CN1200503C

CN1200503C - 开关电源装置

Info

Publication number: CN1200503C
Application number: CNB011310308A
Authority: CN
Inventors: 西田映雄; 谷竜太; 中平浩二
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2000-09-06
Filing date: 2001-09-04
Publication date: 2005-05-04
Anticipated expiration: 2021-09-04
Also published as: JP3465673B2; US6529392B2; DE10143692B4; GB0120910D0; CN1343035A; GB2370887B; GB2370887A; JP2002084748A; DE10143692A1; US20020027787A1

Abstract

一种环形扼流圈转换器型(RCC)开关电源装置包括一个变压器，其具有初级线圈、次级线圈和反馈线圈；主开关元件，其接收来自反馈线圈的反馈信号，并且导通和断开初级线圈的电流；整流和平滑电路，其包括连接到次级线圈的整流元件和平滑元件；以及控制电路，其连接在反馈线圈与主开关元件的控制端之间，提供一个延迟电路，用于在通过整流元件的电流变为零之后的一段时间内禁止主开关元件导通，以及提供一个开关电路，用于按照两个或者两个以上的分级切换延迟电路的延迟时间。延迟电路具有在变压器的反馈线圈与主开关元件的控制端之间的开关器件和时间常数电路，其中开关器件改变时间常数电路的时间常数。

Description

开关电源装置

发明领域

本发明涉及一种振铃用扼流圈式(ringing choke)转换器型开关电源装置。

现有技术

到目前为止，已知一种振铃用扼流圈式转换器(在下文中称为RCC)型开关电源装置被用作为一种开关电源装置。该RCC型开关电源利用商用交流电源提供稳定的直流电源，并且由于该结构相对简单以及电源装置是小尺寸轻量和高效率的，因此它广泛用于各种设备、例如电子计算机、通信设备、办公自动化设备等等。另外，这种电源装置还在小容量串联调节器中被用作为一种辅助装置和前置调节器。

图8为一种常规的RCC型开关电源的电路图。如该图中所示，开关电源装置10包括一个输入电路2、直流-直流(DC-DC)转换器电路3、电压检测器电路4以及控制电路5。

输入电路2包括一个保险丝F、一个滤波器电路LF以及一个整流二极管桥路DB，并且一个交流电源AC连接到该输入端。另外，该输入电路2的一个输入端通过保险丝F连接到滤波器电路LF的一端，并且输入电路2的另一个输入端直接连接到滤波器电路LF的输入侧的另一端。另外，在滤波器电路LF的输出侧上的端子连接到二极管电桥DB的各个输入端。二极管电桥DB的输出端a和b连接到DC-DC转换器电路3的输入端a和b。

DC-DC转换器电路3包括电容器C1和C4、变压器T、一个主开关元件以及一个二极管D1，该主开关元件例如MOS场效应晶体管(FET)Q1以及电阻器R1和R10。另外，变压器T包括一个初级线圈N1、一个极性与初级线圈N1相反的次级线圈N2、以及一个极性与初级线圈N1相同的反馈线圈Nb。平滑电容器C1提供在DC-DC转换器电路3的输入端a和b之间，并且初级线圈N1与FET Q1的串联电路与电容器C1并联。因此，变压器T的初级线圈N1的起点连接到DC-DC转换器电路3的输入端a，FET Q1的漏极连接到初级线圈N1的末端，FET Q1的源极连接到DC-DC转换器电路3的输入端。另外，启动电阻R1的一端连接到初级线圈N1的起点，电阻器R1的另一端连接到FET Q1的栅极。电阻器R10连接到FET Q1的栅极和源极之间。另外，整流二极管D1的阳极连接到变压器T的次级线圈N2的末端，并且平滑电容器C4连接在二极管D1的阴极与次级线圈N2的起点之间。二极管D1和电容器C4构成一个整流和平滑电路。

电压检测器电路4提供在DC-DC转换器电路3的外部，并且包括电阻器R5、R6和R7、作为光耦合器PC的一个发光器件的发光二极管PD、以及一个分路调节器Sr。电压检测器电路4的输出端与DC-DC转换器电路3的电容器C4相并联。另外，电阻器R5、发光二极管PD和分路调节器Sr的串联电路以及电阻器R6和R7的串联电路与电容器C4相并联。另外，发光二极管PD的阴极和分路调节器Sr的阴极相连接。另外，分路调节器Sr的参考端连接到电阻器R6和R7之间的连接点。

控制电路5包括电阻器R2、R3、R4和R13、电容器C2和C3、二极管D2、作为光耦合器PC的一个光接收元件的光电晶体管PT、以及一个NPN晶体管Q2。电容器C3和电阻器R13串联在DC-DC转换器电路3的FET Q1的栅极与反馈线圈Nb的起点之间。另外，晶体管Q2的集电极和发射极分别连接到FET Q1的栅极和源极。另外，电阻器R2和电阻器R3的串联电路连接在反馈线圈Nb的起点和末端之间。另外，电阻器R4、二极管D2和在光耦合器PC中的光电晶体管PT的串联电路与电阻器R2相并联。另外，二极管D2的阴极连接到光耦合器PC中的光电晶体管PT的集电极。另外，电容器C2连接在晶体管Q2的基极与发射极之间，并且上述电阻器R3与电容器C2相并联。

