JPS6087672A - スイツチング電源回路の駆動回路 - Google Patents
スイツチング電源回路の駆動回路Info
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- JPS6087672A JPS6087672A JP19651183A JP19651183A JPS6087672A JP S6087672 A JPS6087672 A JP S6087672A JP 19651183 A JP19651183 A JP 19651183A JP 19651183 A JP19651183 A JP 19651183A JP S6087672 A JPS6087672 A JP S6087672A
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- winding
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- excitation
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33538—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type
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- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
この発明は、例えばテレビジョン受像機等に用い゛ζ好
適なスイッチング電源回路の駆動回路に関する。
適なスイッチング電源回路の駆動回路に関する。
背景技術とその問題点
斯の種、駆動回路とし′Ｃは従来柱々のものが提案され
ζいるが、第１図及び第２図も、夫々その一例である。
ζいるが、第１図及び第２図も、夫々その一例である。
即ち、第１図では、父流奄比を整流した直流電圧が供給
される入力端子＋１）を平滑用コンデンサ（２）を介し
てパワーチョークコイル（３）の一端に接続し、このチ
ョークコイル（３）の他端を磁束制御用直交出カドラン
ス（４）の１次巻線（４ａ）及びスイッチングトランジ
スタ（５）のコレクターエミツタ路を介して接地する。
される入力端子＋１）を平滑用コンデンサ（２）を介し
てパワーチョークコイル（３）の一端に接続し、このチ
ョークコイル（３）の他端を磁束制御用直交出カドラン
ス（４）の１次巻線（４ａ）及びスイッチングトランジ
スタ（５）のコレクターエミツタ路を介して接地する。
またトランジスタ（５）のベース−エミッタ間にアノー
ド側がエミッタ側を向くようにしてベースクランプダイ
オード（６）を接続し、更にこのトランジスタ（６）の
ベースを発振起動用抵抗器（７）を介してコンデンサ（
２）の一端（」−側）に接続する。また抵抗器（７）と
トランジスタ（６）のベースとの間に直列関係に配され
たコンデンサ（８）、インダクタ（９）及び抵抗器Ｑ＠
から成る直列共振回路の一例を接続し、そしζこの直列
共振回路の他側をパワーチョークコイル（３）と電磁誘
導的に配された励振巻線（１１）を介して接地する。
ド側がエミッタ側を向くようにしてベースクランプダイ
オード（６）を接続し、更にこのトランジスタ（６）の
ベースを発振起動用抵抗器（７）を介してコンデンサ（
２）の一端（」−側）に接続する。また抵抗器（７）と
トランジスタ（６）のベースとの間に直列関係に配され
たコンデンサ（８）、インダクタ（９）及び抵抗器Ｑ＠
から成る直列共振回路の一例を接続し、そしζこの直列
共振回路の他側をパワーチョークコイル（３）と電磁誘
導的に配された励振巻線（１１）を介して接地する。
またトランジスタ（５）のコレクターベース間にダンパ
ダイオード（１２）及び共振コンデンサ（１３） 。
ダイオード（１２）及び共振コンデンサ（１３） 。
を並列接続する。更にトランス（４）の２次巻線（４ｂ
）の両端に共振コンデンサ（１４）を接続すると共にこ
のコンデンサ（１４）の各端に整流ダイオード（１５）
、（１６）のアノード側を接続する。そしζこれらダ
イオード（１５） 、（１６）のカソード側を共通接続
した後事滑川コンデンサ（１７）の一端に接続し、この
