JP3173908U - 双同期共振切替式直流電力供給装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】力率及び使用効率の向上を図ることができる双同期共振切替式直流電力供給装置を提供する。
【解決手段】電力供給ユニット２と、力率補正ユニット３と、共振変換ユニット４と、同期整流ユニット５と、異常電圧電流検出ユニット６とを備えている。力率補正ユニット３は、能動力率補正チップ回路と、これにより制御されている並列に接続された２つのトランジスタ制御回路を有する。同期整流ユニットは、共振変換ユニット４の二次巻線の両端にそれぞれ連結される第１の共振ブリッジ整流回路及び第２の共振ブリッジ整流回路を有する。
【選択図】図２
【解決手段】電力供給ユニット２と、力率補正ユニット３と、共振変換ユニット４と、同期整流ユニット５と、異常電圧電流検出ユニット６とを備えている。力率補正ユニット３は、能動力率補正チップ回路と、これにより制御されている並列に接続された２つのトランジスタ制御回路を有する。同期整流ユニットは、共振変換ユニット４の二次巻線の両端にそれぞれ連結される第１の共振ブリッジ整流回路及び第２の共振ブリッジ整流回路を有する。
【選択図】図２
Description
本考案は、切替式直流電力供給装置に関し、より詳しくは、双同期共振切替式直流電力供給装置に関する。
電源変換装置は、一般電子機器或いはデバイスが作動するのに必要な電力の供給に不可欠なものであり、エネルギーを有効に利用すると共に、省エネへの配慮も必要となる。
図１は、台湾特許公告公報第Ｉ３０９９１４号に開示されているハーフブリッジ共振コンバータの構成を示す図である。このコンバータは一次巻線１１及び二次巻線１２を備えている。二次巻線１２は、ＭＯＳＦＥＴパワートランジスタと巻線とによりカップリング接続された第１の電子スイッチ１２１と、他のＭＯＳＦＥＴパワートランジスタと巻線とによりカップリングされた第２の電子スイッチ１２２と、フィルタインダクターが直列に接続されたダイオード及びレジスタに並列に接続された第１のエネルギー格納ユニット１２３と、他のフィルタインダクターが直列に接続されたダイオード及びレジスタに並列に接続された第２のエネルギー格納ユニット１２４とを有する。このようなハーフブリッジ共振コンバータは、第１の電子スイッチ１２１と第２の電子スイッチ１２２とにより同期整流を果たすことができる。更に、第１のエネルギー格納ユニット１２３及び第２のエネルギー格納ユニット１２４により、第１の電子スイッチ１２１と第２の電子スイッチ１２２とから起因する逆バイアスによるエネルギー損失を避けることができる。
しかしながら、かかるハーフブリッジ共振コンバータは、出力信号や負荷インダクタンス、負荷容量などのパワー損失に影響され、出力信号の電圧と電流との位相差が大きいので力率が低下する問題点がある。
本考案は、力率及び使用効率の向上を図ることができる双同期共振切替式直流電力供給装置を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために、本考案に係る双同期共振切替式直流電力供給装置は、交流電源より供給される交流信号を受け取る電力供給回路と、前記電力供給回路に電気的に接続され、受け取った交流信号を整流・ろ過して直流電圧出力を得る整流ろ過回路と、を有する電力供給ユニットと、前記整流ろ過回路に電気的に接続された昇圧回路と、前記昇圧回路に電気的に接続された能動力率補正チップ回路と、前記能動力率補正チップ回路に並列に電気的に接続された２つのトランジスタ制御回路とを有する力率補正ユニットと、前記昇圧回路に電気的に接続された電力切替回路と、前記電力切替回路を制御するように前記電力