接着，描述如上文所述构成的开关电源装置10的操作。首先，在电源启动时，电压通过启动电阻R1施加到FET Q1的栅极上，并且FETQ1导通。按照这种方式，电源的电压施加到变压器T的初级线圈N1，并且在反馈线圈Nb中产生具有与初级线圈N1相同极性的电压。作为一个正反馈信号的该电压信号被通过电阻器R13和电容器C3提供到FETQ1的栅极，并且FET Q1快速导通。在此时，激励能量存储在初级线圈N1中。

由于在反馈线圈Nb中的电动势使得充电电流通过电阻器R1流到电容器C2。当电容器C2的电压超过控制晶体管Q2的基极和发射极之间的正向电压降，晶体管Q2导通。按照这种方式，FET Q1的栅极和源极之间的电压基本上变为零，从而使FET Q1截止。

因此，在FET Q1的导通周期过程中存储在变压器T的初级线圈N1中的激励能量被释放，作为电能通过次级线圈N2，被二极管D1所整流，被电容器C4所平滑，并且提供到连接电压检测器电路4的输出端的负载(未在图中示出)。

当在充电的电容器C2中的电荷被通过电阻器R3等放电电路放电时，充电电压变为等于或小于晶体管Q2的基极与发射极之间的正向电压降，晶体管Q2截止。另外，当存储在变压器T的初级线圈N1中的激励能量被通过次级线圈N2释放并且通过二极管D1的电流变为零时，在反馈线圈Nb中产生一个反弹电压，其中线圈的起点是正极性的，并且FET Q1被该反弹电压再次导通。当FET Q1导通时，电压被再次提供到变压器T的初级线圈N1，并且激励能量存储在初级线圈N1中。

因此，上述振荡在开关电源装置10中重复。

接着，描述由电压检测器电路4所控制的反馈。在正常状态下，在负载侧的输出电压由电阻器R6和R7的分压器所检测，并且把该检测电压与分路调节器Sr的参考电压相比较。输出电压的变化被分路调节器Sr所放大，通过光耦合器PC的发光二极管PD的电流改变，并且发光二极管PD的光发射量也改变。另外，根据由光耦合器PC的光电晶体管PT所接收的光量，光电晶体管PT的阻抗改变，电容器C2的充电时间常数相应地改变。输出电压下降越多，上述充电时间常数则变得越大，并且输出电压更加相应地下降，由晶体管Q2所造成的FET Q1导通到强制截止的时间段越长，也就是说，FET Q1的导通状态时间段增加，强制输出电压增加。另外，当输出电压增加时，情况相反，并且输出电压被强制减小。按照这种方式，实现稳压控制，使得输出电压恒定。

另外，小负载状态对应于上述输出电压增加的情况，并且大负载状态对应于上述输出电压下降的情况。

在图8中所示的常规的RCC型开关电源装置中，已知FET Q1的振荡频率基本上与输入功率或输出功率成反比地变化。这在图5(b)中示出，也就是说示出振荡频率(开关频率)与输出(负载功率)的关系。

通常，当负载变小时，对于每次开关操作的开关损耗减小，但是如图5(b)中所示，输出功率越小，即负载越小，则振荡频率变得越高，并且开关操作的次数越大，相应地开关损耗增加。结果，即使负载变小，开关损耗的减小程度是非常小的。因此，负载越小，则电源装置的效率越下降。

为了减小在这种小负载状态下的开关损耗，可以设计电路常数，使得振荡频率在额定负载处变得较低，但是当电源装置需要用于从非常小负载到大负载的宽范围时。即，在额定负载的振荡频率一般主要由变压器的磁通量密度、交流脉动、噪声等等的影响所确定，如果振荡频率太低，则造成变压器饱和等问题。

另外，当使得常规RCC型开关电源装置的设备处于待机状态时，即处于上述小负载状态，当振荡频率变高，由于开关损耗而在主开关元件中产生热量。

例如，在打印机中使用的开关电源装置中，当电源开关处于关闭状态时，可以在待机过程中使用一个开关信号来使该电源工作在最佳工作模式。另一方面，一旦打印机的电源开关被开启以进行打印等等操作，开关电源装置返回到用于正常工作的最佳工作模式。另外，当打印机的电源开关处于开启状态，如果不执行打印，则有一段等待时间。因为打印机在等待时间过程中是小负载的，所以如上文所述在用于该打印机中的开关电源装置的主开关元件中产生热量。

