voltaje como en los circuitos de suministro de energía de las Figuras 11 y 12. (En la especificación presente, un circuito rectificador de onda completa que produce un voltaje estabilizado rectificado Ei igual al nivel del voltaje ac de entrada VAC se denomina como un "circuito rectificador de voltje igual") . El convertidor de resonancia de voltaje de la Figura 1 incluye un circuito impulsor de oscilación auto-excitado para el elemento de conmutación Ql similar a los circuitos de suministro de energía de las Figuras 11 y 12. Sin embargo, este circuito impulsor de oscilación auto-excitado de la Figura 1 incluye una resistencia limitadora de corriente de base RB, un capacitor CB para resonancia y un enrollamiento impulsor NB insertado entre la base del elemento de conmutación Ql y la tierra del lado primario, de una manera diferente de aquellos de los circuitos de suministro de energía de las Figuras 11 y 12. El cirucito de suministro de energía de conmutación de la Figura 1 además incluye un transformador de control ortogonal PRT como un reactor saturable que tiene un enrollamiento de detección ND, un enrollamiento impulsor NB y un enrollamiento de control NC enrollado en el mismo. El transformador de control ortogonal PRT está adaptado para impulsar el elemento de conmutación Ql y para llevar a cabo un control de voltaje constante. El transformador PRT puede tener un núcleo tridimensional formado de tal manera que dos núcleos en forma de canal doble cada uno teniendo cuatro patas magnéticas se unen uno al otro en los extremos de las patas magnéticas del mismo. El enrollamiento de detección ND y el enrollamiento impulsor NB se enrollan en la misma dirección de enrollamiento alrededor de dos patas magnéticas predeterminadas del núcleo tridimensional, y el enrollamiento de control NC se enrolla en una dirección ortogonal a aquella del enrollamiento de detección ND y el enrollamiento impulsor NB . El enrollamiento de detección ND puede colocarse en serie entre el electrodo positivo del capacitor estabilizador Ci y el enrollamiento primario NI de un transformador convertidor aislante PIT de manera que la salida de conmutación del elemento de conmutación Ql se transmite al enrollamiento de detección ND a través del enrollamiento primario NI. El enrollamiento impulsor NB puede excitarse a través de un acoplamiento de transferencia mediante la salida de conmutación obtenida en el enrollamiento de detección ND de manera que puede generarse un voltaje alterno como un voltaje impulsor en el enrollamiento impulsor NB . Como resultado, puede suministrarse una corriente impulsora a través de la resistencia limitadora de la corriente de base RB a la base del elemento de conmutación Ql desde un circuito de de resonancia formado del enrollamiento NB y el capacitor CB (que forma el circuito impulsor de oscilación auto-excitado) . Consecuentemente, el elemento de conmutación Ql puede llevar a cabo una operación de conmutación con una frecuencia de conmutación que depende de la frecuencia de resonancia del circuito de de resonancia (NB y CB) . En el circuito de suministro de energía que tiene el transformador PRT que se describe en lo que antecede, un componente de mductancia de un enrollamiento controlado no puede conectarse en serie ya sea con el enrollamiento primario NI o el enrollamiento secundario N2. Aún cuando el enrollamiento primario NI y el enrollamiento de detección ND se pueden conectar en serie, puesto que el número de vueltas del enrollamiento de detección ND es relativamente pequeño, la mductancia del enrollamiento de detección ND es relativamente baja con respecto a la inductancia de fuga del transformador convertidor aislante PIT y, como tal, la influencia de la mductancia del enrollamiento de detección ND en la mductancia de escape del transformador convertidor aislante PIT casi puede ignorarse . La Figura 2 ilustra el transformador convertidor aislante PIT que se proporciona en el circuito de suministro de energía de la Figura 1. Como se muestra en la misma, el transformador PIT puede incluir un núcleo en forma de EE que tiene un par de núcleos CRl y CR2 en forma de E que pueden fabricarse de un material de femta o semejante y combinarse uno con el otro de tal manera que las patas magnéticas de los mismos quedan opuestos una a la otra. El enrollamiento primario NI y el enrollamiento secundario N2 se enrollan separadamente uno del otro en el centro o en las patas magnéticas centrales del núcleo en forma de EE, usando una bobina dividida B que tiene porciones de enerollamiento divididas para el lado primario y el lado secundario. Además, en el transformador convertidor aislante PIT, se puede formar un espacio G entre las patas magnéticas centrales del núcleo en forma de EE . Este espacio G puede formarse teniendo las patas magnéticas centrales de los núcleos CRl y CR2 en forma de E más cortas que las dos patas magnéticas externas. Además, la dirección de enrollamiento del enrollamiento primario NI y aquella del enrollamiento secundario N2 del transformador convertidor aislante PIT puede ser igual una que la otra como se indica mediante las flechas de la Figura 2. Como resultado, el transformador PIT de la Figura 2 puede tener un acoplamiento suelto con un coeficiente de acoplamiento más bajo que aquellos de los transformadores convertidores aislantes PIT de las Figuras 11 y 12. Consecuentemente, hay menos posibilidad de llegar a una condición de saturación. El coeficiente de acoplamiento k del transformador PIT de la Figura 2 puede tener un valor de aproximadamente 0.78.

