JP2000175442A - 直流電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 出力電圧を安定化でき、リップルノイズ電圧
を軽減できるような直流電源装置を提供する。 【解決手段】 電圧出力端ＶＯの出力電圧を出力電圧検
出回路１で検出し、制御トランジスタＱ２のベース電流
を制御し、制御トランジスタＱ２が主スイッチであるト
ランジスタＱ１のベース電流を制御するようにした直流
電源装置において、制御トランジスタＱ２としてターン
オン，ターンオフ時間がそれぞれ５０ｎｓｅｃ以下のト
ランジスタが用いられる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は直流電源装置に関
し、特に、交流を直流に変換し、小型，高効率が要求さ
れる電子機器の駆動用電源として用いられるような直流
電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図６は従来の一般的なトランジスタを制
御トランジスタに用いている直流電源装置の回路図であ
る。

【０００３】図６において、トランスは２個のトランス
巻線Ｌ１，Ｌ２で構成されていて、巻線の極性は同じ向
きに直列に接続されている。一方のトランス巻線Ｌ１は
昇圧の際のエネルギの放電に用いるものであり、その一
端はブロッキング発振に用いられるトランス巻線Ｌ２の
一端に接続されている。トランス巻線Ｌ１の他端はトラ
ンジスタＱ１のコレクタに接続され、トランス巻線Ｌ２
の他端とトランジスタＱ１のベースとの間にコンデンサ
Ｃ１と抵抗Ｒ２との駆動回路が接続される。これによ
り、トランジスタＱ１はスイッチング動作する。

【０００４】トランス巻線Ｌ１とＬ２の接続点には、直
流電圧Ｖｉｎが与えられる。また、この接続点とトラン
ジスタＱ１のベースとの間には起動抵抗Ｒ１が接続さ
れ、さらにトランジスタＱ１のベースにはオン時間を制
御するためのトランジスタＱ２のコレクタが接続され、
トランジスタＱ１とＱ２のエミッタは接地される。トラ
ンジスタＱ１のコレクタは整流用ダイオードＤ１を介し
て電圧出力端ＶＯに接続され、整流用ダイオードＤ１の
カソードと接地間には平滑用コンデンサＣｏが接続され
る。電圧出力端ＶＯから出力される電圧は出力電圧検出
回路１によって検出され、その検出出力に基づいてトラ
ンジスタＱ２のベース電流が制御される。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】図６に示したブロッキ
ング発振を利用した自励式直流電源装置において、主ス
イッチとなるトランジスタＱ１には損失軽減のため、ス
イッチングロスを減らす目的で、５０ｎｓｅｃ以下のス
イッチング速度のものが使用されるが、トランジスタＱ
１を制御するトランジスタＱ２には従来一般的なスイッ
チング速度（ターンオン，ターンオフ時間がそれぞれ３
００ｎｓｅｃ以上のもの）が使用されていた。

【０００６】自励式の直流電源装置は、負荷電流が少な
くなるにつれてスイッチング周波数が高くなる特性を持
つ。極端なケースとして、負荷電流０においては２〜４
ＭＨｚのスイッチング周波数となる。この付加電流ゼロ
のときに一般的なトランジスタを制御トランジスタとし
て使用した場合、トランジスタＱ１に比べトランジスタ
Ｑ２はスイッチング速度が遅いことから所望のスイッチ
ング周波数に追従できず、制御トランジスタとして役割
を果たすことができなくなり、その結果として、出力電
圧が設定値より大きく外れたり、場合によって一定期間
スイッチングが停止する間欠発振が発生し、出力に大き
なリップル電圧を発生する問題があった。

【０００７】また、図６に示した従来回路において、上
述の問題点を軽減するために、最大スイッチング周波数
を下げる目的で、出力と接地間に一定電流を流すための
ブリーダ抵抗ＲＢを接続することもあるが、この場合変
換効率が低下し、機器の省電力化の妨げになっていた。

【０００８】それゆえに、この発明の主たる目的は、出
力電圧を安定化でき、リップルノイズ電圧を軽減できる
ような直流電源装置を提供することである。

【０００９】

【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明は、
ブロッキング発振を利用した直流電源装置において、主
スイッチのトランジスタを制御するトランジスタとして
スイッチング速度の速いトランジスタを使用する。

【００１０】請求項２に係る発明では、スイッチング速
度の速いトランジスタとして、ターンオン，ターンオフ
時間がそれぞれ５０ｎｓｅｃ以下のものを使用する。

【００１１】

【発明の実施の形態】図１はこの発明の一実施形態の電
気回路図である。図１において、回路構成は前述の図６
とほぼ同様であるが、主スイッチのオン時間を制御する
トランジスタＱ２としてターンオン，ターンオフ時間が
それぞれ５０ｎｓｅｃのトランジスタが用いられる。ま
た、電圧出力端ＶＯと接地間に接続されていたブリーダ
抵抗ＲＢは省略される。