对于该问题，在日本未审查专利申请公告第11-235036号中，本申请的发明人公开了一种关于开关电源装置的技术，其中通过在待机状态输入开关信号并且降低振荡频率而改进待机时的损耗。

另外，在日本专利申请第11-253550号中，本申请的发明人提出了一种关于开关电源装置的技术，其中通过连续降低在待机时使用的额定范围内的振荡频率而改变待机时的损耗。

但是，在公开于日本未审查专利申请公告第11-235036号中的开关电源装置中，当开关信号用于正常操作时该电源装置作为一种RCC。因此，当电源装置如上述打印机中那样处于待机状态，没有提供用于减小损耗的措施，并且在此存在造成输入功率增加以及在主开关元件中发热的问题。此外，也存在间歇振荡操作，在这种情况下输出波纹电压增加。另外，在日本专利申请第11-253550号中提出的开关电源装置中，当该电源装置处于小负载状态时，振荡频率自动降低。在这种情况下，当振荡频率降低太多时，则负载的响应特性变差，并且相应地当与在日本未审查专利审请公告第11-235036号中所述的技术相比较时，该频率限于高频。因此，存在着降低损耗的效果差于开关信号输入型的问题。

发明内容

本发明用于解决上述问题，本发明的一个目的是提供一种RCC型开关电源装置，其中在小负载和待机状态下通过把振荡频率降低或基本保持在恒定数值，避免振荡频率增加，降低待机功率，减小主开关的发热，改善RCC的待机效率，并且改进由于间断振荡所造成的输出脉动电压，其中由一个外部信号切换操作模式或者在负载电流变为待机状态之后的一定时间段之后切换操作模式，振荡频率进一步降低，并且待机损耗大大减小。

本发明环形扼流圈转换器型开关电源装置包括一个变压器，其具有初级线圈、次级线圈和反馈线圈；主开关元件，其接收来自反馈线圈的反馈信号，并且导通和断开初级线圈的电流；整流和平滑电路，其包括连接到次级线圈的整流元件和平滑元件；以及控制电路，其连接在反馈线圈与主开关元件的控制端之间，提供一个延迟电路，用于在通过整流元件的电流变为零之后的一段时间内禁止主开关元件导通，以及提供一个开关电路，用于按照两级或者两个以上的分级切换延迟电路的延迟时间。并且延迟电路具有在变压器的反馈线圈与主开关元件的控制端之间的开关器件和时间常数电路，其中开关器件改变时间常数电路的时间常数。

根据该结构，由延迟电路在特定的时间段内禁止主开关元件导通，并且延长截止状态的周期。另外，可以由开关电路按照两级或两个以上的分级切换延迟时间。因此，当与不使用这种延迟电路的情况相比时，降低主开关元件的开关频率。另外，可以由开关电路把主开关元件的开关频率设置在所需数值。

另外，在本发明的开关电源装置中，延迟电路包括在变压器的反馈线圈与主开关元件的控制端之间的开关器件和时间常数电路，以及提供用于切换时间常数电路的时间常数的开关电路。按照这种方式，根据时间常数电路的时间常数改变开关器件的导通状态时间段，可以由开关电路切换时间常数电路的时间常数。

另外，在本发明的开关电源装置中，提供一个输出功率检测电路，用于由整流元件和平滑元件整流和平滑变压器的反馈线圈的电压，以及提供一个延迟时间延长电路，其通过电阻元件连接在输出功率检测电路与延迟电路的控制端之间。

另外，在本发明的开关电源装置中，可以由一个外部信号切换该开关电路。按照这种方式，可以容易地从外部切换主开关元件的开关频率。

另外，在本发明的开关电源装置中，提供一个电流检测器电路，用于检测通过次级线圈的电流，以及提供该开关电路，用于在电流检测器电路检测到负载电流或者负载功率处于待机状态时的一段时间之后切换延迟电路的延迟时间。因此，可以自动地切换主开关元件的开关频率。

附图简述

图1为示出根据本发明第一实施例的开关电源装置的电路图；

图2为示出根据本发明第二实施例的开关电源装置的电路图；

图3为示出根据本发明第三实施例的开关电源装置的电路图；

图4为示出在图3中所示的开关电源装置的初级线圈侧构成输出功率检测器电路的电容器的充电电压的绝对值的变化的曲线图；

图5为示出本发明和常规的开关电源装置的开关频率的改变的曲线图；

图6为示出根据本发明第四实施例的开关电源装置的电路图；

图7为示出根据本发明第五实施例的开关电源装置的电路图；

图8为常规RCC型开关电源装置的电路图。

发明详述

第一实施例

参照图1描述根据本发明第一实施例的RCC型开关电源装置的结构。图1为示出根据本发明第一实施例的开关电源装置的电路图。另外，在该图中所述的开关电源装置1中，对图8中所示的开关电源装置10添加延迟电路6和延时开关电路7，并且其它电路与图8中所示相同。因此，对相同的部分给予相同的参考标号，并且省略具体的描述。

