JP2992531B1 - リンギングチョ―クコンバ―タ回路 - Google Patents
リンギングチョ―クコンバ―タ回路Info
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- JP2992531B1 JP2992531B1 JP4698099A JP4698099A JP2992531B1 JP 2992531 B1 JP2992531 B1 JP 2992531B1 JP 4698099 A JP4698099 A JP 4698099A JP 4698099 A JP4698099 A JP 4698099A JP 2992531 B1 JP2992531 B1 JP 2992531B1
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Abstract
【要約】
【課題】 リンギングチョークコンバータ回路におい
て、２次側の出力電力が軽負荷の時、発振周波数を低く
することによって、軽負荷時の効率を高める。 【解決手段】 リンギングチョークコンバータ回路の制
御系のトランスの巻線５の出力電力の変動によって、非
制御系のトランスの巻線２のフライバック電圧が変動す
るのをツェナーダイオード１６により検出し、軽負荷
時、トランジスタ１８をオフすることによりトランジス
タ６のオンとなる時間を長くして、スイッチング素子３
のオフ時間を長くすることによって発振周波数を低くし
て、スイッチング素子３のスイッチングロスの１サイク
ルに占める割合を小さくし、軽負荷時の効率を高めるこ
とを特徴としている。
て、２次側の出力電力が軽負荷の時、発振周波数を低く
することによって、軽負荷時の効率を高める。 【解決手段】 リンギングチョークコンバータ回路の制
御系のトランスの巻線５の出力電力の変動によって、非
制御系のトランスの巻線２のフライバック電圧が変動す
るのをツェナーダイオード１６により検出し、軽負荷
時、トランジスタ１８をオフすることによりトランジス
タ６のオンとなる時間を長くして、スイッチング素子３
のオフ時間を長くすることによって発振周波数を低くし
て、スイッチング素子３のスイッチングロスの１サイク
ルに占める割合を小さくし、軽負荷時の効率を高めるこ
とを特徴としている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流電源回路のリ
ンギングチョークコンバータ回路に関し、２次側の出力
電流がある値以下になると発振周波数を下げて、電源の
効率を高めようとするものである。
ンギングチョークコンバータ回路に関し、２次側の出力
電流がある値以下になると発振周波数を下げて、電源の
効率を高めようとするものである。
【０００２】
【従来の技術】図２は従来より使用されている直流回路
で、２次側の出力電流が増大すると発振周波数が下が
り、出力電流が減少すると発振周波数が高くなり、スイ
ッチング素子３のスイッチングロスは発振周波数に反比
例するため、出力電流の少ない軽負荷時の効率が悪化す
る。
で、２次側の出力電流が増大すると発振周波数が下が
り、出力電流が減少すると発振周波数が高くなり、スイ
ッチング素子３のスイッチングロスは発振周波数に反比
例するため、出力電流の少ない軽負荷時の効率が悪化す
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記のように従来より
使用しているリンギングチョークコンバータ回路は、軽
負荷時の発振周波数が定格負荷時に比べて高くなるた
め、スイッチングロスの発振周波数に占める割合が大き
くなり軽負荷時の効率を悪化させるとともに、軽負荷時
の雑音端子電圧および輻射ノイズが増大するという問題
があり、軽負荷時の発振周波数を低下させる手段が求め
られていた。
使用しているリンギングチョークコンバータ回路は、軽
負荷時の発振周波数が定格負荷時に比べて高くなるた
め、スイッチングロスの発振周波数に占める割合が大き
くなり軽負荷時の効率を悪化させるとともに、軽負荷時
の雑音端子電圧および輻射ノイズが増大するという問題
があり、軽負荷時の発振周波数を低下させる手段が求め
られていた。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の課題を解
決したものであり、リンギングチョークコンバータ回路
が制御巻線系の出力電力によって非制御巻線系のフライ
バック電圧が変動するのを利用して、この電圧を検出し
て待機電力時のような軽負荷電力時において発振周波数