【００１２】次に、図１に示したこの発明の一実施形態
の動作について説明する。負荷電流が大きいときには、
変換効率および使用する部品の経済性を考慮して、スイ
ッチング周波数は２００〜４００ｋＨｚに設定するのが
一般的である。この負荷電流が大きいときに、オンデュ
ーティ比５０％，スイッチング周波数３３０ｋＨｚでス
イッチングすると仮定した場合、オン時間は約１５００
ｎｓｅｃとなる。このことから負荷電流が大きいときの
オン時間は制御トランジスタＱ２のターンオン，ターン
オフのスイッチング時間よりも十分長いことから制御ト
ランジスタＱ２のスイッチング時間の違いはほとんど影
響しない。

【００１３】一方、負荷電流が小さくなることでスイッ
チング周波数が高くなり、オン時間は小さくなる。オン
デューティ比５０％，スイッチング周波数３．３ＭＨｚ
でスイッチングすると仮定した場合、オン時間は約１５
０ｎｓｅｃとなる。従来の３００ｎｓｅｃ以上のスイッ
チング時間のトランジスタの場合、スイッチング時間が
オン時間より長くなり、スイッチングは不完全なものと
なる。

【００１４】これ対して、この発明の一実施形態の制御
トランジスタＱ２として５０ｎｓｅｃ以下のものを使用
する場合、負荷電流は小さくなってスイッチング周波数
が高くなってもスイッチング時間がオン時間を越えるこ
とはないため、安定したスイッチングを継続できる。こ
の結果、従来のスイッチング速度の遅い一般的なトラン
ジスタの際に発生していた問題、スイッチングが不完全
になり、出力電圧が設定値より外れてしまうことや、ス
イッチングが継続できずに一定期間スイッチングが停止
する間欠発振となり、出力に過大なリップル電圧を発生
させることを防止できる。

【００１５】また、従来行なっていた上述の問題解決の
ための出力と接地間に接続していたブリーダ抵抗を付加
する必要もなくなるので、損失が小さく変換効率の高い
直流電源装置を実現できる。

【００１６】図２はこの発明の他の実施形態を示す回路
図である。前述の図１では、主スイッチとしてバイポー
ラトランジスタＱ１を使用したのに対して、この図２に
示した実施形態では、主スイッチとしてＭＯＳＦＥＴＱ
３を使用したものであり、それ以外の構成は図１と同じ
である。このように、主スイッチとしてＭＯＳＦＥＴＱ
３を使用しても図１と同様の効果が得られる。

【００１７】図３はこの発明のさらに他の実施形態の回
路図である。この図３に示した実施形態は、３つの電圧
出力端Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３からそれぞれ個別に直流電圧を
出力する出力回路にこの発明を適用したものである。す
なわち、トランジスタＱ１のコレクタに第３のトランス
巻線Ｌ３の一端が接続され、トランス巻線Ｌ３の他端に
コンデンサＣ２，Ｃ３の一端が接続される。コンデンサ
Ｃ２の他端は整流用ダイオードＤ２のアノードと整流用
ダイオードＤ３のカソードに接続され、整流用ダイオー
ドＤ２のカソードは電圧出力端Ｖ２に接続される。

【００１８】電圧出力端Ｖ２と接地間には平滑用コンデ
ンサＣ４が接続され、整流用ダイオードＤ３のアノード
も接地される。コンデンサＣ３の他端は整流用ダイオー
ドＤ４のカソードと整流用ダイオードＤ５のアノードに
接続され、整流用ダイオードＤ４のアノードは電圧出力
端Ｖ３に接続される。この電圧出力端Ｖ３と接地間には
平滑用コンデンサＣ５が接続され、整流用ダイオードＤ
５のカソードも接地される。

【００１９】図３において、この実施形態においても制
御用のトランジスタＱ２を５０ｎｓｅｃ以下のものを使
用することにより、各電圧出力端Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３のそ
れぞれが負荷電流が小さくなることでスイッチング周波
数が高くなっても、スイッチング時間がオン時間を越え
ることはないため、安定したスイッチングを継続でき
る。

【００２０】図４はこの発明を降圧型直流電源装置に適
用した例を示す回路図である。この図４に示した降圧型
直流電源装置は、変圧器を使用していないために入力と
出力が直流的に共通になっており、入力と出力を絶縁す
る必要のない場合であって、入力電圧よりも出力電圧が
低い場合に使用される。