在图1的所示实施例中，在开关电源装置1中的延迟电路被提供在DC-DC转换器电路3和控制电路5之间，并且包括电阻器R8、R13和R14、电容器C5、二极管D3、以及作为一个开关器件的PNP型晶体管Q3。另外，电阻器R13被从图8中的控制电路5转移到延迟电路6。在延迟电路6中，电阻器R13和晶体管Q3的串联电路与电阻器R14和二极管D3的串联电路并联在作为DC-DC转换器电路3中FET Q1的控制端的栅极与控制电路5中的电容器C3之间。另外，在上述延迟电路6中，电阻器R13的一端与晶体管Q3的集电极相连接，并且电阻器R14的一端与二极管D3的阳极相连接。另外，电容器C5和电阻器R8相串联，并且连接在控制电路5中的晶体管Q2的集电极与发射极之间。电容器C5和电阻器R8构成一个时间常数电路。晶体管Q3的基极连接到电容器C5和电阻器R8之间的连接点，电容器C5处于晶体管Q3的基极和发射极之间。

延时开关电路7被提供在延迟电路6中，并且包括开关SW1和电阻器R15。开关SW1和电阻器R15的串联电路与延迟电路6中的电阻器R8相并联。通常，开关SW1导通。

接着，将描述如此构成的开关电源装置的操作。另外，在此描述全部操作的主要部分。

首先，当电压被提供到FET Q1的栅极并且FET Q1导通时，电源电压被提供到变压器T的初级线圈N1，并且在反馈线圈Nb中产生与初级线圈N1极性相同的电压。该电压信号被作为一个正反馈信号通过电容器C3、导通的晶体管Q3以及电阻器R13提供到FET Q1的栅极，并且FET Q1快速导通。在此时，激励能量被存储在初级线圈N1中。

由于反馈线圈Nb的电动势使得充电电流还通过电阻器R2流到电容器C2。当电容器C2的充电电压超过晶体管Q2的基极与发射极之间的正向电压降时，晶体管Q2导通。因此，FET Q1的基极和源极之间的电压基本上变为零，结果FET Q1截止。

因此，当FET Q1导通时，存储在变压器T的初级线圈N1中的激励能量被作为电能释放，该电能通过次级线圈N2，被二极管D1所整流，被电容器C4所平滑，并且提供到一个连接到电压检测器电路4的输出端的负载，其未在图中示出。

当在充电的电容器C2中的电荷被通过包含电阻器R3的放电电路放电，并且电容器C2的充电电压变为低于晶体管Q2的基极与发射极之间的正向电压降时，晶体管Q2截止。另外，当存储在变压器T的初级线圈N1中的总激励能量被通过次级线圈N2释放并且通过二极管D1的电流变为零时，电容器C5被在反馈线圈Nb中产生的回弹电压Vnb所充电。

当电容器C5的充电电压Vc2到达晶体管Q3导通的电压Von时，晶体管Q3导通，一个电压被施加到FET Q1的栅极，并且FET Q1导通。

如上文所述，可以延迟FET Q1的导通，直到延迟电路6中的晶体管Q2的充电电压Vc2到达电压Von。另外，到晶体管Q3导通为止的时间段由包含电容器C5和并联的电阻器R8和电阻器R15的时间常数电路的时间常数所确定。

当通过断开延时开关电路7中的开关SW1而使电阻器R15与电阻器R8断开时，该时间常数由电容器C5和电阻器R8所决定。另外，用于FET Q1导通的延迟时间被延长。按照这种方式，FET Q1的导通被延迟，并且FET Q1的截止状态时间段被延长。

按照这种方式，由于延迟电路6使得在小负载时可以保持基本恒定的振荡频率，并且通过避免开关频率增加使得在待机过程中RCC的效率提高，或者改善输出的脉动电压。另外，通过在延时开关电路7中的开关SW1的导通和断开、可以调节到FET Q1导通时为止的延迟时间，并且可以大大提高在小负载时的效率。

第二实施例

接着，根据图2描述本发明第二实施例的RCC型开关电源装置的结构。图2为示出根据本发明第二实施例开关电源装置的电路图。在图2中，开关电源装置1a的延迟电路6的结构基本上与图1中所示的开关电源装置1的延迟电路6相同。另外，在开关电源装置1a的延时开关电路7a包括开关SW1和电阻器R15。在开关SW1和电阻器R15的串联电路中，电阻器R15的一端连接到DC-DC转换器电路3中的FET Q1的栅极，并且开关SW1的一端连接到延迟电路6中的晶体管Q3的基极。

按照这种方式构成的开关电源装置1a按照与开关电源装置1相同的方式工作。相应地，可以在小负载保持基本恒定的振荡频率，并且通过避免开关频率的增加，可以提高在待机时RCC的效率，或者可以改善输出的脉动电压，同时，通过使开关SW1导通和断开大大地提高在小负载时的效率。

