JPS6264266A - スイツチング電源装置 - Google Patents
スイツチング電源装置Info
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- JPS6264266A JPS6264266A JP60203942A JP20394285A JPS6264266A JP S6264266 A JPS6264266 A JP S6264266A JP 60203942 A JP60203942 A JP 60203942A JP 20394285 A JP20394285 A JP 20394285A JP S6264266 A JPS6264266 A JP S6264266A
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- circuit
- switching
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/01—Resonant DC/DC converters
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
以下の順序で本発明を説明する。
Ａ、産業上の利用分野
Ｂ１発明の概要
Ｃ８従来の技術
り８発明が解決しようとする問題点
Ｅ１問題点を解決するための手段
Ｆ０作用
Ｇ、実施例
Ｇ−１，第１の実施例の構成
Ｇ−２，動作説明
Ｇ−３，第２の実施例
Ｇ−４，第３の実施例
Ｈ１発明の効果
Ａ、産業上の利用分野
本発明は、未定した出力電圧を得るためのスイッチング
電源装置に関し、特に、大電力供給用に好適なスイッチ
ング電源Ｖｉａに関する。
電源装置に関し、特に、大電力供給用に好適なスイッチ
ング電源Ｖｉａに関する。
Ｂ１発明の概要
本発明は、直流入力電源を発振駆動回路のスイソチング
素子によりオン、オフ制御して電源トランスの１次側に
供給し、２次側より定電圧出力を得るようなスイッチン
グ電源装置において、発振駆動回路のスイッチング素子
の制御端子側に可飽和リアクタトランスを設け、１ｌｆ
ｉ）ランスの２次側からの出力電圧に応じて可飽和リア
クタトランスのインダクタンスを制御し、発振駆動回路
の発振周波数を制御して、電源トランスの２次側出力電
圧を安定化することにより、 変換効率を高め、トランスの小型軽量化および漏れ磁束
の低減を図り、制御範囲を拡大し°、コストダウンを実
現するものである。
素子によりオン、オフ制御して電源トランスの１次側に
供給し、２次側より定電圧出力を得るようなスイッチン
グ電源装置において、発振駆動回路のスイッチング素子
の制御端子側に可飽和リアクタトランスを設け、１ｌｆ
ｉ）ランスの２次側からの出力電圧に応じて可飽和リア
クタトランスのインダクタンスを制御し、発振駆動回路
の発振周波数を制御して、電源トランスの２次側出力電
圧を安定化することにより、 変換効率を高め、トランスの小型軽量化および漏れ磁束
の低減を図り、制御範囲を拡大し°、コストダウンを実
現するものである。
Ｃ２従来の技術
直流入力電源をスイッチング制御し、電源トランス等を
介して所望の定電圧出力を得るようなスイッチング電源
装置には、種々のものが知られている。このようなスイ
ッチング電源装置の一例として、本件出願人は先に、特
願昭５９−２１５８５４号や特願昭５９−２１１８４１
号等において、可飽和リアクタトランスを用い、電源ト
ランスの２次側からの出力電圧に応じて１次側面列共振
インピーダンスを制御し、励磁電流を制御することによ
って出力電圧を安定化するようなスイッチ９ング電源装
置を提案している。