Con respecto al lado secundario del circuito de suministro de energía de la Figura 1, este lado secundario puede ser similar a aquel del circuito de suministro de energía de la Figura 11. De manera más específica, en el lado secundario, puede formarse un segundo circuito de resonancia paralelo del lado secundario del enrollamiento secundario N2 y el capacitor de resonancia paralelo del lado secundario C2. Además, los circuitos rectificadores de media onda (que pueden formarse del capacitor COI y el diodo rectificador D01, y el capacitor C02 y el diodo rectificador D02) pueden proporcionarse en el lado secundario a fin de obtener voltajes de corriente directa del lado secundario EOl y E02. Aquí, puede obtenerse una operación de rectificación de modo aditivo (+M; operación de avance) similar a aquella descrita con referencia a la Figura 14A. Una operación de control de voltaje constante que puede llevarse a cabo mediante el circuito de suministro de energía que tiene el transformador de control ortogonal PRT descrito en lo que antecede con referencia a la Figura 1 se describirá ahora. Un circuito de control 1 puede variar el nivel de la corriente de control (corriente de) suministrada al enrollamiento de control NC, en respuesta a una variación del nivel de voltaje de salida de del lado secundario (EOl) para controlar variablemente la inductancia LB del enrollamiento impulsor NB enrollado en el transformador de control ortogonal PRT. Como resultado, puede afectarse la condición de resonancia del circuito de resonancia en serie del circuito impulsor de oscilación auto-excitado para el elemento de conmutación Ql que puede incluir la inductancia LB del enrollamiento impulsor NB . Como tal, la frecuencia de conmutación del elemento de conmutación Ql puede variar como se describirá a continuación, haciendo referencia a las Figuras 3A a 3L. Esta operación puede estabilizar el lado secundario del voltaje de de salida. Con respecto al control de la frecuencia de conmutación, cuando el voltaje de salida del lado secundario se eleva como resultado de una disminución de la carga u otro cambio, la frecuencia de conmutación puede elevarse para efectuar el control a fin de suprimir la salida del lado secundario. El circuito de suministro de energía de la Figura 1 puede formarse como un convertidor de conmutación de resonancia compuesto en donde un circuito de resonancia paralelo para hacer que una operación de conmutación sea una operación de tipo de resonancia de voltaje se proporciona en el lado primario y un circuito de resonancia en serie para obtener una operación de rectificación de onda completa de multiplicación de voltaje se proporciona en el lado secundario. Además, para un control de voltaje constante, el circuito de suministro de energía puede tener un sistema de "control de frecuencia de conmutación de oscilación auto-excitado", en donde la frecuencia de conmutación de la oscilación auto-excitada se controla variablemente. Además, el circuito de suministro de energía puede funcionar de tal manera que cuando varia la frecuencia de conmutación, controla variablemente el periodo TON dentro del cual está conectado el elemento Ql, mientras que mantiene fijo el periodo TOFF dentro del cual el elemento de conmutación Ql está desconectado. Este circuito de suministro de energía puede considerarse como llevando a cabo una operación de control de voltaje constante a fin de controlar variablemente la frecuencia de conmutación para llevar a cabo el control de impedancia de resonancia para la salida de conmutación, y llevar a cabo simultáneamente un control de ángulo de continuidad (control PWM) del elemento de conmutación en el periodo de conmutación. Esta operación de control compuesto se lleva a cabo con un solo sistema del circuito de control. En el circuito de suministro de energía de la Figura 1, el núcleo de ferrita de tipo EE del transformador convertidor aislante PIT puede ser un núcleo de tipo EE 35. Además, el espacio G del transformador PIT puede tener un valor de aproximadamente 1 milímetro con un coeficiente de acoplamiento resultante de aproximadamente 0.78. Asimismo, el enrollamiento primario NI y el enrollamiento secundario N2 del transformador PIT puede ser 43 T y 38 T, respectivamente. Además, con respecto a las inductancias de fuga del transformador PIT, la inductancia Ll del lado del enrollamiento primario NI y la inductancia L2 del enrollamiento secundario N2 puede tener valores de 130µH y 100 µH, respectivamente. Además, el capacitor de resonancia paralelo Cr en el lado primario del capacitor de resonancia paralelo del lado secundario C2 puede tener valores de 5,600 pF y 0.022 µF, respectivamente. Las Figuras 3A a 3L son diagramas de forma de onda relacionadas con las operaciones del circuito de suministro de energía de la Figura 1. Más particularmente, las Figuras 3A a 3F muestran formas de ondas de operación en porciones diferentes del circuito de suministro de energía cuando el voltaje ac de entrada VAC es de 80 V y la energía de carga es una energía de carga máxima Pomax de 270 W, y las Figuras 3G a 3L muestran formas de onda de operación de las mismas porciones cuando el voltaje ac de entrada VAC es de 144 V y la energía de carga es una energía de carga mínima Pomin de 0 W. La operación ilustrada en las Figuras 3A a 3F se describirá ahora.