另外，在开关电源装置1a中，由于延时开关电路7a被提供在图2中所示的位置，当电阻器R15具有小阻值时，开关电源装置1a与开关电源装置1相比具有如下效果。也就是说，当在延时开关电路7的开关SW1导通的状态下启动开关电源装置1时，存在FET Q1不能被导通并且相应地开关电源装置1不能被启动的情况。这是因为，由于FET Q1的栅极和源极之间的电压由电源连接的电阻器R8、R15和R10的合成电阻与电阻器R1的电阻之间的比率所确定，因此在FET Q1的栅极和源极之间的电压不能到达阈值电平。

另一方面，在开关电源装置1a中，由于延时开关电路7a处于图2中所示的位置，因此即使在开关SW1导通时启动开关电源装置1a时，开关电源装置1a也能够被启动。这是因为，由于电阻器R15和电阻器R10的串联电路与电阻器R8相并联，并且开关SW1导通，则即使电阻器R15具有小电阻值，在FET Q1的栅极与源极之间的电压不受到电阻器R15的负面影响。相应地，即使开关SW1导通，FET Q1的栅极和源极之间的电压到达阈值电平，以导通FET Q1。

第三实施例

下面，根据图3描述本发明第三实施例的RCC型开关电源装置的结构。图3为示出根据本发明第三实施例的开关电源装置的电路图。在图3中所示的开关电源装置1b中，一个输出功率检测器电路8与一个连接延时开关电路7和输出功率检测器电路8的电阻元件(阻抗)被添加到图1中所示的开关电源装置1中，并且其它电路与图1中所示相同。相应地，对相同的部分给予相同的参考标号，并且省略对它们的详细描述。

在图3中，开关电源装置1b的输出功率检测器电路8被提供在DC-DC转换器电路3的反馈线圈Nb和控制电路5之间，并且该串联电路包括作为整流元件的二极管D4和作为平滑元件的电容器C6。二极管D4和电容器C6相串联，并且被提供在反馈线圈Nb的两端之间。也就是说，二极管D4的阴极连接到反馈线圈Nb的起点，并且电容器C6的一端连接到反馈线圈Nb的末端。

另外，在延迟电路6中，作为电阻元件的R16的一端连接到电容器C5和电阻器R8的连接点，并且电阻器R16的另一端连接到输出功率检测器电路8中的二极管D4与电容器C6的连接点。

接着，将描述如此构成的开关电源装置1b的操作。另外，在此描述开关电源装置1b的主要部分。

首先，把一个电压施加到FET Q1的栅极，并且FET Q1被导通。因此，电源的电压被施加到变压器T的初级线圈N1上，并且在反馈线圈Nb中产生与初级线圈N1极性相同的电压。作为正反馈信号的电压信号被通过电容器C3、晶体管Q3和电阻器R13提供到FET Q1的栅极，并且FET Q1快速导通。此时，激励能量存储在初级线圈N1中。

由于在反馈线圈Nb中的电动势，使得充电电流通过电阻器R2流到电容器C2。当电容器C2的充电电压超过控制晶体管Q2的基极与发射极之间的正向电压降时，晶体管Q2导通。因此，FET Q1栅极与源极之间的电压基本上变为零，并且FET Q1截止。

当FET Q1的截止状态时间开始时，在输出功率检测器电路8中的电容器C6被在变压器T的反馈线圈Nb中产生的电压所充电。另外，在FET Q1的导通状态时间段过程中，存储在变压器T的初级线圈N1中的激励能量被作为电能通过次级线圈N2放电，被二极管D1所整流，被电容器C4所平滑，并且提供到一个连接电压检测器电路4的输出端的负载，未示出。

然后，当充电的电容器C2中的电荷被通过包括电阻器R3等的放电电路放电，并且充电电压变得低于晶体管Q2的基极与发射极之间的正向电压降时，晶体管Q2截止。另外，存储在变压器T的初级线圈N1中的总激励能量被通过次级线圈N2释放，并且流动通过二极管D1的电流变为零，电容器C6的充电电压Vc1被释放，由充电电压Vc1和在反馈线圈Nb中产生的电压Vnb把一个电压施加到晶体管Q3的发射极，并且在延迟电路6中的电容器C5被充电。当开关SW1导通时，电容器C5的电压根据电容器C5、并联的电阻器R8和电阻器R15以及与电容器C6串联的电阻器R16的时间常数而增加。

图4为示出在图3中所示的开关电源装置1b的初级线圈侧构成输出功率检测器电路8的电容器C6的充电电压Vc1的绝对值变化的曲线图。在此，由于变压器T的泄漏电感等等的影响，所示充电电压Vc1的绝对值与开关电源装置1b的负载能力成比例地增加，如图4中所示。