コンデンサ（１７）の他端を接地し°Ｃ１その両端に所
定の直流出力電圧ＥＯを得るようにする。またダイオー
ド（１５） 、（１６）のアノード側の共通接続照を磁
束制御回路とし°Ｃのアンプ（１８）の入力側に接続し
、このアンプ（１Ｂ）の出力をトランス（４）に設けら
れた制御巻線（４ｃ）に供給するようにする。なお、ト
□ランス（４）の２次巻線゛１ （４ｂ）の中間部はタップを介し°ζ接地されている。
）の両端に共振コンデンサ（１４）を接続すると共にこ
のコンデンサ（１４）の各端に整流ダイオード（１５）
、（１６）のアノード側を接続する。そしζこれらダ
イオード（１５） 、（１６）のカソード側を共通接続
した後事滑川コンデンサ（１７）の一端に接続し、この
コンデンサ（１７）の他端を接地し°Ｃ１その両端に所
定の直流出力電圧ＥＯを得るようにする。またダイオー
ド（１５） 、（１６）のアノード側の共通接続照を磁
束制御回路とし°Ｃのアンプ（１８）の入力側に接続し
、このアンプ（１Ｂ）の出力をトランス（４）に設けら
れた制御巻線（４ｃ）に供給するようにする。なお、ト
□ランス（４）の２次巻線゛１ （４ｂ）の中間部はタップを介し°ζ接地されている。
また、第２図は、上述した第１図の励振巻線（１１）が
パワーチョークコイル（３）側に巻装されたのに対し、
ここでは、トランス（４）側に巻装された場合である。
パワーチョークコイル（３）側に巻装されたのに対し、
ここでは、トランス（４）側に巻装された場合である。
即ちコンデンサ（８）、インダクタ（９）及び抵抗器０
１から成る直列共振回路の他側に接続された励振巻線（
１１）をトランス（４）の１次側にその１次巻線（４ａ
）と電磁誘導的に配するわけである。
１から成る直列共振回路の他側に接続された励振巻線（
１１）をトランス（４）の１次側にその１次巻線（４ａ
）と電磁誘導的に配するわけである。
その他の構成は第１図の場合と同様である。
斯る構成の従来回路の場合、第１図の回路は、コンデン
サ（８）の容量をＣＢ ｓインダクタ（９）のインダク
クンスをＬＢとすると、ｆｏ＝□−２やＪ−「７丁７ で実質的に決定される自助発振周波数ｆｏが入力電圧、
或いは負荷の変化に伴なって変動しないが、第２図の回
路は変動する不都合がある。また、第１図及び第２図の
いずれの回路の場合も、次のような欠点がある。即ち、
負荷が軽負萄状態或いは開放時にパワーチョークコイル
（３）とトランス（４）の１次巻線（４ａ）に誘起する
励振巻線（１１）への電圧が大きいため、トランジスタ
（５）等を含むコンバータ回路がオーバードライブの状
態で駆動きれるために、コンバータ回路のスイッチング
損失が大きくなり、自助発振が異常な状態に陥らないよ
うにダンパーダイオード（１２）を設ける必要がある。
サ（８）の容量をＣＢ ｓインダクタ（９）のインダク
クンスをＬＢとすると、ｆｏ＝□−２やＪ−「７丁７ で実質的に決定される自助発振周波数ｆｏが入力電圧、
或いは負荷の変化に伴なって変動しないが、第２図の回
路は変動する不都合がある。また、第１図及び第２図の
いずれの回路の場合も、次のような欠点がある。即ち、
負荷が軽負萄状態或いは開放時にパワーチョークコイル
（３）とトランス（４）の１次巻線（４ａ）に誘起する
励振巻線（１１）への電圧が大きいため、トランジスタ
（５）等を含むコンバータ回路がオーバードライブの状
態で駆動きれるために、コンバータ回路のスイッチング
損失が大きくなり、自助発振が異常な状態に陥らないよ
うにダンパーダイオード（１２）を設ける必要がある。
また、励振巻線の巻数が通常１ターンで最少な巻数であ
るために、自助発振周波数ｆｏをより晶周波として設計
する場合には、パワーチョークコイルの巻数及びトラン
ス（４）の１次巻線（４ａ）の巻数が減少するため励振
電圧が増大し゛ζダンピング用の抵抗器（２）を大きく
しなければならないために電力損失が大となり、部品も
大型になる等の不都合がある。
るために、自助発振周波数ｆｏをより晶周波として設計
する場合には、パワーチョークコイルの巻数及びトラン
ス（４）の１次巻線（４ａ）の巻数が減少するため励振
電圧が増大し゛ζダンピング用の抵抗器（２）を大きく
しなければならないために電力損失が大となり、部品も
大型になる等の不都合がある。
発明の目的
この発明は、斯る点に鑑みてなされたもので、ダンパダ