El periodo TOFF dentro del cual está desconectado el elemento de conmutación Ql es aproximadamente de 3µs y el periodo TON con el cual se conecta el elemento de conmutación Ql es aproximadamente de 8.1 µs, y la frecuencia de conmutación es de aproximadamente 100 KHz. Aquí, el voltaje de resonancia Vcp (Figura 3A) a través del circuito paralelo del elemento de conmutación Ql y el capacitor de resonancia paralelo en el lado secundario Cr puede generarse cuando está desconectado el elemento de conmutación Ql puesto que el circuito de resonancia paralelo del lado primario actúa en el voltaje rectificado estabilizado Ei. En el circuito de suministro de energía presente, puesto que el voltaje estabilizado rectificado Ei es aproximamadamente la mitad de aquel obtenido durante la rectificación de multiplicación de voltaje, como se describe en lo que antecede, el voltaje de resonancia Vcp puede suprimirse hasta aproximadamente 700 V en su valor máximo, mientras que el voltaje de resonancia Vcp generado en el circuito de suministro de energía de la Figura 11 es de aproximadamente 1,800 V. Correspondientemente, en el circuito de suministro de energía de la Figura 1, puede seleccionarse un dispositivo que tiene una propiedad de voltaje no disruptivo contra aproximadamente 800 V para el elemento de conmutación Ql y el capacitor de resonancia paralelo Cr.