因此，在小负载时，电容器C6的充电电压Vc1的绝对值相对较小，并且直到构成时间常数电路的电容器C5的充电电压Vc2到达使晶体管Q3导通的电压Von所需的时间变长。因此，FET Q1的导通被延迟，并且FET Q1的截止状态时间段被延长，结果，FET Q1的开关频率降低。另一方面，在大负载时，电容器C6的充电电压Vc1的绝对值变得相对较大，并且直到电容器C5的充电电压Vc2到达使晶体管Q3导通的电压Von所需的时间变短。因此，FET Q1的导通被加快，并且FET Q1的截止状态时间段被缩短。

由于作为电压源的电容器C6被置于电容器C5和电阻器R16的路径中，因此电容器C6的电压的绝对值越大，则电容器C15的电压增加越快。

当电容器C5的充电电压Vc2到达电压Von时，晶体管Q3导通，电压被施加到FET Q1的栅极上，并且FET Q1导通。

按照这种方式，可以延迟FET Q1的导通，直到在延迟电路6中的晶体管Q2的充电电压Vc2到达电压Von时为止。

当通过断开延时开关电路7中的开关SW1使得电阻器R15与电阻器R8断开时，时间常数由电容器C5和电阻器R8所确定。相应地，直到FET Q1导通时为止的延迟时间被延长。因此，FET Q1的导通被延迟，FET Q1的截止状态时间段被延长。

在此，作为开关电源装置1b的负载能力增加的结果导致开关频率的改变在图5中示出。图5为示出在本发明的开关电源装置与常规开关电源装置中开关频率的改变的曲线图。在图5中，(a)和(a)’示出开关电源装置1b的开关频率的改变，并且(b)示出常规的开关电源装置10的开关频率的改变。在小负载时，本发明的开关电源装置的频率(a)与常规的开关电源装置10的频率(b)相比特别低，并且当负载增加超过特定的负载点时，频率(a)以与常规的频率(b)相同方式变化。另外，当开关SW1断开时，该频率由曲线(a)’示出。

第四实施例

下面根据图6描述本发明第四实施例的RCC型开关电源装置。图6为示出根据本发明第四实施例的开关电源装置的电路图。在图6中，开关电源装置1c的延迟电路6的结构基本上与图1中所示的开关电源装置1的延迟电路6相同。另外，开关电源装置1c的延时开关电路7b包括电阻器R15和作为光耦合器PC2的一部分的光电晶体管PT2。电阻器R15和光电晶体管PT2的串联电路与电阻器R8相并联。也就是说，电阻器R15的一端连接到延迟电路6中的电容器C5和电阻器R8的连接点，并且光电晶体管PT2的发射极连接到DC-DC转换器电路3中的FETQ1的源极。

另外，把一个外部遥控信号REM提供到光耦合器PC2中的发光二极管的阳极，发光二极管PD2的阴极通过电阻器R17接地。

如此构成的开关电源装置1c按照与开关电源装置1相同的方式工作。也就是说，当外部遥控信号REM为高电平信号时，发光二极管PD2发光，并且作为光接收源件的光电晶体管PT2导通。因此，电阻器R15与电阻器R8相并联，并且由电容器C5和电阻器R8所构成的时间常数电路的时间常数改变。相应地，当开关电源装置1c用于上述打印机中时，可以通过把遥控信号切换为高电平信号而把待机模式改变为正常工作模式。

第五实施例

接着，根据图7描述本发明第五实施例的RCC型开关电源装置。图7为示出根据本发明第五实施例的开关电源装置的电路图。在图7中所示的开关电源装置1d中，电阻器R16被提供在输出端与图1中所示的开关电源装置1的电压检测器电路4的电阻器R6的一端之间，并且提供用于检测电阻器R16的电流的电流检测器电路9。另外，提供作为电流检测器电路9中的光耦合器PC2的一个光接收元件的光电晶体管PT2，以取代延时开关电路7中的开关SW1。电流检测器电路9包括电阻器R16至R23、电容器C11、比较器COMP1和COMP2，以及参考电压Vref。电阻器R16连接在电压检测器电路4的输出端与电阻器R6的一端之间。在电压检测器电路4的输出端之间串联电阻器R17和电阻器R18。比较器COMP1的正输入端连接到电阻器R17和电阻器R18的连接点。由电阻器R19和电阻器R20的串联电路、电阻器R21和电容器C11的串联电路以及电阻器R22和光耦合器PC2的发光二极管PD2的串联电路所构成的并联电路连接在电阻器R16和电阻器R6的连接点与变压器T的次级线圈N2的起点之间。另外，电阻器R22的一端与发光二极管PD2的阳极相连接。另外，比较器COMP1的负输入端连接到电阻器R19和电阻器R20的连接点。另外，比较器COMP1的输出端、比较器COMP2的负输入端以及电阻器R23的一端连接到电阻器R21和电容器C11的连接点。另外，比较器COMP2的输出端与电阻器R23的另一端连接到电阻器R22和发光二极管PD2的连接点。参考电压Vref连接到比较器COMP2的正输入端。