介して所望の定電圧出力を得るようなスイッチング電源
装置には、種々のものが知られている。このようなスイ
ッチング電源装置の一例として、本件出願人は先に、特
願昭５９−２１５８５４号や特願昭５９−２１１８４１
号等において、可飽和リアクタトランスを用い、電源ト
ランスの２次側からの出力電圧に応じて１次側面列共振
インピーダンスを制御し、励磁電流を制御することによ
って出力電圧を安定化するようなスイッチ９ング電源装
置を提案している。
第１２図は、このようなスイッチング電源装置の一例を
示しており、電源装置に対する直流入力電源としては、
例えば商用交流入力’Ｑ［ｌＯｌをダイオードブリフジ
形の全波整流器１０２および平滑コンデンサ１０３にて
整流し平滑することにより得ている。この直流入力電源
は、コンバータ駆動トランス１１１の１次巻線ＮＡを介
し、コンデンサ１１２、電力制御用の可飽和リアクタト
ランス１１３の被制御巻線ＮＩＩおよび電源絶縁トラン
ス１１４の１次巻線ＮＩよりなる直列共振回路に供給さ
れている。この直流入力電源の電流は、コンバータ駆動
トランス１１１の２次巻蝕Ｎ□とコンデンサＣ□との直
列共振回路がベースに接続されたスイッチングトランジ
スタＱ＋ および２次巻線ＮｓｇとコンデンサＣｓｔと
の直列共振回路がベースに接続されたスイッチングトラ
ンジスタＱ２を用いた２石構成の自動式発振駆動回路１
１５によってオン、オフスイッチング制御されるように
なっている。
示しており、電源装置に対する直流入力電源としては、
例えば商用交流入力’Ｑ［ｌＯｌをダイオードブリフジ
形の全波整流器１０２および平滑コンデンサ１０３にて
整流し平滑することにより得ている。この直流入力電源
は、コンバータ駆動トランス１１１の１次巻線ＮＡを介
し、コンデンサ１１２、電力制御用の可飽和リアクタト
ランス１１３の被制御巻線ＮＩＩおよび電源絶縁トラン
ス１１４の１次巻線ＮＩよりなる直列共振回路に供給さ
れている。この直流入力電源の電流は、コンバータ駆動
トランス１１１の２次巻蝕Ｎ□とコンデンサＣ□との直
列共振回路がベースに接続されたスイッチングトランジ
スタＱ＋ および２次巻線ＮｓｇとコンデンサＣｓｔと
の直列共振回路がベースに接続されたスイッチングトラ
ンジスタＱ２を用いた２石構成の自動式発振駆動回路１
１５によってオン、オフスイッチング制御されるように
なっている。
可飽和リアククトランス１１３は、被制御巻線Ｎやおよ
び制御巻線Ｎ、を存し、第１３図に示すように、４本の
磁脚１１３ａ〜１１３ｄを有する磁気コア１１３ｅの隣
り合う２本の磁脚、例えば１１３ａ、１１３ｂに跨がる
ように上記被制御巻線ＮＲを巻回し、この巻線Ｎ８の巻
回方向に対して直交する方向に、例えば磁脚１１３ｂ、
１１３Ｃに跨がるように上記制御巻線Ｎｃを巻回してい
る。この制御Ｓ線ＮＣに供給される制御電流に応じて可
飽和リアクタトランス１１３の磁束が制御され、被制御
巻′４１ＡＮ １１のインダクタンスが制御される。
び制御巻線Ｎ、を存し、第１３図に示すように、４本の
磁脚１１３ａ〜１１３ｄを有する磁気コア１１３ｅの隣
り合う２本の磁脚、例えば１１３ａ、１１３ｂに跨がる
ように上記被制御巻線ＮＲを巻回し、この巻線Ｎ８の巻
回方向に対して直交する方向に、例えば磁脚１１３ｂ、
１１３Ｃに跨がるように上記制御巻線Ｎｃを巻回してい
る。この制御Ｓ線ＮＣに供給される制御電流に応じて可
飽和リアクタトランス１１３の磁束が制御され、被制御
巻′４１ＡＮ １１のインダクタンスが制御される。
電源絶縁トランス１１４の２次巻線Ｎ２には、並列共振
コンデンサＣ３および整流平滑回路１１６が接続されて
おり、この整流平滑回路１１６からの直流出力電圧は、