イオードが不要になると共に、ダンピング抵抗器におけ
る電力損失を小とし°Ｃその部品の小型化を達成するこ
とができるスイッチング電源回路の駆動回路を捉供する
ものである。
イオードが不要になると共に、ダンピング抵抗器におけ
る電力損失を小とし°Ｃその部品の小型化を達成するこ
とができるスイッチング電源回路の駆動回路を捉供する
ものである。
発明の概要
この発明では、磁束制御用トランスの一側に励振トラン
スを設け、このトランスの１、次巻線のインダクタンス
に発振時定数用のインダクタンスを兼用させて自励発振
回路を構成することにより、Ｍｔ床束制御トランスと直
列関係に配された絶縁用コンバータトランスの１次側励
！Ｉｉｉ？ｌｉ流に比例した励振電圧が誘起され、コン
バータ回路が軽負荷或いは負荷開放の状態でも最適に励
振することが弓部となり、スイッチング素子の発熱が低
生し、同時に発振の異常動作モードが解消し゛ζダンパ
ダイオードが削除され、ベースクランプダイオードを介
してダンパ電流を分流することが１１Ｊ能となる。
スを設け、このトランスの１、次巻線のインダクタンス
に発振時定数用のインダクタンスを兼用させて自励発振
回路を構成することにより、Ｍｔ床束制御トランスと直
列関係に配された絶縁用コンバータトランスの１次側励
！Ｉｉｉ？ｌｉ流に比例した励振電圧が誘起され、コン
バータ回路が軽負荷或いは負荷開放の状態でも最適に励
振することが弓部となり、スイッチング素子の発熱が低
生し、同時に発振の異常動作モードが解消し゛ζダンパ
ダイオードが削除され、ベースクランプダイオードを介
してダンパ電流を分流することが１１Ｊ能となる。
また、晶周波化で設計する場合でも、励振用のインダク
タの巻数を増大、またこのインダクタの磁心Ｗ「面積を
減少して設計すれば之ダンピング批抗器の値をかなり小
さく、例えば１Ω以下に選定することができ、もって電
力損失が低減されて設計の自由度が増大する。更に軽負
荷時のスイッチング素子の電力損失の低減と信頼性の向
上、構成部品点数の低減、使用するトランスのピン数の
低減等がＩＪＪ能となり、設ｆ１１の自由度に寄与でき
る。
タの巻数を増大、またこのインダクタの磁心Ｗ「面積を
減少して設計すれば之ダンピング批抗器の値をかなり小
さく、例えば１Ω以下に選定することができ、もって電
力損失が低減されて設計の自由度が増大する。更に軽負
荷時のスイッチング素子の電力損失の低減と信頼性の向
上、構成部品点数の低減、使用するトランスのピン数の
低減等がＩＪＪ能となり、設ｆ１１の自由度に寄与でき
る。
実施例
以下、この発明の一実施例を第３図〜第８図に基づい°
ζａｐシ＜説明する。
ζａｐシ＜説明する。
第３図はこの発明が適用される基本的な回路構成を示す
もので、第１図及び第２図の回路では、トランス（４）
に設けられた制御巻線（４ｃ）に流れる電流を制御する
のに、トランス（４）の２次側に得られる全波整流され
た直流出力電圧をアンプ（１８）を介して供給するよう
にしてたが、ここではパワーチョークコイル（３）の代
りに例えば可飽和リアクタトランスを用いた磁束制御型
トランス（２ｏ）を設け、またトランス（１１１の代り
に絶縁用コンバータトランス（２１）を設け、トランス
（２ｏ）の被制御巻線（２０ａ）をコンデンサ（２）の
一端とトランス（２１）の１次巻線（２１ａ ）の一端
の間に接続し、その制御巻線（２０ｂ）をアンプ（１８
）の出方側に接続して、制御巻線（２０ｂ ）にトラン
ス（２１）の２次側に得られる半波整流された直流出力
電圧をアンプ（１８）を通して供給し、制御巻線（２０
ｂ）を流れる電流を制御するようにする。また、トラン
ス（２１）の１？！Ｘ巻線（２１ａ）の他端はトランジ
スタ（５）のコレクタ側に接続される。そし、その２次
側は、２次巻線（２１ｂ）の画一に並列共振用コンデン
サ（１４）を接続し、そしてコンデンサ（１４）の他側
を接地し、−側を整流ダイオード（１５）を介し°ζ平
滑用コンデンサ（１７）の−側に接続し、他側を接続し
てこのコンデンサ（１７）の両端に半波整流された所定
の直流出力電圧Ｅｏを得るようにする。
もので、第１図及び第２図の回路では、トランス（４）
に設けられた制御巻線（４ｃ）に流れる電流を制御する
のに、トランス（４）の２次側に得られる全波整流され