の低下を図るものであり、軽負荷電力時にスイッチング
素子３のオフ時間を延ばすことによって、スイッチング
素子３のスイッチングロスを少なくして軽負荷電力時の
効率を高めようとするものである。すなわち、コアと蓋
部との間にギャップを有するトランス１を用いて、トラ
ンス１の巻線２の電圧をスイッチング素子３のゲートに
与えることによって、スイッチング素子３がオンする
と、トランス１の１次巻線４に電流が流れ、この時トラ
ンス１の２次巻線５に電流が流れないように整流ダイオ
ード２３が接続されていて、２次側の出力電圧検出回路
２０からのフィードバック制御２１によってトランジス
タ２２をオンしてスイッチング素子３がオフとなり、ト
ランスの逆起電力によって２次巻線５を通じてコンデン
サ２４に電流が流れ安定した電圧を出力する自励発振の
リンギングチョークコンバータ回路において、スイッチ
ング素子３のゲートとＰＮＰ型トランジスタ６のコレク
タを抵抗７を介して接続し、ＰＮＰ型トランジスタ６の
エミッタと巻線２をコンデンサ８を介して接続し、ＰＮ
Ｐ型トランジスタ６のエミッタ・ベース間に抵抗９とコ
ンデンサ１０を各々並列接続し、巻線２の一端と他端と
の間にスイッチング素子３がＯＦＦ時にフライバック電
圧が生じるように整流ダイオード１１と平滑コンデンサ
１２を抵抗１３を介して接続し、平滑コンデンサ１２の
両端に抵抗１４を並列接続し、平滑コンデンサ１２の負
極とＰＮＰ型トランジスタ６のベースを抵抗１５を介し
て接続し、平滑コンデンサ１２の負極にＮＰＮ型トラン
ジスタ１８のエミッタを接続し、平滑コンデンサ１２の
正極とＮＰＮ型トランジスタ１８のベース間にツェナー
ダイオード１６および抵抗１７を直列接続し、ＰＮＰ型
トランジスタ６のベースとＮＰＮ型トランジスタ１８の
コレクタを抵抗１９を介して接続したことを特徴とする
リンギングチョークコンバータ回路である。
決したものであり、リンギングチョークコンバータ回路
が制御巻線系の出力電力によって非制御巻線系のフライ
バック電圧が変動するのを利用して、この電圧を検出し
て待機電力時のような軽負荷電力時において発振周波数
の低下を図るものであり、軽負荷電力時にスイッチング
素子３のオフ時間を延ばすことによって、スイッチング
素子３のスイッチングロスを少なくして軽負荷電力時の
効率を高めようとするものである。すなわち、コアと蓋
部との間にギャップを有するトランス１を用いて、トラ
ンス１の巻線２の電圧をスイッチング素子３のゲートに
与えることによって、スイッチング素子３がオンする
と、トランス１の１次巻線４に電流が流れ、この時トラ
ンス１の２次巻線５に電流が流れないように整流ダイオ
ード２３が接続されていて、２次側の出力電圧検出回路
２０からのフィードバック制御２１によってトランジス
タ２２をオンしてスイッチング素子３がオフとなり、ト
ランスの逆起電力によって２次巻線５を通じてコンデン
サ２４に電流が流れ安定した電圧を出力する自励発振の
リンギングチョークコンバータ回路において、スイッチ
ング素子３のゲートとＰＮＰ型トランジスタ６のコレク
タを抵抗７を介して接続し、ＰＮＰ型トランジスタ６の
エミッタと巻線２をコンデンサ８を介して接続し、ＰＮ
Ｐ型トランジスタ６のエミッタ・ベース間に抵抗９とコ
ンデンサ１０を各々並列接続し、巻線２の一端と他端と
の間にスイッチング素子３がＯＦＦ時にフライバック電
圧が生じるように整流ダイオード１１と平滑コンデンサ
１２を抵抗１３を介して接続し、平滑コンデンサ１２の
両端に抵抗１４を並列接続し、平滑コンデンサ１２の負
極とＰＮＰ型トランジスタ６のベースを抵抗１５を介し
て接続し、平滑コンデンサ１２の負極にＮＰＮ型トラン
ジスタ１８のエミッタを接続し、平滑コンデンサ１２の
正極とＮＰＮ型トランジスタ１８のベース間にツェナー
ダイオード１６および抵抗１７を直列接続し、ＰＮＰ型
トランジスタ６のベースとＮＰＮ型トランジスタ１８の
コレクタを抵抗１９を介して接続したことを特徴とする
リンギングチョークコンバータ回路である。
【０００５】
【発明の実施の形態】図１において、スイッチング素子
３のドライブ巻線である巻線２のフライバック電圧（コ
ンデンサ１２の電圧）は、２次側の制御系の巻線５の出
力電力によって変動する。制御系の巻線５の出力電力が
大きくなるとコンデンサ１２の電圧は上昇し、逆に制御
系の巻線５の出力電力が下がり、軽負荷電力になるとコ
ンデンサ１２の電圧は下降するため、このコンデンサ１
２の電圧をツェナーダイオード１６により検出すること
ができる。制御系の巻線５の出力電力が大きいときは、