制御回路１１７により制御電流に変換されて可飽和リア
クタトランス１１３４ の制御巻線Ｎ、に送られている
。
コンデンサＣ３および整流平滑回路１１６が接続されて
おり、この整流平滑回路１１６からの直流出力電圧は、
制御回路１１７により制御電流に変換されて可飽和リア
クタトランス１１３４ の制御巻線Ｎ、に送られている
。
したがって、この直流出力電圧の変動に応じて可飽和リ
アクタトランス１１３のインダクタンスが変化し、電源
絶縁トランス１１４の１次側面列共振インピーダンスが
変化して励磁電流が変化することによって、直流出力電
圧を一定に制御することができる。
アクタトランス１１３のインダクタンスが変化し、電源
絶縁トランス１１４の１次側面列共振インピーダンスが
変化して励磁電流が変化することによって、直流出力電
圧を一定に制御することができる。
Ｄ１発明が解決しようとする問題点
ところで、このようなスイッチング電ａ装置においては
、可飽和リアクタトランス１１３の放熱のために、第１
３図に示すように、磁気コア１１３ｅに放熱板１１３ｆ
をいわゆるＵ字ビス１１３ｇ等で取り付けるとともにＴ
ＩＢブロックのシールドケースに締め付は固定して放熱
を行う必要があり、また、可飽和リアクタトランス１１
３からの漏れ磁束が大きいという欠点を有している。ま
たＡＣ−ＤＣ変換効率は、他のスイッチング電源装置に
較べれば良好であるが、８３〜８５％程度が限度であり
、例えば、負荷電力が１００Ｗ程度以上のような大電力
の’１８１置として用いる場合には、さらに変換効率の
改善が望まれる。
、可飽和リアクタトランス１１３の放熱のために、第１
３図に示すように、磁気コア１１３ｅに放熱板１１３ｆ
をいわゆるＵ字ビス１１３ｇ等で取り付けるとともにＴ
ＩＢブロックのシールドケースに締め付は固定して放熱
を行う必要があり、また、可飽和リアクタトランス１１
３からの漏れ磁束が大きいという欠点を有している。ま
たＡＣ−ＤＣ変換効率は、他のスイッチング電源装置に
較べれば良好であるが、８３〜８５％程度が限度であり
、例えば、負荷電力が１００Ｗ程度以上のような大電力
の’１８１置として用いる場合には、さらに変換効率の
改善が望まれる。
本発明は、このような従来の実情に鑑みて成されたもの
であり、可飽和リアクタトランスの小型軽量化、発熱の
低下および漏れ磁束の低減が図れて電源ブロックのシー
ルドケースや放熱構造を簡略化でき、可飽和リアクタト
ランスの損失を低減して電力変換効率を９０％程度にま
で改善できるのみならず、負荷変動や入力変動の制御範
囲をさらに拡大できるようなスイッチング電源装置の提
供を目的とする。
であり、可飽和リアクタトランスの小型軽量化、発熱の
低下および漏れ磁束の低減が図れて電源ブロックのシー
ルドケースや放熱構造を簡略化でき、可飽和リアクタト
ランスの損失を低減して電力変換効率を９０％程度にま
で改善できるのみならず、負荷変動や入力変動の制御範
囲をさらに拡大できるようなスイッチング電源装置の提
供を目的とする。
Ｅ１問題点を解決するための手段
上述の問題点を解決するために、本発明に係るスイッチ
ング電源装置は、直流入力電源に接続された電源トラン
スの１次巻線を含むＬＣ共振回路と、このＬＣ共振回路
を流れる電流をオン、オフ駆動するスイッチング素子を
有しこのスイッチング素子の制御端子側に設けられた可
飽和リアクタトランスにより発振周波数が制御される発
振駆動回路と、上記電源トランスの２次側出力電圧に応
じて上記可飽和リアクタトランスのインダクタンスを制
御することにより上記発振駆動回路の発振周波数を可変
制御する制御回路とを具備して成ることを特徴としてい
る。
ング電源装置は、直流入力電源に接続された電源トラン