切替回路と電気的に接続され、前記電力切替回路を導通状態と遮断状態とに交互に切り替えるよう制御する共振チップ回路と、前記電力切替回路に電気的に接続された電圧変換回路とを有し、前記電圧変換回路は、前記電力切替回路に電気的に接続された一次巻線と、前記一次巻線に連結された二次巻線とを有する共振変換ユニットと、前記二次巻線の両端のそれぞれと連結された第１の共振ブリッジ整流回路及び第２の共振ブリッジ整流回路と、前記第１の共振ブリッジ整流回路及び前記第２の共振ブリッジ整流回路に電気的に接続された供給電圧出力回路とを有する同期整流ユニットと、を備えていることを特徴とする。
上記構成によれば、能動力率補正チップ回路によって制御されている２つの並列に接続されたトランジスタ制御回路を用いることによって、力率を効果的に高めることができると共に、無効電力の消耗を軽減することができる。また、同期整流ユニットは第１の共振ブリッジ整流回路及び第２の共振ブリッジ整流回路を用いることによって、共振変換ユニットにおける二次巻線によって変換出力された交流電圧の正、負の正弦波をそれぞれ双同期に整流・ろ過することができる。従って、本考案に係る双同期共振切替型直流電力供給装置の使用効率を高めることができ、省エネ・節電の効果を得ることができる。
以下、本考案に係る実施形態を、添付の図面を参照しながら説明する。以下に説明する実施形態は本考案の一実施例であり、本考案は以下の実施形態に制限されるものではない。
本考案に係る双同期共振切替型直流電力供給装置は、図２に示すように、電力供給ユニット２と、力率補正ユニット３と、共振変換ユニット４と、同期整流ユニット５と、異常電圧電流検出ユニット６とを備えている。
電力供給ユニット２は、図２、図３に示すように、交流電源Ｖａｃから交流信号を受け取る電力供給回路２１と、電力供給回路２１に電気的に接続され、受け取った交流信号を整流ろ過して直流電圧出力Ｖａを得る整流ろ過回路２３と、電力供給回路２１と整流ろ過回路２３との間に電気的に接続されたアンチインターフェアレンス回路２２とを有する。なお、アンチインターフェアレンス回路２２は、一例としては、電磁適合性（Electromagnetic Compatibility (EMC)）回路として電磁波障害や、放射線障害、配線導通障害などを受けて回路性能に影響を与えることがないよう用いられる。
力率補正ユニット３は、図２、図４に示すように、整流ろ過回路２３に電気的に接続された昇圧回路３１と、昇圧回路３１に電気的に接続された能動力率補正チップ回路３２と、能動力率補正チップ回路３２に電気的に連結され並行に配列された２つのトランジスタ制御回路３３、３４とを備えている。能動力率補正チップ回路３２は、２つのトランジスタ制御回路３３、３４の導通と遮断を制御する。
共振変換ユニット４は、図２、図５に示すように、昇圧回路３１に電気的に接続された電力切替回路４１と、電力切替回路４１に電気的に接続され、電力切替回路４１を導通状態と遮断状態との間で交互に切り替えるよう制御する共振チップ回路４２と、電力切替回路４１に電気的に接続された電圧変換回路４３とを有する。電圧変換回路４３は、電力切替回路４１に電気的に接続された一次巻線Ｔ１と、一次巻線Ｔ１に連結された二次巻線Ｔ２とを有する。二次巻線Ｔ２はセンタータップ式整流配置によって同期整流ユニット５に電気的に接続されている（図６に示す）。
同期整流ユニット５は、図２、図６に示すように、二次巻線Ｔ２の両端のそれぞれに連結された第１の共振ブリッジ整流回路５１及び第２の共振ブリッジ整流回路５２と、第１の共振ブリッジ整流回路５１及び第２の共振ブリッジ整流回路５２に電気的に接続された供給電圧出力回路５３とを有する。