另外，在开关电源装置1d中的延时开关电路7c与图5中所示的开关电源装置1c中的延时开关电路7b结构相同，并且包括电阻器R15和光耦合器PC2的光电晶体管PT2。电阻器R15和光电晶体管PT2的串联电路与电阻器R8相并联。也就是说，电阻器R15的一端连接到延迟电路6中的电容器C5与电阻器R8的连接点，并且光电晶体管PT2的反射极连接到DC-DC转换器电路3中的FET Q1的源极。

接着，描述如上文所述构成的开关电源装置1d的操作。另外，在此描述开关电源装置1d的主要部分。

当开关电源装置1d的负载从额定负载(大负载)变为待机负载(小负载)，并且输出电流减小时，在电流检测器电路9中的比较器COMP1的输出变为开路状态。

在此时，在电流检测器电路9中，当在RC时间常数电路中的电容器C1的电压以由时间常数所需要的速度上升并且超过参考电压Vref时，比较器COMP2的输出变为低电平信号。然后，在发光二极管PD2中的电流停止流动，发光二极管PD2熄灭，并且作为光接收元件的光电晶体管PT2截止。因此，时间常数变得不受电阻器R15的影响，并且包括电容器C5和电阻器R8的时间常数电路的时间常数改变。因此，当开关电源装置1d用于上述打印机中时，由于比较器COMP2的输出信号变为一个低电平信号，因此正常操作模式变为待机模式。

当一个电流检测器电路被提供在上述开关电源装置中时，可以获得一个效果，其中即使额定负载变为待机负载时，在由时间常数所确定的时间段中操作模式不变。

接着，当等待负载变为额定负载时，在电流检测器电路9中的比较器COMP1的输出变低。当在RC时间常数电路中的电容器C11的电压降低并且变为小于或等于参考电压Vref，比较器COMP2的输出变为一个高电平信号，并且待机模式变为正常额定操作模式。

当一个电流检测器电路被提供在开关电源装置中时，出现从等待负载变为额定负载的瞬间模式，并且在任何负载状态下可以实现最适合的操作模式。

如上文所述，在本发明的第五实施例中，可以通过使用电流检测器电路检测输出负载的电流而自动改变模式。另外，当提供一个定时器电路时，可以处理任何突然的负载变化。

例如，在打印机中，由于打印、进纸、打印机控制等等使得负载快速改变。当在这种状态下使用自动改变模式的处于待机状态的常规高效电源装置，根据打印机上的负载频繁地进行待机模式与正常工作模式之间的切换，并且相应地，需要打印机的开关电源装置具有良好的响应。因此，由于该响应具有优先级，不能动态地降低切换频率。

相反，当本发明的开关电源装置用于感应器中时，由于即使打印机处于等待负载状态，在特定的时间段内，正常工作模式也不变为待机模式，相应地，当负载频繁和快速地改变时，打印机工作在正常工作模式，结果本发明的开关电源装置是可靠的。另外，待机模式立即切换为正常工作模式，并且由于打印前的处理等等，使得在切换时的负载通常相对较小，并且在响应方面没有问题。

另外，在本发明的每个实施例中，该开关和在延迟时间切换电路中的光耦合器的光电晶体管被作为工作在两个状态中的一个状态下的双态器件而示出，但是本发明不限于此。通过结合开关、在光耦合器中的光电晶体管等等可以构成一个延时开关电路，其中使用工作在两个以上的状态中的器件。在这种情况下，可以根据开关频率进行精细调节。

根据本发明，由延迟电路禁止主开关元件在特定时间内导通，并且振荡的截止状态周期被延长，使得通过使用开关电路还可以按照两个或多个分级改变延迟时间，并且相应地，当与不使用延迟电路的情况相比较时，可以降低主开关元件的开关频率，并且通过使用开关电路可以把主开关元件的开关频率设置在所需的频率。因此，在小负载和待机状态下的振荡频率增加被抑制，待机功率被抑制，在主开关中的发热被抑制，或者可以抑制由间断振荡所造成的输出脉动电压。

另外，由于提供在变压器的反馈线圈与主开关元件的控制端之间的包括开关器件和时间常数电路的延迟电路，以及提供用于切换时间常数电路的时间常数的开关电路，因此开关器件的导通时间根据时间常数电路的时间常数而变化，也可以由开关电路改变时间常数电路的时间常数，并且可以在小负载时大大提高效率。

另外，由于提供输出功率检测器电路和延迟时间延长电路，其中在输出功率检测器电路中，变压器的反馈线圈的电压被整流元件所整流并且被平滑元件所平滑，并且该延迟时间延长电路作为由输出功率检测器电路连接到延迟电路的控制端之间的电阻元件，因此进一步延迟主开关元件的导通，并且可以降低主开关元件的开关频率，结果可以在小负载降低振荡频率，并且可以提高待机时的RCC的效率以及改进输出脉动电压。