Al conectar el elemento de conmutación Ql, la corriente amortiguadora puede fluir a través de un diodo DD y la base-colector del elemento de conmutación Ql hacia el enrollamiento primario NI. Después del final de un periodo amortiguador en donde el flujo de la corriente amortiguadora cesa, la corriente del colector Icp del elemento de conmutación Ql exhibe primero una elevación de nivel repentina hacia un nivel positivo desde un nivel negativo y luego exhibe una caida moderada, como se muestra en la Figura 3C. Durante ese momento, la forma de onda de la corriente del colector Icp dentro del periodo TON tiene una inclinación de disminución hacia la derecha. Como resultado, cada corriente de resonancia del lado primario II, que fluye a través del enrollamiento primario NI y la corriente de resonancia del lado secundario 12 que fluye a través del enrollamiento secundario N2 exbibe un cambio de nivel repentino hacia un nivel negativo, una vez dentro del periodo TOFF y luego exhibe una elevación a un nivel positivo durante un periodo que corresponde esencialmente al periodo amortiguador. Después, la corriente II y la corriente 12 exhiben una disminución, como se muestra respectivamente mediante las formas de onda de las Figuras 3B y 3D. Como se muestra en las mismas, durante ese momento, las formas de onda tienen una inclinación que disminuye hacia la derecha dentro del periodo TON.

Como se muestra en las Figuras 3B y 3D, la corriente de resonancia del lado primario II y la corriente de resonancia del lado secundario 12 tienen niveles elevados para una porción relativamente prolongada del periodo TON. Como resultado, el circuito de suministro de energía de la Figura 1 puede aumentar la energía de carga disponible en comparación con un circuito de suministro de energía convencional. La operación anteriormente descrita y la particularidad del circuito de suministro de energía presente pueden ser debidas al espacio G formado entre las patas magnéticas e intermedias del transformador convertidor aislante PIT que proporciona una condición de acoplamiento suelto, como se ha descrito en lo que antecede, con referencia a la Figura 2. Con respecto a la operación del lado secundario, el voltaje de resonancia del lado secundario V2 a través del enrollamiento secundario N2 y el capacitor de resonancia paralelo del lado secundario C2 se muestra en la Figura 3F, y la corriente rectificada 13 que fluye a a través del diodo rectificador D01 se muestra en la Figura 3E. Como se ve desde las formas de onda de las Figuras 3E y 3F, el voltaje de resonancia del lado secundario V2 tiene una forma de onda de impulso de resonancia de polaridad. negativa en la forma de un onda sinusoidal dentro de ur. periodo DOFF, en donde el diodo rectificador DOl está desconectado, y la corriente rectificada fluye a través del diodo rectificador DOl y el voltaje de resonancia del lado secundario V2 luego tiene una forma de onda con un nivel igual al voltaje de de salida (EO) dentro de un periodo DON en donde el diodo rectificador DOl está conectado. Las formas de onda de las Figuras 3E y 3F proporcionan una indicación de una operación de rectificación de media onda para un voltaje de resonancia generado en el lado secundario. Por otra parte, cuando el voltaje VAC de entrada es de 144 V y la energía de carga es la energía de carga mínima, como se ilustra en las Figuras 3G a 3L, la frecuencia de conmutación puede elevarse como se ve desde la forma de onda del voltaje de resonancia paralelo Vcp en el lado primario mostrado en la Figura 3G. Además, cuando la frecuencia de conmutación se varía, el periodo TOFF puede fijarse, mientras que el periodo TON (ángulo de continuidad del elemento de conmutación Ql) se puede variar como se ha descrito en lo que antecede. Como resultado, el periodo TON puede convertirse más corto. Como un ejemplo, el periodo TOFF y el periodo TON, cada uno puede tener un valor de esencialmente 3 µs, y la frecuencia de conmutación puede ser de aproximadamente 170 KHz.

En otras palabras, en el circuito de energía de la Figura 1, la frecuencia de conmutación puede controlarsee variablemente dentro de la escala de aproximadamente 100 KHz a 170 KHz en respuesta a una variación de la energía de carga. De esta manera, en comparación con los circuitos de las Figuras 11 y 12, cuando la frecuencia de conmutación se puede fijar a aproximadamente 50 KHz, puede obtenerse una frecuencia de conmutación más elevada con el presente circuito de la Figura 1. Como se muestra en la Figura 31, la corriente del colector Icp puede exhibir una forma de onda que corresponde a la operación en la cual la corriente amortiguadora fluye dentro de la primera mitad del periodo TON y luego, la corriente del colector Icp fluye en una dirección desde el colector al emisor dentro de la última mitad del periodo TON. Además, la corriente de resonancia del lado primario II y la corriente de resonancia del lado secundario 12 pueden exhibir formas de onda de ondas sinusoidales que corresponden a un periodo de conmutación, como se muestra en las Figuras 3H y 3J, respectivamente. Asimismo, el voltaje de resonancia del lado secundario V2 puede tener una forma de onda de una onda sinusoidal que corresponde a la corriente de resonancia del lado secundario 12.