トランジスタ１８がオンとなり、トランジスタ６がオン
となる時間はともに短くなり、スイッチング素子３のオ
フ時間が短くなるため、発振周波数が高くなる。逆に、
制御系の巻線５の出力電力が下がり、軽負荷電力になる
とトランジスタ１８がオフして、トランジスタ６のオン
となる時間が長くなって、スイッチング素子３のオフ時
間が長くなるため、発振周波数を低くすることができ
る。
３のドライブ巻線である巻線２のフライバック電圧（コ
ンデンサ１２の電圧）は、２次側の制御系の巻線５の出
力電力によって変動する。制御系の巻線５の出力電力が
大きくなるとコンデンサ１２の電圧は上昇し、逆に制御
系の巻線５の出力電力が下がり、軽負荷電力になるとコ
ンデンサ１２の電圧は下降するため、このコンデンサ１
２の電圧をツェナーダイオード１６により検出すること
ができる。制御系の巻線５の出力電力が大きいときは、
トランジスタ１８がオンとなり、トランジスタ６がオン
となる時間はともに短くなり、スイッチング素子３のオ
フ時間が短くなるため、発振周波数が高くなる。逆に、
制御系の巻線５の出力電力が下がり、軽負荷電力になる
とトランジスタ１８がオフして、トランジスタ６のオン
となる時間が長くなって、スイッチング素子３のオフ時
間が長くなるため、発振周波数を低くすることができ
る。
【０００６】
【実施例】図１は、本発明の実施例の基本回路である。
この回路を用いて実験で得たデータが、図３の「制御系
出力電力−発振周波数」と図４の「制御系出力電力−効
率」である。また、図２は上記の発振周波数の制御回路
を有しない従来回路であり、これによる実験データも図
３、４に併せて記載した。さらに図５は本発明の実施例
に用いられるコアと蓋部との間にギャップを有するトラ
ンスの一実施例である。
この回路を用いて実験で得たデータが、図３の「制御系
出力電力−発振周波数」と図４の「制御系出力電力−効
率」である。また、図２は上記の発振周波数の制御回路
を有しない従来回路であり、これによる実験データも図
３、４に併せて記載した。さらに図５は本発明の実施例
に用いられるコアと蓋部との間にギャップを有するトラ
ンスの一実施例である。
【０００７】
【発明の効果】本発明は、制御系出力電力が軽負荷電力
になると、図３のように、ドライブ系の巻線２のフライ
バック電圧（コンデンサ１２の電圧）が下がるのをツェ
ナーダイオード１６によって検出してトランジスタ６の
オンとなる時間を長くすることによりスイッチング素子
３のオフ時間を長くして発振周波数を低くすることがで
きる。このため、スイッチング素子３のオン時間の１サ
イクル（発振周波数の逆数）に占める割合が小さくなる
ため図４のように軽負荷電力時の効率を従来回路２に比
べ高くすることができ、省電力化、省エネルギー化に貢
献するところ大である。
になると、図３のように、ドライブ系の巻線２のフライ
バック電圧（コンデンサ１２の電圧）が下がるのをツェ
ナーダイオード１６によって検出してトランジスタ６の
オンとなる時間を長くすることによりスイッチング素子
３のオフ時間を長くして発振周波数を低くすることがで
きる。このため、スイッチング素子３のオン時間の１サ
イクル（発振周波数の逆数）に占める割合が小さくなる
ため図４のように軽負荷電力時の効率を従来回路２に比
べ高くすることができ、省電力化、省エネルギー化に貢
献するところ大である。
【図１】本発明の実施例の基本回路である。
【図２】従来例による基本回路である。
【図３】本発明の実施例の実験で得られた「制御系出力
電力−発振周波数」のデータである。
電力−発振周波数」のデータである。
【図４】本発明の実施例の実験で得られた「制御系出力
電力−効率」のデータである。
電力−効率」のデータである。
【図５】本発明の実施例に用いられる、コアと蓋部との
間にギャップを有するトランスの一実施例である。
間にギャップを有するトランスの一実施例である。
１ コンバータトランス ２ トランスのドライブ系巻線 ３ スイッチング素子（ＦＥＴ） ４ トランスの一次巻線 ５ トランスの二次巻線 ６ トランジスタ ７ 抵抗 ８ コンデンサ ９ 抵抗 １０ コンデンサ １１ ダイオード １２ コンデンサ １３ 抵抗 １４ 抵抗 １５ 抵抗 １６ ツェナーダイオード １７ 抵抗 １８ トランジスタ １９ 抵抗 ２０ 電圧検出回路 ２１ 制御回路 ２２ トランジスタ ２３ ダイオード ２４ コンデンサ ２５ 蓋部 ２６ コア ２７ ギャップ
Claims (1)
- 【請求項１】 コアと蓋部との間にギャップを有するト
ランス（１）を用いて、トランス（１）の巻線（２）の