另外，由于开关电路可以由外部信号所切换，因此可以容易地从外部改变主开关元件的开关频率。

另外，由于提供用于检测通过次级线圈的电流的电流检测器电路，以及提供另外的开关电路，用于在电流检测器电路在待机状态下检测到负载电流或者负载功率时在特定的时间段之后，切换延迟电路的延迟时间，因此可以自动地改变主开关元件的开关频率。

尽管已经根据特定的实施例描述本发明，但是本领域内的专业人员可以采用许多其它显而易见的改变和变化。因此，本发明不由在此的具体公开所限制，而仅由所附权利要求书限制。

Claims

1.一种环形扼流圈转换器型开关电源装置包括：

变压器，其具有初级线圈、次级线圈和反馈线圈；

主开关元件，其接收来自反馈线圈的反馈信号，并且导通和断开初级线圈的电流；

整流和平滑电路，其包括连接到次级线圈的整流元件和平滑元件；以及

控制电路，其连接在反馈线圈与主开关元件的控制端之间，

一个延迟电路，用于在通过整流元件的电流基本上变为零之后的一段时间内禁止主开关元件导通，以及

一个开关电路，用于改变延迟电路的延迟时间；

所述延迟电路具有在变压器的反馈线圈与主开关元件的控制端之间的开关器件和时间常数电路，其中开关器件改变时间常数电路的时间常数。

2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其中进一步包括：

输出功率检测电路，用于由整流元件和平滑元件整流和平滑变压器的反馈线圈的电压；

其中，所述开关电路通过电阻元件连接在输出功率检测电路与延迟电路的控制端之间。

3.根据权利要求1所述的开关电源装置，其中由一个外部信号切换该开关电路。

4.根据权利要求2所述的开关电源装置，其中由一个外部信号切换该开关电路。

5.根据权利要求1所述的开关电源装置，其中进一步包括：

电流检测器电路，用于检测通过次级线圈的电流；以及其中

在该电流检测器电路检测到负载电流或者负载功率从正常负载模式变为低功率待机模式时的一段时间之后切换延迟电路的延迟时间。

6.根据权利要求2所述的开关电源装置，其中进一步包括：

电流检测器电路，用于检测通过次级线圈的电流；以及其中

7.根据权利要求3所述的开关电源装置，其中进一步包括：

电流检测器电路，用于检测通过次级线圈的电流；以及其中

8.根据权利要求4所述的开关电源装置，其中进一步包括：

电流检测器电路，用于检测通过次级线圈的电流；以及其中

9.根据权利要求2所述的开关电源装置，其中输出功率检测器电路耦合在该反馈线圈上，并且提供一个信号以改变由时间常数电路所提供的延迟时间，使得如果在连接到次级线圈的负载中的功率消耗较低，则由所述时间常数电路所提供的延迟增加，从而所述主开关元件的导通时间被延迟，从而降低所述主开关元件的开关频率。

10.根据权利要求1所述的开关电源装置，其中该开关电路从至少两个不同的延迟时间中选择一个。

11.根据权利要求10所述的开关电源装置，其中该开关电路切换时间常数电路中的与第一电阻相并联的第二电阻，以改变延迟时间。

12.根据权利要求1所述的开关电源装置，其中该开关电路包括由外部信号所控制的一个电子开关，该外部信号确定该开关电源是处于低功率待机模式还是高功率正常模式。

13.根据权利要求1所述的开关电源装置，其中该开关电路包括由连接到次级线圈的电流检测器电路的输出所控制的电子开关，所述电流检测器电路检测负载的输出电流并且根据所检测的输出电流把所述开关电路适当地在低功率待机模式和高功率正常模式之间切换。

14.根据权利要求13所述的开关电源装置，其中所述电流检测器电路没有延迟地把所述开关电路从待机模式切换到正常模式，并且在一段延迟时间之后把所述开关电路从正常模式切换到待机模式。

15.根据权利要求14所述的开关电源装置，其中所述电流检测电路包括一个延迟电路，所述延迟电路用于在所述时间延迟之后允许从正常模式切换到待机模式。

16.根据权利要求15所述的开关电源装置，其中所述电流检测电路进一步包括第一比较器和第二比较器，其中所述第一比较器用于造成所述延迟电路没有延迟地从待机模式切换到正常模式，而所述第二比较器用于造成所述延迟电路在所述一段延迟时间之后从所述正常模式切换到所述待机模式。

17.根据权利要求9所述的开关电源装置，其中该输出功率检测器电路包括耦合到所述反馈线圈的整流元件和平滑元件，从所述平滑元件连接到所述时间常数电路。

18.根据权利要求17所述的开关电源装置，其中所述输出功率检测器电路把一个电压提供到所述时间常数电路，以改变所述时间常数电路的电容器变为预定电压所需的时间。

19.根据权利要求5所述的开关电源装置，其中当从正常模式切换为待机模式时，该开关电路改变延迟时间，从而增加延迟时间。