Puesto que la frecuencia de conmutación se eleva para disminuir el ángulo de continuiodad (periodo TON) del elemento de conmutación Ql, el diodo rectificador DOl del lado secundario puede llevar a cabo una operación de rectificación de tal manera que la corriente rectificada 13 se fija dentro del periodo DOFF, en donde el elemento de conmutación Ql está desconectado y el periodo DON en donde el elemento de conmutación Ql está conectado en cortocircuito, como se muestra en la Figura 3K. Como resultado de esta forma de onda de operación de la corriente rectificada 13, la escala de control del voltaje constante puede expandirse significativamente. Cuando el voltaje ac de entrada VAC es de 100 V y la energía de carga varía de Pomin = 0 W a Pomax = 270 W, el circuito de suministro de energía de la Figura 1 puede tener una eficiencia de conversión de energía característica y la frecuencia de conmutación fs y las características del periodo TON del elemento de conmutación Ql con respecto a la variación de la energía de carga, como se ilustra en la Figura 4. Como se ve de las características de la Figura 4, a medida que aumenta la energía de carga desde una energía de carga mínima Pomin = 0 W a la energía de carga máxima Pomax = 270 W, la frecuencia de conmutación fs puede disminuir desde aproximadamente 170 KHz hasta aproximadamente 90 KHz y el periodo TON puede aumentar, en donde el elemento de conmutación Ql está conectado. Esto corresponde a la operación descrita en lo que antecede con referencia a la Figura 3. Cuando la energía de carga está en el máximo Pomax = 275 W y el voltaje ac de entrada VAC varía de 80 V a 144 V, el circuito de suministro de energía de la Figura 1 puede tener una característica de eficiencia de conversión de energía y una frecuencia de conmutación fs y las características del periodo TON del elemento de conmutación Ql con respecto al voltaje ac de entrada VAC, como se ilustra en la Figura 5. Como se ve de la Figura 5, a medida que el voltaje ac de entrada VAC se eleva de 80 V a 144 V, la frecuencia de conmutación fs puede elevarse desde aproximadamente 60 KHz hasta aproximadamente 150 KHz y puede disminuir el periodo TON en donde el elemento Ql de conmutación está conectado. Además, como se ve de las Figuras 4 y 5, el circuito de suministro de energía de la Figura 1 puede tener una eficiencia de conversión de energía de aproximadamente 92 por ciento. Esta eficiencia de conversión de energía es considerablemente más elevada que el circuito de suministro de energía de la Figura 11 qu€' tiene una eficiencia de conversión de energía de' aproximadamente 84 por ciento. Esto puede resultar del control de la frecuencia de conmutación dentro de una escala de variación elevada de aproximadamente 100 KHz o más, debido a la construcción del transformador de control ortogonal PRT que se describe en lo que antecede, con referencia a la Figura 1. El circuito de suministro de energía descrito en la Figura 1 puede modificarse, como se describirá a continuación . El circuito de suministro de energía modificado puede adoptar un sistema de control de frecuencia de conmutación del tipo de oscilación auto-excitada y puede formarse como un convertidor de resonancia compuesto que incluye un convertidor de resonancia de voltaje en el lado primario. El transformador convertidor aislante PIT puede construirse en el lado primario y en el lado secundario, como se muestra en la Figura 8. (Puede observarse que, en la Figura 8, solamente el capacitor rectificador Ci, el elemento de conmutación Ql, el circuito de resonancia paralelo del lado primario (NI), el transformador convertidor aislante PIT, el circuito de resonancia del lado secundario (N2 y C2) y el circuito rectificador de media onda del lado secundario (DOl y COI) para producir el voltaje de de salida EOl se han mostrado) . En el lade secundario, puede llevarse a cabo la rectificación de media onda mediante una operación de modo de avance.