異常電圧電流検出ユニット６は、図２、図７に示すように、供給電圧出力回路５３に電気的に接続されており、定電圧定電流増幅回路６１と、定電圧定電流増幅回路６１に電気的に接続された出力電圧調節回路６２と、定電圧定電流増幅回路６１に連結された第１のフォトカプラ６３と第２のフォトカプラ６４とを有する。
共振変換ユニット４の共振チップ回路４２は、図５に示すように、第１のフォトカプラ６３と光学的に連結可能な第１のカプラＰＨ１に電気的に接続されている。能動力率補正チップ回路３２は、図４に示すように、第２のフォトカプラ６４と光学的に連結可能な第２のカプラＰＨ２に電気的に接続されている。
次いで、本考案に係る双同期共振切替式直流電力供給装置の機能及び動作について図２〜７を参照して説明する。
図２〜４に示すように、本考案に係る切替式直流電力供給装置が作動すると、電力供給回路２１は商用交流電源Ｖａｃから交流信号（７０Ｖ〜２６４Ｖ）を受信する。次いでこの交流信号を電磁波と放射線とによる干渉を受けないようアンチインターフェアレンス回路２２に通すと共に、整流ろ過回路２３によって整流してろ過することによって直流電圧出力Ｖａを得る。そして、直流電圧出力Ｖａは能動力率補正チップ回路３２のＰＦＣ ＩＣ１に送出される前に、力率補正ユニット３におけるレジスタＲ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６によって分圧される。同時に、直流電圧出力ＶａはダイオードＤ１及びレジスタＲ８、Ｒ９、Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２によっても分圧され、フィードバック電圧Ｖｆが出力され、ＰＦＣ ＩＣ１に送出される。従って、リモート側の負荷が変化しても、昇圧回路３１によって出力される直流電圧Ｖｂは一定のレベルに保持される。そして、並列に連結された２つのトランジスタ制御回路３３、３４のソースターミナル電圧ＶｓがレジスタＲ１８を介してＰＦＣ ＩＣ１に送出される。
こうして、ＰＦＣ ＩＣ１において、直流電圧出力Ｖａを用いてフィードバック電圧Ｖｆのフィードバック信号とソースターミナル電圧Ｖｓのフィードバック信号とを比較することにより、並列に連結された２つのトランジスタ制御回路３３、３４におけるＭＯＳＦＥＴ トランジスタＱ１、Ｑ５の導通及び遮断を制御することができる。以上により、直流電圧出力Ｖａの電流波形を整えて電圧位相に追いつくことができ、電圧と電流との位相差が小さくなるよう相対的に補正することができるので、力率を高めることができる。なお、本例においては、力率が平均的に少なくとも９０％以上保持される。
本例において、能動力率補正チップ回路３２のＰＦＣ ＩＣ１によって導通・遮断が制御されているトランジスタＱ１、Ｑ５を用いると共に、昇圧回路３１のインダクターＬ３とも合わせることによって、２つのトランジスタＱ１，Ｑ５を導通させると、インダクターＬ３を経た電流を大幅に増加することができる。一方、２つのトランジスタＱ１、Ｑ５を遮断させると、昇圧回路３１の高い直流電圧Ｖｂ（約３８０Ｖ〜４００Ｖ）の放電時間を大きく短縮することができる。
共振変換ユニット４は、図２、図４、図５に示すように、主として力率補正ユニット３から出力された高い直流電圧Ｖｂを負荷の所望な電圧に変換することができる。これは、共振チップ回路４２のＬＬＣ ＩＣ２及び電力切替回路４１のＭＯＳＦＥＴパワートランジスタの寄生容量Ｃ１７を用いて共振させることを利用している。この発振により、それぞれ５０％のデューティサイクルを有し且つ２つのパワートランジスタＱ３、Ｑ４の交互切替導通状態を引き起こす２つの共振周波数の共振周波数信号が生成される。また、２つのパワートランジスタＱ３，Ｑ４の電圧切替損失がゼロである状態において、ＬＬＣ ＩＣ２は負荷のサイズに応じて、パワートランジスタＱ３、Ｑ４を交互に切り替えて導通させる信号切替周波数を変えることができる。