た直流出力電圧をアンプ（１８）を介して供給するよう
にしてたが、ここではパワーチョークコイル（３）の代
りに例えば可飽和リアクタトランスを用いた磁束制御型
トランス（２ｏ）を設け、またトランス（１１１の代り
に絶縁用コンバータトランス（２１）を設け、トランス
（２ｏ）の被制御巻線（２０ａ）をコンデンサ（２）の
一端とトランス（２１）の１次巻線（２１ａ ）の一端
の間に接続し、その制御巻線（２０ｂ）をアンプ（１８
）の出方側に接続して、制御巻線（２０ｂ ）にトラン
ス（２１）の２次側に得られる半波整流された直流出力
電圧をアンプ（１８）を通して供給し、制御巻線（２０
ｂ）を流れる電流を制御するようにする。また、トラン
ス（２１）の１？！Ｘ巻線（２１ａ）の他端はトランジ
スタ（５）のコレクタ側に接続される。そし、その２次
側は、２次巻線（２１ｂ）の画一に並列共振用コンデン
サ（１４）を接続し、そしてコンデンサ（１４）の他側
を接地し、−側を整流ダイオード（１５）を介し°ζ平
滑用コンデンサ（１７）の−側に接続し、他側を接続し
てこのコンデンサ（１７）の両端に半波整流された所定
の直流出力電圧Ｅｏを得るようにする。
そして、この直流出力電圧の誤差分をアンプ（１８）で
検出し°ζトランス（２０）の制御巻線（２０ｂ）に供
給しＣその制御電流を制御し、トランス（２１）の１次
側励振電流■１を制御するようにする。
検出し°ζトランス（２０）の制御巻線（２０ｂ）に供
給しＣその制御電流を制御し、トランス（２１）の１次
側励振電流■１を制御するようにする。
また、この場合の自励発振回路は、トランス（２１）に
励振巻線（１１）を巻装して直流共振回路を形成する抵
抗器（１（１１、インダクタ（９）及びコンデンサ（８
）を介してスイソンチングトランジスタ（５）のヘース
側に接続し°Ｃ構成する。そして、この時の自励発振周
波数も実質的にコンデンサ（８）及びインダクタ（９）
によっ゛ζ決定される。このインダクタ（９）は例えば
第４図に示すような構造のものが使用される。
励振巻線（１１）を巻装して直流共振回路を形成する抵
抗器（１（１１、インダクタ（９）及びコンデンサ（８
）を介してスイソンチングトランジスタ（５）のヘース
側に接続し°Ｃ構成する。そして、この時の自励発振周
波数も実質的にコンデンサ（８）及びインダクタ（９）
によっ゛ζ決定される。このインダクタ（９）は例えば
第４図に示すような構造のものが使用される。
いま、励振巻線（１１）に第５図Ａに不ずような励振誘
起電圧ＥＢが発生ずると、インダクタ（９）等の直列共
振回路には第５図Ｂに示すような共振電流１８０が流れ
、スイッチングトランジスタ（５）のベース側には第５
図Ｃに不ずようなベース電流１８が流れ、この結果その
コレクタ側にはｆｆ１５図りに示ずようなコレクタ電流
ＩＣが流れる。また、この時ベースクランプダイオード
（６）には第５図Ｅに７１（ずような電流ＩＤＢが流れ
、一方スイツチングトランジスタ（５）のコレクターエ
ミッタ間に接続されたダンパダイオード（１２）には第
５図Ｆに示ずような電流ＩＤＤが流れる。
起電圧ＥＢが発生ずると、インダクタ（９）等の直列共
振回路には第５図Ｂに示すような共振電流１８０が流れ
、スイッチングトランジスタ（５）のベース側には第５
図Ｃに不ずようなベース電流１８が流れ、この結果その
コレクタ側にはｆｆ１５図りに示ずようなコレクタ電流
ＩＣが流れる。また、この時ベースクランプダイオード
（６）には第５図Ｅに７１（ずような電流ＩＤＢが流れ
、一方スイツチングトランジスタ（５）のコレクターエ
ミッタ間に接続されたダンパダイオード（１２）には第
５図Ｆに示ずような電流ＩＤＤが流れる。
ところで、この第３図の回路構成の場合には、上述した
第２図の回路の場合と同様に人力電圧の変化、負荷の変
動に件なっ′ζ自励発振周波数が変動し、特に軽負荷、
負付開放の状態でコンバータ回路のスイッチングトラン
ジスタ（５）がオーバードライブで駆動されるため電力
損失が多く、また負荷短絡時に励振巻線（１１）に誘起
する励振用パルス電圧が低−トするためコンバータ回路
はアンタードライブとなり、電力損失が増大し、発振の
界雷動作を防止するためにやはりダンパーダイオード（
１２）が必要である。史に第１図及び第２図と同様に西
周波化し゛ζ設計する場合、励振巻線の巻数を１ターン