En el circuito de suministro de energía modificada de la Figura 8, el transformador convertidor aislante PIT puede tener una estructura semejante a aquella - y descrita en lo que antecede ""con referencia a la Figura 2, con la excepción de las direcciones de enrollamiento. Es decir, la dirección de enrollamiento del enrollamiento primario NI y la dirección de enrollamiento del enrollamiento secundario N2 que se enrolla en el transformador convertidor aislante PIT son opuestas una a la otra como se muestra en la Figura 6. En este transformador convertidor aislante PIT, como se muestra en la Figura 7, el flujo magnético fl generado mediante la corriente de resonancia del lado primario que fluye a través del enrollamiento primario NI y el flujo magnético f2 generado por la corriente de resonancia del lado secundario que fluye a través del enrollamiento secundario N2 actúan para cancelarse uno al otro. Por otra parte, cuando las direcciones de enrollamiento en el enrollamiento primario NI y el enrollamiento secundario N2 son iguales que en la disposición de la Figura 2, el flujo magnético fl y el flujo magnético f2 pueden actuar para que se sumen juntos . Cuando el flujo magnético fl y el flujo magnético f2 actúan para cancelarse uno al otro en el circuito de suministro de energía modificado, la densidad de flujo magnética de núcleo de 'ferrita que forma el transformador convertidor aislante PIT es más baja que aquella cuando el flujo magnético fl y el flujo magnético f2 se añaden juntos. Esto puede dar por resultado una reducción de la pérdida de hierro del núcleo de ferrita. Por ejemplo, en el circuito de suministro de energía de la Figura 8 que tiene el transformador convertidor aislante PIT de la Figura 6, se puede lograr una reducción de la pérdida de energía mediante aproximadamente 1.5 W con respecto a la energía de carga máxima Pomax = 270 W. La operación del circuito de suministro de energía modificado anteriormente descrito puede ser similar a aquella con referencia a los diagramas de forma de onda de las Figuras 3A a 3L. La Figura 9 muestra otra modificación en el circuito de suministro de energía de la Figura 1. En la Figura 9, los elementos similares a aquellos de las Figuras 1 y 8 se representan mediante los mismos caracteres de referencia. Estos elementos de la Figura 9 pueden accionar y funcionan de una manera similar a aquella anteriormente descrita con referencia a las Figuras 1 y 8 y, como tal, se omite en la presente una descripción adicional de los mismos . El circuito de suministro de energía modificada de la Figura 9 puede tener una construcción similar e aquella de la Figura 1 y puede tener un transformador convertidor aislante PIT similar a aquel de la Figura 6. Sin embargo, el circuito de suministro de energía modificado presente de la Figura 9 es diferente del circuito de suministro de energía modificado de la Figura 8 con respecto a la construcción de un circuito rectificador de media onda del lado secundario. En el circuito de suministro de energía modificada de la Figura 9, el terminal positivo del capacitor estabilizador COI se conecta con un extremo del enrollamiento secundario N2 y el otro extremo del enrollamiento secundario N2 se conecta con tierra en la tierra del lado secundario a través del diodo rectificador DOl. El ánodo del diodo rectificador DOl se conecta con la tierra del lado secundario y el cátodo del mismo está conectado con el enrollamiento secundario N2. Además, el capacitor de resonancia paralelo C2 está conectado en paralelo con el diodo rectificador DOl. Asimismo, un circuito de resonancia paralelo del lado secundario puede formarse del capacitor de resonancia paralelo C2 y un componente de inductancia de escape o fuga del enrollamiento secundario N2. El circuito de suministro de energía modificado de la Figura 9 puede lograr una reducción en la pérdida de energía puesto que la pérdida de hierro mediante el núclec de ferrita puede disminuirse de manera similar a aquellc. del