スの１次巻線を含むＬＣ共振回路と、このＬＣ共振回路
を流れる電流をオン、オフ駆動するスイッチング素子を
有しこのスイッチング素子の制御端子側に設けられた可
飽和リアクタトランスにより発振周波数が制御される発
振駆動回路と、上記電源トランスの２次側出力電圧に応
じて上記可飽和リアクタトランスのインダクタンスを制
御することにより上記発振駆動回路の発振周波数を可変
制御する制御回路とを具備して成ることを特徴としてい
る。
Ｆ０作用
可飽和リアクタトランスにより、電源トランスの１次側
の発振周波数を負荷変動や入力変動に応じて制御するこ
とができ、可飽和リアクタトランスを小型軽量化でき、
同時に、小振幅動作のため、可飽和リアクタトランスの
損失による発熱や漏れ磁束等の悪影響を有効に防止でき
る。
の発振周波数を負荷変動や入力変動に応じて制御するこ
とができ、可飽和リアクタトランスを小型軽量化でき、
同時に、小振幅動作のため、可飽和リアクタトランスの
損失による発熱や漏れ磁束等の悪影響を有効に防止でき
る。
Ｇ、実施例
Ｇ−１，第１の実施例の構成
第１図は本発明の第１の実施例となるスイッチング電ｆ
Ａ装置を示す回路図である。
Ａ装置を示す回路図である。
この第１図において、電ａ装置に幻する直流人力電源と
しては、例えば商用交流入力電ａ１をダイオードブリフ
ジ形の全波整流器２および平滑コンデンサ３にて整流し
平滑することにより得ている。交流入力電源１と全波整
流器２との間には、電源スィッチ４および突入電流（イ
ンラッシュ電流）制限用の抵抗５が直列に挿入接続され
ている。
しては、例えば商用交流入力電ａ１をダイオードブリフ
ジ形の全波整流器２および平滑コンデンサ３にて整流し
平滑することにより得ている。交流入力電源１と全波整
流器２との間には、電源スィッチ４および突入電流（イ
ンラッシュ電流）制限用の抵抗５が直列に挿入接続され
ている。
この直流入力電源は、可飽和リアクタトランス２１の１
次巻線ＮＡを介し、コンデンサ２２と電源トランス２３
の１次巻線Ｎ、とよりなる直列共振回路に供給されてい
る。可飽和リアクタトランス２１は、１次巻線ＮＡ、２
つの２次巻線Ｎ、。
次巻線ＮＡを介し、コンデンサ２２と電源トランス２３
の１次巻線Ｎ、とよりなる直列共振回路に供給されてい
る。可飽和リアクタトランス２１は、１次巻線ＮＡ、２
つの２次巻線Ｎ、。
ＮＢｔおよび制御巻線Ｎ、を有し、第２図に示すように
、４本の磁脚２１ａ〜２１ｄを有する磁気コア２ ］、
ｅの隣り合う２木の磁脚、例えば２１ａ。
、４本の磁脚２１ａ〜２１ｄを有する磁気コア２ ］、
ｅの隣り合う２木の磁脚、例えば２１ａ。
２１ｂに跨がるように上記１次巻線ＮＡおよび２つの２
次巻線Ｎ ｍ ｌ＋ Ｎ Ｂ ！を巻回し、これらの巻
線Ｎａ 、Ｎｓ＋、Ｎｓｚの巻回方向に対して直交する
方向に、例えば磁脚２１ｂ、２１ｃに跨がるように上記
制御巻線Ｎｃを巻回している。
次巻線Ｎ ｍ ｌ＋ Ｎ Ｂ ！を巻回し、これらの巻
線Ｎａ 、Ｎｓ＋、Ｎｓｚの巻回方向に対して直交する
方向に、例えば磁脚２１ｂ、２１ｃに跨がるように上記
制御巻線Ｎｃを巻回している。
可飽和リアククトランス２１の２次巻線Ｎ□。
Ｎ、２に関連して、上記直流入力電源の電流をオン、・
オフスイッチング制御するための発振駆動回路２４が
設けられている。この発振駆動回路２４は、スイッチン
グトランジスタＱ、およびこのトランジスタＱ、のエミ
ッタ・ベース間に接続されたダイオードＤ、の組と、も
う−組のトランジスタＱ２とダイオードＤ０の組とが直
列に接続され、トランジスタＱ、は上記直流入力電源と
可飽和リアクタトランス２１の１次巻線ＮＡとの間に挿
入接続され、トランジスタＱ２は可飽和リアククトラン