と制約されるためダンピング用の抵抗器α０の値が大き
くなり、結果とし”ζ、電力損失の増大と抵抗器（１０
）の体積が増大する欠点がある。
第２図の回路の場合と同様に人力電圧の変化、負荷の変
動に件なっ′ζ自励発振周波数が変動し、特に軽負荷、
負付開放の状態でコンバータ回路のスイッチングトラン
ジスタ（５）がオーバードライブで駆動されるため電力
損失が多く、また負荷短絡時に励振巻線（１１）に誘起
する励振用パルス電圧が低−トするためコンバータ回路
はアンタードライブとなり、電力損失が増大し、発振の
界雷動作を防止するためにやはりダンパーダイオード（
１２）が必要である。史に第１図及び第２図と同様に西
周波化し゛ζ設計する場合、励振巻線の巻数を１ターン
と制約されるためダンピング用の抵抗器α０の値が大き
くなり、結果とし”ζ、電力損失の増大と抵抗器（１０
）の体積が増大する欠点がある。
そこで、この発明では、第６図に示すように、トランス
（２ｏ）の被制御巻線（２０ａ）側に励振Ｉ−ランス（
２２）を設け、その１次巻線（２２ａ）の一端をコンデ
ンサ（２）の一端（＋側）に接続し、その他端を被制御
巻線（２０ａ）に接続し、この１次巻線（２２ａ）を励
振巻線とする。また励振トランス（２２）の２次巻線（
２２ｂ・）を上述の時定数インダクタと同様のコアに巻
装し、これを直列共振回路時定数用インダクタとして兼
用するようにする。
（２ｏ）の被制御巻線（２０ａ）側に励振Ｉ−ランス（
２２）を設け、その１次巻線（２２ａ）の一端をコンデ
ンサ（２）の一端（＋側）に接続し、その他端を被制御
巻線（２０ａ）に接続し、この１次巻線（２２ａ）を励
振巻線とする。また励振トランス（２２）の２次巻線（
２２ｂ・）を上述の時定数インダクタと同様のコアに巻
装し、これを直列共振回路時定数用インダクタとして兼
用するようにする。
従ゲにの場合、２次巻線（２２ｂ）の一端は接地され、
その他端は抵抗器（１０１、コンデンサ（８）を介して
スイッチングトランジスタ（５）のベース側に接続され
る。簡、この励振トランス（２２）は閉磁路のＵ字型コ
アを結合し゛ζ同様に構成しＣもよい。その他の回路構
成は第３図と同様である。
その他端は抵抗器（１０１、コンデンサ（８）を介して
スイッチングトランジスタ（５）のベース側に接続され
る。簡、この励振トランス（２２）は閉磁路のＵ字型コ
アを結合し゛ζ同様に構成しＣもよい。その他の回路構
成は第３図と同様である。
いま、励振トランス（２２）の１次側に第７図Ａに不ず
ような誘起電圧ＥＢが発生ずると、インダクタとし“こ
の２次巻線（２２ｂ）等を含む直列共振回路には第７図
Ｂに示すような共振電流ＩＢ０が流れ、スイッチングト
ランジスタ（５）のベース側には、第７図Ｃに４くずよ
うなベース電流ＩＢが流れ、そのコレクタ側には第７図
りに示ずようなコレクタ電流ＩＣが流れる。このコレク
タ電流ＩＣは正より負に変移する時に急峻に変化しζい
ることに注目されたい。これにより電力損失の軽減に寄
与しているわけである。また、この時ベースクランプダ
イオード（６）には、第７図Ｅに丞ずような電流ＩＤＢ
が流れる。
ような誘起電圧ＥＢが発生ずると、インダクタとし“こ
の２次巻線（２２ｂ）等を含む直列共振回路には第７図
Ｂに示すような共振電流ＩＢ０が流れ、スイッチングト
ランジスタ（５）のベース側には、第７図Ｃに４くずよ
うなベース電流ＩＢが流れ、そのコレクタ側には第７図
りに示ずようなコレクタ電流ＩＣが流れる。このコレク
タ電流ＩＣは正より負に変移する時に急峻に変化しζい
ることに注目されたい。これにより電力損失の軽減に寄
与しているわけである。また、この時ベースクランプダ
イオード（６）には、第７図Ｅに丞ずような電流ＩＤＢ
が流れる。
そして、この場合トランス（２１）の１次側励振電流１
１に比例して励振電圧が誘起するので、コンバータ回路
が軽負荷或いは賃貸開放の状態でも最適に励振すること
が可能となり、スイッチングトランジスタ（５）の発熱
量が低］・シ、同時に発振の異常動作モードが解消する
ので、第３図の回路で用いられたようなダンパーダイオ
ード（１２）は不要となる。
１に比例して励振電圧が誘起するので、コンバータ回路
が軽負荷或いは賃貸開放の状態でも最適に励振すること
が可能となり、スイッチングトランジスタ（５）の発熱