【００２１】トランジスタＱ１のエミッタには直流電圧
Ｖｉｎが入力され、トランジスタＱ１のコレクタはチョ
ークコイルＬ４を介して電圧出力端ＶＯに接続される。
トランジスタＱ１のコレクタと接地間には転流ダイオー
ドＤ６が接続され、電圧出力端ＶＯと接地間には平滑コ
ンデンサＣＯが接続され、トランジスタＱ１のベースと
電圧出力端ＶＯとの間にはコンデンサＣ１と抵抗Ｒ２と
チョークコイルＬ５の直列回路が接続される。電圧出力
端ＶＯの出力電圧は出力電圧検出回路１１で検出され、
その検出信号は制御トランジスタＱ２のベースに与えら
れる。制御トランジスタＱ２のベースと電圧入力端Ｖｉ
ｎとの間には抵抗Ｒ１が接続され、制御トランジスタＱ
２のコレクタはトランジスタＱ１のベースに接続され、
制御トランジスタＱ２のエミッタは接地される。

【００２２】図４に示した直流電源装置では、トランジ
スタＱ１がオンするとチョークコイルＬ４を介して電圧
出力端ＶＯに直流電圧が出力される。このとき、チョー
クコイルＬ４は電流平滑の作用をなすとともに、エネル
ギを蓄積する。トランジスタＱ１がオフすると、転流ダ
イオードＤ６が導通し、チョークコイルＬ４に蓄積され
ていたエネルギが電流に変換されて電圧出力端ＶＯに出
力される。

【００２３】出力電圧検出回路１１は出力電圧が規定よ
りも高くなった場合に制御トランジスタＱ２をオフし
て、トランジスタＱ１のベース電流を低下させ、トラン
ジスタＱ１のオン時間を制限するように動作する。した
がって、この実施形態において、制御トランジスタＱ２
として５０ｎｓｅｃ以下のスイッチング速度以下のもの
を使用することによって損失が小さい変換効率の高い直
流電源装置を実現できる。

【００２４】図５はこの発明を反転型直流電源装置に適
用した例を示す回路図である。この図５に示した反転型
直流電源装置は、入力電圧に対して逆極性の出力電圧を
取出すものである。このために、図４に示したチョーク
コイルＬ４に代えて整流用ダイオードＤ１が接続され、
図４の転流用ダイオードＤ３に代えてインダクタンスＬ
６が接続される。

【００２５】トランジスタＱ１がオンしてインダクタン
スＬ６に電流が流れてエネルギが蓄積されているとき
に、トランジスタＱ１をオフにすると、この電流を維持
するためにダイオードＤ１が導通してインダクタンスＬ
６に蓄えたエネルギが出力される。再びトランジスタＱ
１がオンするとインダクタンスＬ６にエネルギが蓄積さ
れる。

【００２６】出力電圧検出回路１２は電圧出力端ＶＯか
ら出力される出力電圧が規定よりも高くなった場合、制
御トランジスタＱ２をオフするように動作し、これによ
りトランジスタＱ１のベース電流を低下させ、トランジ
スタＱ１のオン時間を制限する。

【００２７】この実施形態においても、制御トランジス
タＱ２として５０ｎｓｅｃ以下のスイッチング速度以下
のトランジスタを使用することによって、損失が小さい
変換効率の高い直流電源装置を実現できる。

【００２８】

【発明の効果】以上のように、この発明によれば、主ス
イッチのトランジスタを制御するトランジスタとしてス
イッチング速度の速いトランジスタを使用することによ
り、出力電圧を安定化でき、リップルノイズ電圧を軽減
できる。また、従来の問題を抑制するために必要であっ
たブリーダ抵抗は不要にできるので、高効率の直流電源
装置を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施形態の自励発振型直流電源装
置の回路図である。

【図２】この発明の他の実施形態の直流電源装置の回路
図である。

【図３】この発明のさらに他の実施形態を示す直流電源
装置の回路図である。

【図４】この発明を降圧型直流電源装置に適用した実施
形態を示す回路図である。

【図５】この発明を反転型直流電源装置に適用した実施
形態を示す回路図である。

【図６】従来の昇圧型直流電源装置の回路図である。

【符号の説明】

１，１０，１１，１２ 出力電圧検出回路 Ｑ１ トランジスタ Ｑ２ 制御トランジスタ Ｒ１，Ｒ２ 抵抗 Ｃ１〜Ｃ５，Ｃｏ コンデンサ Ｑ３ ＭＯＳトランジスタ Ｄ１〜Ｄ５ ダイオード Ｄ６ 転流ダイオード Ｌ１〜Ｌ３ トランジスタ巻線 Ｌ４，Ｌ５ チョークコイル Ｌ６，Ｌ７ インダクタンス

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ブロッキング発振を利用した直流電源装
   置において、 主スイッチのトランジスタを制御するトランジスタとし
   てスイッチング速度の速いトランジスタを使用すること
   を特徴とする、直流電源装置。
2. 【請求項２】 前記スイッチング速度の速いトランジス
   タは、ターンオン，ターンオフ時間がそれぞれ５０ｎｓ
   ｅｃ以下のものを使用することを特徴とする、請求項１
   に記載の直流電源装置。