ス２１の１次巻線Ｎ、と接地との間に挿入接続されてい
る。トランジスタＱ１のエミッタ・へ−ス間には、ダイ
オードＤｇ＋と並列に、旬飽和リアクタトランス２１の
２次巻線Ｎ１とコンデンサＣ１との直列共振回路が接続
され、トランジスタＱ２のエミッタ・ベース間には、ダ
イオードＤｅｚと並列に、可飽和リアクタトランス２１
の２次巻線ＮｏとコンデンサＣ１との直列共振回路が接
続されている。さらに、上記直流入力電源と各スイッチ
ングトランジスタＱ５．Ｑｚの各ベースとの間には、そ
れぞれ起動用の抵抗Ｒ□、Ｒｓｚが挿入接続されている
。次に、電源トランス２３の２次巻線Ｎ２には、並列共
振コンデンサＣ８および整流平滑回路２５が接続されて
おり、この整流平滑回路２５からの直流出力電圧は、制
御回路２６により制御電流に変換されて可飽和リアクタ
トランス２１の制御巻線Ｎ、に送られている。
オフスイッチング制御するための発振駆動回路２４が
設けられている。この発振駆動回路２４は、スイッチン
グトランジスタＱ、およびこのトランジスタＱ、のエミ
ッタ・ベース間に接続されたダイオードＤ、の組と、も
う−組のトランジスタＱ２とダイオードＤ０の組とが直
列に接続され、トランジスタＱ、は上記直流入力電源と
可飽和リアクタトランス２１の１次巻線ＮＡとの間に挿
入接続され、トランジスタＱ２は可飽和リアククトラン
ス２１の１次巻線Ｎ、と接地との間に挿入接続されてい
る。トランジスタＱ１のエミッタ・へ−ス間には、ダイ
オードＤｇ＋と並列に、旬飽和リアクタトランス２１の
２次巻線Ｎ１とコンデンサＣ１との直列共振回路が接続
され、トランジスタＱ２のエミッタ・ベース間には、ダ
イオードＤｅｚと並列に、可飽和リアクタトランス２１
の２次巻線ＮｏとコンデンサＣ１との直列共振回路が接
続されている。さらに、上記直流入力電源と各スイッチ
ングトランジスタＱ５．Ｑｚの各ベースとの間には、そ
れぞれ起動用の抵抗Ｒ□、Ｒｓｚが挿入接続されている
。次に、電源トランス２３の２次巻線Ｎ２には、並列共
振コンデンサＣ８および整流平滑回路２５が接続されて
おり、この整流平滑回路２５からの直流出力電圧は、制
御回路２６により制御電流に変換されて可飽和リアクタ
トランス２１の制御巻線Ｎ、に送られている。
Ｇ−２，動作説明
次に、このような構成を有するいわゆる磁束制御形スイ
ッチング電ａ装置の概略的な動作を説明する。
ッチング電ａ装置の概略的な動作を説明する。
電源スィッチ４をオン操作した電源投入時には、上記直
流入力電源の電圧Ｅ１が与えられ、発振駆動回路２４の
起動抵抗Ｒ３１＋ Ｒ５ｔを介してスイッチングトラ
ンジスタＱｌ 、 Ｑｚの各ベースに起動電流が流れ
、これらのトランジスタＱ＋ 、 Ｑｘがキックされて
スイッチング動作が開始される。定常時には、可飽和り
７クタトランス２１の２次巻線Ｎ１のインダクタンスと
コンデンサＣ□との直列共振回路により２次巻線Ｎ８．
を流れる正弦波交流電流によってスイッチングトランジ
スタＱ１が駆動され、その電流が０になると、可飽和リ
アクタトランス２１の２次巻線Ｎ１１ｚのインダクタン
スとコンデンサＣＩ＋２との直列共振回路により２次巻
ｉＮ。を流れる正弦波交流電流によってスイッチングト
ランジスタＱ、が駆動されてオン状態となり、これを繰
り返してスイッチング動作が継続する。
流入力電源の電圧Ｅ１が与えられ、発振駆動回路２４の
起動抵抗Ｒ３１＋ Ｒ５ｔを介してスイッチングトラ
ンジスタＱｌ 、 Ｑｚの各ベースに起動電流が流れ
、これらのトランジスタＱ＋ 、 Ｑｘがキックされて
スイッチング動作が開始される。定常時には、可飽和り
７クタトランス２１の２次巻線Ｎ１のインダクタンスと
コンデンサＣ□との直列共振回路により２次巻線Ｎ８．