量が低］・シ、同時に発振の異常動作モードが解消する
ので、第３図の回路で用いられたようなダンパーダイオ
ード（１２）は不要となる。
このようにし°ζ、トランス（２１）の１次側ＩＪｉＩ
Ｊ磁電流１１から励振電圧ＥＢを検出してトランス結合
でトランス（２２）の２次巻線（２２ｂ）側に電圧を誘
起して励振回路を構成すると、コンバーク回路の励振が
適止となっ”ζ、軽負荷時のスイッチング損失が低減す
ることになる。
Ｊ磁電流１１から励振電圧ＥＢを検出してトランス結合
でトランス（２２）の２次巻線（２２ｂ）側に電圧を誘
起して励振回路を構成すると、コンバーク回路の励振が
適止となっ”ζ、軽負荷時のスイッチング損失が低減す
ることになる。
尚、この際の励振トランス（２２）とし°ζば例えば第
８図に示すようなものが使用され、第８図Ａばドラムコ
アを用いた場合、第８図ＢはＵ字形コアを用いた場合で
ある。
８図に示すようなものが使用され、第８図Ａばドラムコ
アを用いた場合、第８図ＢはＵ字形コアを用いた場合で
ある。
発明の効果
上述のごとく、従来は磁束制御用トランス或いはこれと
直列接続されたトランス（パワーチョークコイル）に励
振巻線を巻装しＣその誘起電圧から直列共振回路を介し
てコンバータ回路のスイッチングトランジスタを駆動す
るようにしていたので、軽負荷或いは負イｉカ開放時に
コンバータ回路がオーバドライブ状態となり、異常発振
となりやすく、コンバータ回路の電力損失の増大と共に
不安定な状態があったが、この発明では、トランスの１
次側励磁電流の経路に励振巻線を直列に接続してトラン
スの１次側励振電流変化を検出する励振トランスによっ
′Ｃ実質的に励振回路を構成するようにしたので、軽負
荷時に最適励振が可能となり、異常な発振モードがなく
なり、よっ′Ｃベースクランプダイオードを流れる電流
にダンパー電流が重畳されて、専用のダンパーダイオー
ドを設ける必要も・なくなる。また、磁束制御型電源回
路をより匹周波化して設計す、る、場合には、ダンピン
グ用抵抗器における電力損失を増加させることなく設計
が可能となり、もって小型化が可能となると共に設計の
自由度も得られる。
直列接続されたトランス（パワーチョークコイル）に励
振巻線を巻装しＣその誘起電圧から直列共振回路を介し
てコンバータ回路のスイッチングトランジスタを駆動す
るようにしていたので、軽負荷或いは負イｉカ開放時に
コンバータ回路がオーバドライブ状態となり、異常発振
となりやすく、コンバータ回路の電力損失の増大と共に
不安定な状態があったが、この発明では、トランスの１
次側励磁電流の経路に励振巻線を直列に接続してトラン
スの１次側励振電流変化を検出する励振トランスによっ
′Ｃ実質的に励振回路を構成するようにしたので、軽負
荷時に最適励振が可能となり、異常な発振モードがなく
なり、よっ′Ｃベースクランプダイオードを流れる電流
にダンパー電流が重畳されて、専用のダンパーダイオー
ドを設ける必要も・なくなる。また、磁束制御型電源回
路をより匹周波化して設計す、る、場合には、ダンピン
グ用抵抗器における電力損失を増加させることなく設計
が可能となり、もって小型化が可能となると共に設計の
自由度も得られる。
第１図及び第２図は夫々従来回路の一例を不ず接続図、
第３図はこの発明の基本となる回路の説明に供するだめ
の接続図、第４図は第３図で用いられるインダクタの一
例を示１′構成図、第５図は第３図の動作説明に供する
ための波形図、第６図はこの発明の一実施例を示す接続
図、第７図は第６図の動作説明に供するための波形図、
第８図は第６図で使用される励振トランスの一例を示す
構成図である。 （５）はスイッチングトランジスタ、（２０）は磁束制
御用トランス、（２１）は絶縁用コンバータトランス、
（２２）は励振Ｉ−ランスである。 第６図 ２０ 第４図 第８図 Ｂ
第３図はこの発明の基本となる回路の説明に供するだめ
の接続図、第４図は第３図で用いられるインダクタの一
例を示１′構成図、第５図は第３図の動作説明に供する
ための波形図、第６図はこの発明の一実施例を示す接続
図、第７図は第６図の動作説明に供するための波形図、
第８図は第６図で使用される励振トランスの一例を示す
構成図である。 （５）はスイッチングトランジスタ、（２０）は磁束制