電圧をスイッチング素子（３）のゲートに与えることに
よって、スイッチング素子（３）がオンすると、トラン
ス（１）の１次巻線（４）に電流が流れ、この時トラン
ス（１）の２次巻線（５）に電流が流れないように整流
ダイオード（２３）が接続されていて、２次側の出力電
圧検出回路（２０）からのフィードバック制御（２１）
によってトランジスタ（２２）をオンしてスイッチング
素子（３）がオフとなり、トランスの逆起電力によって
２次巻線（５）を通じてコンデンサ（２４）に電流が流
れ安定した電圧を出力する自励発振のリンギングチョー
クコンバータ回路において、 スイッチング素子（３）のゲートとＰＮＰ型トランジス
タ（６）のコレクタを抵抗（７）を介して接続し、ＰＮ
Ｐ型トランジスタ（６）のエミッタと巻線（２）をコン
デンサ（８）を介して接続し、ＰＮＰ型トランジスタ
（６）のエミッタ・ベース間に抵抗（９）とコンデンサ
（１０）を各々並列接続し、巻線（２）の一端と他端と
の間に整流ダイオード（１１）と平滑コンデンサ（１
２）を抵抗（１３）を介して接続し、平滑コンデンサ
（１２）の両端に抵抗（１４）を並列接続し、平滑コン
デンサ（１２）の負極とＰＮＰ型トランジスタ（６）の
ベースを抵抗（１５）を介して接続し、平滑コンデンサ
（１２）の負極にＮＰＮ型トランジスタ（１８）のエミ
ッタを接続し、平滑コンデンサ（１２）の正極とＮＰＮ
型トランジスタ（１８）のベース間にツェナーダイオー
ド（１６）および抵抗（１７）を直列接続し、ＰＮＰ型
トランジスタ（６）のベースとＮＰＮ型トランジスタ
（１８）のコレクタを抵抗（１９）を介して接続したこ
とを特徴とするリンギングチョークコンバータ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4698099A JP2992531B1 (ja) | 1999-02-24 | 1999-02-24 | リンギングチョ―クコンバ―タ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4698099A JP2992531B1 (ja) | 1999-02-24 | 1999-02-24 | リンギングチョ―クコンバ―タ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2992531B1 true JP2992531B1 (ja) | 1999-12-20 |
| JP2000245149A JP2000245149A (ja) | 2000-09-08 |
Family
ID=12762390
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4698099A Expired - Fee Related JP2992531B1 (ja) | 1999-02-24 | 1999-02-24 | リンギングチョ―クコンバ―タ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2992531B1 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE10143692B4 (de) * | 2000-09-06 | 2012-09-06 | Murata Mfg. Co., Ltd. | Schaltleistungsversorgungseinheit |
| CN101997419B (zh) * | 2000-12-28 | 2012-10-10 | 株式会社村田制作所 | 开关电源装置 |
-
1999
- 1999-02-24 JP JP4698099A patent/JP2992531B1/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE10143692B4 (de) * | 2000-09-06 | 2012-09-06 | Murata Mfg. Co., Ltd. | Schaltleistungsversorgungseinheit |
| CN101997419B (zh) * | 2000-12-28 | 2012-10-10 | 株式会社村田制作所 | 开关电源装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000245149A (ja) | 2000-09-08 |
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