circuito de suministro de energía modificada de la Figura 8. Con respecto a la operación del circuito de suministro de energía modificada de la Figura 9, un diagrama de forma de onda del voltaje de resonancia paralelo Vcp del lado primario se muesta en la Figura 10A y un diagrama de forma de onda del voltaje de resonancia del lado secundario V2 se muestra en la Figura 10B. Puesto que el circuito rectificador de media onda del lado secundario se forma como se describe en lo que antecede con referencia a la Figura 9, el voltaje de resonancia del lado secundario V2 mostrado en la Figura 10B es diferente de la forma de onda mostrada en la Figura 3F. Aún cuando los circuitos de suministro de energía de las Figuras 1, 8 y 9 tienen una construcción de tal manera que puede proporcionarse un convertidor de resonancia de voltaje auto-excitado en el lado primario, no se limitan al mismo y pueden tener una construcción alternativa de tal manera que, por ejemplo, se proporciona un circuito de oscilación e impulsor en la forma de un circuito integrado (IC) en vez del circuito impulsor de oscilación auto-excitado que impulsa el elemento de conmutación del convertidor de resonancia de voltaje. En este caso, como el control de voltaje constante, la forma de onda de la señal impulsora producida mediante el circuito de oscilación e impulsor se controla variablemente en respuesta al nivel del voltaje de salida del lado secundario. Para este control, la forma de onda de la señal impulsora producida puede ser de tal manera que el período TOFF en donde está desconectado el elemento de conmutación se fija y el período TON en donde el elemento de conmutación está conectado se disminuye a medida que el nivel de voltaje de salida del lado secundario se eleva para que corresponda a la operación de control de frecuencia de conmutación (variación de ángulo de continuidad) descrita anteriormente con referencia a las Figuras 3A a 3L. Mediante este control, el circuito de suministro de energía puede funcionar de manera similar a aquella descrita con referencia a la Figura 5. Cuando se adopta una construcción separadamente excitada como se ha descrito justamente, puede omitirse el transformador de control ortogonal PRT. . Además, cuando se adopta la construcción excitada separadamente que se describe en lo que antecede en vez del elemento de conmutación Ql en la forma de un solo transistor bipolar (BJT) , puede utilizarse un circuito Darlington en donde dos transistores bipolares (BJT) se conectan en una conexión Darlington. Asimismo en vez del elemento de conmutación Ql en la forma de un solc transistor bipolar (BJT) , se pueden conectar un MOS-FET (transistor de efecto campo MOS; semiconductor de óxido de metal) , un IGBT (transistor bipolar de compuerta aislada) o un SIT (tiristor de inducción electrostático) y semejantes. Cuando el circuito Darlington o uno de cualesquiera de otros dispositivos se usa como el elemento de conmutación, puede lograrse una eficiencia elevada adicional. Además, cuando cualesquiera de estos dispositivos se usa como el elemento de conmutación, la construcción del circuito impulsor para el elemento de conmutación pueden modificarse para llenar una característica del dispositivo respectivo usado en vez del elemento de conmutación Ql . Por ejemplo, si se usa un MOS-FET como el elemento de conmutación, entonces el circuito impulsor para el elemento de conmutación puede construirse para impulsar el elemento de conmutación de una manera excitada separadamente como se describe en lo que antecede. Aún cuando se han descrito en detalle en la presente una modalidad preferida de la presente invención y las modificaciones de la misma, debe quedar comprendido que esta invención no se limita a esta modalidad y las modificaciones y que pueden efectuarse otras modificaciones y variaciones mediante una persona experta en la técnica sin desviarse del espíritu y alcance de la invención come se define mediante las reivindicaciones anexas.