御用トランス、（２１）は絶縁用コンバータトランス、
（２２）は励振Ｉ−ランスである。 第６図 ２０ 第４図 第８図 Ｂ
Claims (1)
- 磁束制御用トランスと、絶縁用コンバータトランスと、
スイッチング素子が直列関係に配されたスイッチング電
源回路において、上記磁束制御用トランスの１次側に直
列に励振トランスの１？！Ｘ巻線を接続し、該励振トラ
ンスの２次巻線と直列に抵抗器及びコンデンサを接続し
て直列共振回路を形成し、該直列共振回路により上記ス
イッチング素子を駆動するようにしたことを特徴とする
スイッチング電１ＩＡｌ路の駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19651183A JPS6087672A (ja) | 1983-10-20 | 1983-10-20 | スイツチング電源回路の駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19651183A JPS6087672A (ja) | 1983-10-20 | 1983-10-20 | スイツチング電源回路の駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6087672A true JPS6087672A (ja) | 1985-05-17 |
| JPH0468863B2 JPH0468863B2 (ja) | 1992-11-04 |
Family
ID=16358962
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19651183A Granted JPS6087672A (ja) | 1983-10-20 | 1983-10-20 | スイツチング電源回路の駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6087672A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6258873A (ja) * | 1985-09-06 | 1987-03-14 | Canon Inc | 電源装置 |
| JPS6264266A (ja) * | 1985-09-14 | 1987-03-23 | Sony Corp | スイツチング電源装置 |
| JPH0866026A (ja) * | 1995-01-30 | 1996-03-08 | Sony Corp | スイッチング電源装置 |
| EP1124316A2 (en) * | 2000-02-09 | 2001-08-16 | Sony Corporation | Switching power circuit |
-
1983
- 1983-10-20 JP JP19651183A patent/JPS6087672A/ja active Granted
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6258873A (ja) * | 1985-09-06 | 1987-03-14 | Canon Inc | 電源装置 |
| JPS6264266A (ja) * | 1985-09-14 | 1987-03-23 | Sony Corp | スイツチング電源装置 |
| JPH0866026A (ja) * | 1995-01-30 | 1996-03-08 | Sony Corp | スイッチング電源装置 |
| EP1124316A2 (en) * | 2000-02-09 | 2001-08-16 | Sony Corporation | Switching power circuit |
| EP1124316A3 (en) * | 2000-02-09 | 2003-12-03 | Sony Corporation | Switching power circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0468863B2 (ja) | 1992-11-04 |
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