を流れる正弦波交流電流によってスイッチングトランジ
スタＱ１が駆動され、その電流が０になると、可飽和リ
アクタトランス２１の２次巻線Ｎ１１ｚのインダクタン
スとコンデンサＣＩ＋２との直列共振回路により２次巻
ｉＮ。を流れる正弦波交流電流によってスイッチングト
ランジスタＱ、が駆動されてオン状態となり、これを繰
り返してスイッチング動作が継続する。
可飽和リアクタトランス２１の制御巻線Ｎ、には、電源
トランス２３の出力電圧を検出して得られる制御回路２
６からの直流制御電流が供給されており、負荷変動や上
記直流入力電源電圧Ｅｉの変動に対して電源トランス２
３からの直流出力電圧が常に一定となるように、制御回
路２６によって可飽和リアクタトランス２１の制御巻線
Ｎ、を流れる制御電流が制御され、２次巻線Ｎ ｍ ＋
＋ Ｎ ｓ ｔのインダクタンスが制御されて、発振
駆動回路２４の発振周波数が制御される。
トランス２３の出力電圧を検出して得られる制御回路２
６からの直流制御電流が供給されており、負荷変動や上
記直流入力電源電圧Ｅｉの変動に対して電源トランス２
３からの直流出力電圧が常に一定となるように、制御回
路２６によって可飽和リアクタトランス２１の制御巻線
Ｎ、を流れる制御電流が制御され、２次巻線Ｎ ｍ ＋
＋ Ｎ ｓ ｔのインダクタンスが制御されて、発振
駆動回路２４の発振周波数が制御される。
ここで、トランジスタＱ１のコレクタ電圧は第３図Ａの
ように変化し、トランジスタＱ２のコレクタ電圧は第３
図Ｂのように変化する。また、第３図Ｃ，Ｄは２次巻線
Ｎ ｍ ＋ ＋ Ｎ ｍ ｚをそれぞれ流れる正弦波交
流電流を示し、第３図Ｅ、Ｆはスイッチングトランジス
タＱｌ、Ｑ！の各コレクタ電流をそれぞれ示し、第３図
Ｇは電源トランス２３の１次巻線Ｎ、を流れる電流を示
している。すなわち、電源トランス２３の１次巻線Ｎ、
を流れる電流は、コンデンサ２２の容量値Ｃ０と電源ト
ランス２３の１次巻線Ｎ、のインダクタンスＬ１とによ
って直列共振して、第３図Ｇに示すように正弦波状の波
形となり、可飽和リアクタトランス２１の１次巻線ＮＡ
を流れる上記直列共振電流で誘起した電圧によって、２
次巻線Ｎ□、Ｎ、、のインダクタンス■、□、Ｌ＋＋ｚ
とコンデンサＣ、＋ Ｃａ ！とが直列共振して、第
３図Ｃ，Ｄに示すような正弦波状の’Ｉｌ’ｌＡが各ス
イッチングトランジスタＱ、、Ｑ、の各ベース電流とし
て供給される。したがって、本実施例に示すスイッチン
グ電源装置のスイッチング動怖周波数「は、Ｌ□”Ｌｗ
ｚ、Ｃ□＝Ｃ０として、 と表される。ここで、可飽和リアクタトランス２１の２
次巻線Ｎ□、Ｎ、をそれぞれ流れる電流１０，１．と各
インダクタンスＬ＋＋＋＋ Ｌｗｚとの関係は、第２
図に示したような直交形可飽和リアクタトランス２１の
磁芯ギャップを片足のみに設けるとき、制御巻線Ｎｃに
供給される直流制御電流■Ｈｃによって第４図のように
変化する。したがって、第５図に示すように電源トラン
ス２３の２次側の負荷電流！、の変化や交流入力電源入
を整流平滑して得られる上記直流入力電源の電圧Ｅｉの
変動に対して上記直流制御電流ＩＮｃが制御されるよう
に、制御回路２６を設計すれば、発振駆動回路２４の発
振周波数ｆは、第６図に示すように、負荷電流■、の変
化や入力電源電圧Ｅｉの変動に対して制御されることに
なる。
ように変化し、トランジスタＱ２のコレクタ電圧は第３
図Ｂのように変化する。また、第３図Ｃ，Ｄは２次巻線
Ｎ ｍ ＋ ＋ Ｎ ｍ ｚをそれぞれ流れる正弦波交
流電流を示し、第３図Ｅ、Ｆはスイッチングトランジス
タＱｌ、Ｑ！の各コレクタ電流をそれぞれ示し、第３図
Ｇは電源トランス２３の１次巻線Ｎ、を流れる電流を示