また、力率補正ユニット３から出力された高い直流電圧Ｖｂは正弦波電圧出力に変換されて、電圧変換回路４３の一次巻線Ｔ１へ出力される。そして、一次巻線Ｔ１は二次巻線Ｔ２に連結されているので、かかる正弦波電圧は正、負の正弦波を有する交流電圧出力に変換される。
負荷が軽負荷の場合、２つのパワートランジスタＱ３、Ｑ４の導通状態を引き起こす信号切替周波数が共振周波数よりも高いため、利得が低下する。一方、負荷が重負荷の場合、２つのパワートランジスタＱ３、Ｑ４を導通状態に引き起こす信号切替周波数が共振周波数よりも低いため、利得が上昇する。また、負荷が通常の負荷の場合、適当な利得を保つよう２つのパワートランジスタＱ３、Ｑ４の導通状態を引き起こす信号切替周波数が共振周波数の付近で作動する。
同期整流ユニット５において、図２、図５、図６に示すように、第１の共振変換ユニット４によって変換出力された正、負正弦波形状の交流電圧のそれぞれを第１の共振ブリッジ整流回路５１と第２の共振ブリッジ整流回路５２それぞれを通過させると共に、同期整流ＩＣ４、ＩＣ５を介して第１の共振変換ユニット４によって変換出力された正、負正弦波形状の交流電圧のそれぞれを双同期に整流、ろ過することによって直流電圧が得られる。そして、供給電圧出力回路５３によって電圧調節されると、安定した直流電圧Ｖｄｃが出力される。こうして、本例に係る双同期共振切替式直流電力供給装置の使用効率を高めることができる。
異常電圧電流検出ユニット６の定電圧定電流増幅回路６１は、図２、図６、図７に示すように、供給電圧出力回路５３から出力された直流電圧Ｖｄｃを安定して負荷へ供給することができる。このとき、出力電圧調節回路６２の可変抵抗ＶＲ１を用いることにより、供給電圧出力回路５３から出力される直流電圧Ｖｄｃのレベルを適切に調整することができる。そして、定電圧定電流増幅回路６１のマイクロ抵抗値金属抵抗ＲＳ１を用いることにより、供給電圧出力回路５３から出力された直流電圧Ｖｄｃ側の負荷の変化を精密に検出することができると共に、定電圧定電流増幅回路６１へ適切にフィードバックすることができる。
直流電圧Ｖｄｃ側の負荷に異常電圧が検出されたとき、定電圧定電流増幅回路６１が第１のフォトカプラ６３を作動させて、共振変換ユニット４の共振チップ回路４２に電気的に接続された第１のカプラＰＨ１と共に光の連結を行うことで、共振チップ回路４２の作動を終了させる。
マイクロ抵抗値金属抵抗ＲＳ１によって直流電圧Ｖｄｃ側の負荷に異常電流が検出されたとき、定電圧定電流増幅回路６１が第２のフォトカプラ６４を作動させて、力率補正ユニット３の能動力率補正チップ回路３２に電気的に接続された第２のカプラＰＨ２と共に光の連結を行うことで、能動力率補正チップ回路３２の作動を終了させる。その結果、本例に係る双同期共振切替型直流電力供給装置に対する保護を達成することができる。
以上により、本考案に係る双同期共振切替型直流電力供給装置は、能動力率補正チップ回路３２によって制御されている並列に接続された２つのトランジスタＱ１、Ｑ５を用いることによって、力率を効果的に高めることができると共に、無効電力の消耗を軽減することができる。また、同期整流ユニット５は第１の共振ブリッジ整流回路５１及び第２の共振ブリッジ整流回路５２を用いることによって、共振変換ユニット４における二次巻線Ｔ２によって変換出力された交流電圧の正、負の正弦波をそれぞれ双同期に整流・ろ過することができる。従って、本考案に係る双同期共振切替型直流電力供給装置の使用効率を高めることができ、省エネ・節電の効果を得ることができる。
本考案に係る双同期共振切替型直流電力供給装置は、省エネ節電する直流電力供給装置に有用である。