APLICABILIDAD INDUSTRIAL Como se describe en lo que antecede, un circuito de suministro de energía de conmutación de conformidad con la presente invención se forma como un convertidor de resonancia compuesto en donde se proporciona un convertidor de resonancia de voltaje en el lado primario y se proporciona un circuito de resonancia paralelo en el lado secundario. El circuito de suministro de energía de conmutación incluye un transformador convertidor aislante que tiene un par de núcleos en forma de E cada uno con patas externa y central en donde se forma un espacio entre las patas intermedias del mismo de manera que puede obtenerse una condición de acoplamiento suelto que tiene un coeficiente de acoplamiento más elevado que un nivel predeterminado. Un circuito rectificador de media onda de un modo aditivo se proporciona en el lado secundario. Una frecuencia de conmutación de un elemento de conmutación para conmutar un voltaje de de entrada hacia el transformador convertidor aislante conectado y desconectado se varía para efectuar el control del voltaje constante. Por lo tanto, el circuito de suministro de energía de conmutación del tipo de resonancia puede manejar energía de carga elevada y tiene eficiencia de conversión de energía elevada, tamaño pequeño y peso ligero.

Claims (7)

REIVINDICACIONES :

1. Un circuito de suministro de energía de conmutación que comprende: un medio rectificador estabilizador para recibir un suministro de energía ac, producir un voltaje rectificado estabilizado que tiene un nivel igual a aquel del suministro ac de energía y enviar el voltaje rectificado estabilizado como un voltaje de de entrada; un transformador convertidor aislante para transmitir una salida del lado primario a un lado secundario, el transformador convertidor aislante tiene un espacio formado en el mismo de manera que se obtiene un acoplamiento eficiente (k) para el acoplamiento suelto; un medio de conmutación que incluye un elemento de conmutación para conmutar el voltaje de de entrada para conectarse y desconectarse a fin de ser enviado hacia un enrollamiento primario del transformador convertidor aislante; un circuito de resonancia paralelo del lado primario formado de un componente de inductancia de escape desde un enrollamiento primario del transformador convertidor aislante y una capacitancia del capacitor de resonancia paralelo para permitir que el medio de conmutación funcione como un tipo de resonancia de voltaje; un circuito de resonancia paralelo del lado secundario que incluye un enrollamiento secundario del transformador convertidor aislante y un capacitor de resonancia paralelo del lado secundario conectado de tal manera que se forma un circuito de resonancia paralelo de un componente de inductancia de escape del enrollamiento secundario del transformador convertidor aislante y una capacitancia del capacitor de resonancia paralelo del lado secundario; un medio de producción de voltaje de de salida para recibir un voltaje alterno obtenido en el enrollamiento secundario del transformador convertidor aislante y que lleva a cabo una operación de rectificación de media onda mediante un modo aditivo para el voltaje alterno a fin de producir un voltaje de de salida del lado secundario; y un medio de control de voltaje constante para variar una frecuencia de conmutación del elemento de conmutación en respuesta a un nivel del voltaje de de salida del lado secundario para llevar a cabo el control de voltaje constante de voltaje de salida del lado secundario.

2. Un circuito de suministro de energía de conmutación de conformidad con la reivindicación 1, er donde el enrollamiento primario y el enrollamientc secundario del transformador convertidor aislante se enrollan en la misma dirección de enrollamiento.

3. Un circuito de suministro de energía de conmutación de conformidad con la reivindicación 1, en donde el enrollamiento primario y el enrollamiento secundario del transformador convertidor aislante se enrollan en direcciones opuestas.

4. Un circuito de suministro de energia de conmutación de conformidad con la reivindicación 1, en donde el transformador convertidor aislante incluye dos núcleos en forma de "E" que tienen patas externa y central en donde el espacio es la distancia entre las patas centrales de los dos núcleos en forma de E.

5. Un circuito de suministro de energía de conmutación de conformidad con la reivindicación 4, en donde el espacio es de aproximadamente 1 milímetro.

6. Un circuito de suministro de energía de conmutación de conformidad con la reivindicación 1, en donde el coeficiente de acoplamiento k tiene un valor de aproximadamente 0.78.

7. Un circuito de suministro de energía de conmutación de conformidad con la reivindicación 1, en donde el medio de control de voltaje constante incluye un transformador de control ortogonal.