している。すなわち、電源トランス２３の１次巻線Ｎ、
を流れる電流は、コンデンサ２２の容量値Ｃ０と電源ト
ランス２３の１次巻線Ｎ、のインダクタンスＬ１とによ
って直列共振して、第３図Ｇに示すように正弦波状の波
形となり、可飽和リアクタトランス２１の１次巻線ＮＡ
を流れる上記直列共振電流で誘起した電圧によって、２
次巻線Ｎ□、Ｎ、、のインダクタンス■、□、Ｌ＋＋ｚ
とコンデンサＣ、＋ Ｃａ ！とが直列共振して、第
３図Ｃ，Ｄに示すような正弦波状の’Ｉｌ’ｌＡが各ス
イッチングトランジスタＱ、、Ｑ、の各ベース電流とし
て供給される。したがって、本実施例に示すスイッチン
グ電源装置のスイッチング動怖周波数「は、Ｌ□”Ｌｗ
ｚ、Ｃ□＝Ｃ０として、 と表される。ここで、可飽和リアクタトランス２１の２
次巻線Ｎ□、Ｎ、をそれぞれ流れる電流１０，１．と各
インダクタンスＬ＋＋＋＋ Ｌｗｚとの関係は、第２
図に示したような直交形可飽和リアクタトランス２１の
磁芯ギャップを片足のみに設けるとき、制御巻線Ｎｃに
供給される直流制御電流■Ｈｃによって第４図のように
変化する。したがって、第５図に示すように電源トラン
ス２３の２次側の負荷電流！、の変化や交流入力電源入
を整流平滑して得られる上記直流入力電源の電圧Ｅｉの
変動に対して上記直流制御電流ＩＮｃが制御されるよう
に、制御回路２６を設計すれば、発振駆動回路２４の発
振周波数ｆは、第６図に示すように、負荷電流■、の変
化や入力電源電圧Ｅｉの変動に対して制御されることに
なる。
とごろで第７図は、発振駆動回路２４のスイソチングト
ランジスタＱ＋ 、ＱｌをスイッチＴ１゜Ｔ２で置き換
えた等価回路構成を示しており、電源絶縁トランス２３
の１次側スイッチング回路部は、上記発振周波数ｒの正
弦波交流電流を１次巻線Ｎ１に流すた゛めの変換回路と
考えて良いことから、これを高周波交流電源に置き換え
ることにより、第８図に示すような等価回路が得られる
。これらの第７図および第８図において、Ｌ＋、Ｌｚお
よびＭは、電源絶縁トランス２３の１次側、２次側の巻
線Ｎ、、Ｎ、の各インダクタンスおよび相互インダクタ
ンスをそれぞれ示し、Ｒ４は電源絶縁トランス２３の２
次側の負荷抵抗を示している。ここで、第８図の等価回
路における高周波交流電源から得られる交流出力電圧Ｅ
ｓｃの実効値Ｅ。は、 となる。また最大実効値ＲＯＭＡＸは、並列共振周波Ｂ
ｒ。とスイッチング周波数１が等しいときに得られ、こ
れらの並列共振周波数ｆ。および最大実効値Ｅ。。８は
、 ま ただし、Ｋ、 Ｋ’：定数、ｋ−Ｍ／Ｊ口Ｗ−となる
。すなわち、負荷抵抗ＲＩ、直流入力電圧Ｅｉの変化に
対して、第６図に示すような周波数制御によって出力電
圧を一定とする動作に一致していることがわかる。これ
は、第９図に示す最大負荷電力を供給するために、スイ
ッチング周波数ｒを並列共振周波数に定め、軽負荷時や
入力端子が大の時に、Δｆの周波数変化によって直流出
力電圧を一定に制御することになる。
ランジスタＱ＋ 、ＱｌをスイッチＴ１゜Ｔ２で置き換
えた等価回路構成を示しており、電源絶縁トランス２３
の１次側スイッチング回路部は、上記発振周波数ｒの正
弦波交流電流を１次巻線Ｎ１に流すた゛めの変換回路と
考えて良いことから、これを高周波交流電源に置き換え
ることにより、第８図に示すような等価回路が得られる
。これらの第７図および第８図において、Ｌ＋、Ｌｚお
よびＭは、電源絶縁トランス２３の１次側、２次側の巻
線Ｎ、、Ｎ、の各インダクタンスおよび相互インダクタ
ンスをそれぞれ示し、Ｒ４は電源絶縁トランス２３の２
次側の負荷抵抗を示している。ここで、第８図の等価回
路における高周波交流電源から得られる交流出力電圧Ｅ