２ 電力供給ユニット
２１ 電力供給回路
２２ アンチインターフェアレンス回路
２３ 整流ろ過回路
３ 力率補正ユニット
３１ 昇圧回路
３２ 能動力率補正チップ回路
３３、３４ トランジスタ制御回路
４ 共振変換ユニット
４１ 電力切替回路
４２ 共振チップ回路
４３ 電圧変換回路
５ 同期整流ユニット
５１ 第１の共振ブリッジ整流回路
５２ 第２の共振ブリッジ整流回路
５３ 供給電圧出力回路
６ 異常電圧電流検出ユニット
６１ 定電圧定電流増幅回路
６２ 出力電圧調節回路
６３ 第１のフォトカプラ
６４ 第２のフォトカプラ
Ｔ１ 一次巻線
Ｔ２ 二次巻線
Ｖａ 直流電圧出力
Ｖａｃ 交流電源
２１ 電力供給回路
２２ アンチインターフェアレンス回路
２３ 整流ろ過回路
３ 力率補正ユニット
３１ 昇圧回路
３２ 能動力率補正チップ回路
３３、３４ トランジスタ制御回路
４ 共振変換ユニット
４１ 電力切替回路
４２ 共振チップ回路
４３ 電圧変換回路
５ 同期整流ユニット
５１ 第１の共振ブリッジ整流回路
５２ 第２の共振ブリッジ整流回路
５３ 供給電圧出力回路
６ 異常電圧電流検出ユニット
６１ 定電圧定電流増幅回路
６２ 出力電圧調節回路
６３ 第１のフォトカプラ
６４ 第２のフォトカプラ
Ｔ１ 一次巻線
Ｔ２ 二次巻線
Ｖａ 直流電圧出力
Ｖａｃ 交流電源
Claims (3)
- 交流電源より供給される交流信号を受け取る電力供給回路と、前記電力供給回路に電気的に接続され、受け取った交流信号を整流・ろ過して直流電圧出力を得る整流ろ過回路と、を有する電力供給ユニットと、
前記整流ろ過回路に電気的に接続された昇圧回路と、前記昇圧回路に電気的に接続された能動力率補正チップ回路と、前記能動力率補正チップ回路に並列に電気的に接続された２つのトランジスタ制御回路とを有する力率補正ユニットと、
前記昇圧回路に電気的に接続された電力切替回路と、前記電力切替回路を制御するように前記電力切替回路と電気的に接続され、前記電力切替回路を導通状態と遮断状態との間で交互に切り替えるよう制御する共振チップ回路と、前記電力切替回路に電気的に接続された電圧変換回路とを有し、前記電圧変換回路は、前記電力切替回路に電気的に接続された一次巻線と、前記一次巻線に連結された二次巻線とを有する共振変換ユニットと、
前記二次巻線の両端のそれぞれと連結された第１の共振ブリッジ整流回路及び第２の共振ブリッジ整流回路と、前記第１の共振ブリッジ整流回路及び前記第２の共振ブリッジ整流回路に電気的に接続された供給電圧出力回路とを有する同期整流ユニットと、
を備えていることを特徴とする双同期共振切替式直流電力供給装置。 - 更に、前記供給電圧出力回路に電気的に接続された異常電圧電流検出ユニットを有し、
前記異常電圧電流検出ユニットは、定電圧定電流増幅回路と、前記定電圧定電流増幅回路に電気的に接続された出力電圧調節回路と、前記定電圧定電流増幅回路に接続された第１のフォトカプラと第２のフォトカプラと、を有し、
更に、前記第１のフォトカプラと光学的に連結可能であると共に前記共振チップ回路と電気的に接続された第１のカプラと、前記第２のフォトカプラと光学的に連結可能であると共に前記能動力率補正チップ回路に電気的に接続された第２のカプラとを有することを特徴とする請求項１に記載の双同期共振切替式直流電力供給装置。 - 前記電力供給ユニットは更に、前記電力供給回路と前記整流ろ過回路との間に電気的に接続されたアンチインターフェアレンス回路を有することを特徴とする請求項２に記載の双同期共振切替式直流電力供給装置。
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