ｓｃの実効値Ｅ。は、 となる。また最大実効値ＲＯＭＡＸは、並列共振周波Ｂ
ｒ。とスイッチング周波数１が等しいときに得られ、こ
れらの並列共振周波数ｆ。および最大実効値Ｅ。。８は
、 ま ただし、Ｋ、 Ｋ’：定数、ｋ−Ｍ／Ｊ口Ｗ−となる
。すなわち、負荷抵抗ＲＩ、直流入力電圧Ｅｉの変化に
対して、第６図に示すような周波数制御によって出力電
圧を一定とする動作に一致していることがわかる。これ
は、第９図に示す最大負荷電力を供給するために、スイ
ッチング周波数ｒを並列共振周波数に定め、軽負荷時や
入力端子が大の時に、Δｆの周波数変化によって直流出
力電圧を一定に制御することになる。
ここで、電源トランス２３の２次側に接続された整流平
滑回路２５として、例えば、１４０■の直流出力を得る
第１の整流平滑回路２５ａと、１５ｖの直流出力を得る
第２の整流平滑回路２５ｂとが用いられ、第１の整流平
滑回路２５ａの出力負荷電力が１４０Ｗで、第２の整流
平滑回路２５ｂの出力負荷電力力月５Ｗの計１５５Ｗの
電力を供給するためのスイッチング電ｔＡ装置を、上記
交流入力電源１の電圧が９０Ｖ−ｊ４４Ｖの範囲で変動
するような条件の下に設計する場合について説明する。
滑回路２５として、例えば、１４０■の直流出力を得る
第１の整流平滑回路２５ａと、１５ｖの直流出力を得る
第２の整流平滑回路２５ｂとが用いられ、第１の整流平
滑回路２５ａの出力負荷電力が１４０Ｗで、第２の整流
平滑回路２５ｂの出力負荷電力力月５Ｗの計１５５Ｗの
電力を供給するためのスイッチング電ｔＡ装置を、上記
交流入力電源１の電圧が９０Ｖ−ｊ４４Ｖの範囲で変動
するような条件の下に設計する場合について説明する。
前記従来の第１２図に示すスイッチング電ａ装置におい
て上記条件を満足させようとする場合、先ず、スイッチ
ング周波数ｆについては、５０ｋＨｚより高い周波数に
すると可飽和リアクタトランス１１３の磁心１員失が増
大するため、効率低下防止の面から４０ｋＨｚ〜５０ｋ
Ｈｚ程度に設定されることを考慮し、例えばｆ＝５０ｋ
ｔｌｚに定めている。
て上記条件を満足させようとする場合、先ず、スイッチ
ング周波数ｆについては、５０ｋＨｚより高い周波数に
すると可飽和リアクタトランス１１３の磁心１員失が増
大するため、効率低下防止の面から４０ｋＨｚ〜５０ｋ
Ｈｚ程度に設定されることを考慮し、例えばｆ＝５０ｋ
ｔｌｚに定めている。
このとき、コンバータ駆動トランス１１１のＬｆ！ 気
コアには、Ｕ−１６，ＦＥ−２材のフェライト磁心を用
いており、可飽和リアクタトランス１１３については、
磁気コア１１３ｅとして８ の直交磁心を用い、巻線と
しては直径０．１ｍｍの細い芯線を４３本束ねたものを
被制御巻線Ｎ３側に３５巻きし、かつ第１３図に示すよ
うにＵ字ビス１１３ｇにより放熱板１１３ｒを磁気コア
１１３ｅに取り付け、これをｉｓブロックのソールドケ
ースに共線めしては心損失による発熱を逃がす構成が必
要とされる。このような従来のスイッチング電源装置を
上記条件の下に構成するとき、交流−直流変換効率は、
ＡＣｌｏｏＶで８３％となることが実験により確かめら
れている。
コアには、Ｕ−１６，ＦＥ−２材のフェライト磁心を用
いており、可飽和リアクタトランス１１３については、
磁気コア１１３ｅとして８ の直交磁心を用い、巻線と
しては直径０．１ｍｍの細い芯線を４３本束ねたものを
被制御巻線Ｎ３側に３５巻きし、かつ第１３図に示すよ
うにＵ字ビス１１３ｇにより放熱板１１３ｒを磁気コア
１１３ｅに取り付け、これをｉｓブロックのソールドケ
ースに共線めしては心損失による発熱を逃がす構成が必
要とされる。このような従来のスイッチング電源装置を
上記条件の下に構成するとき、交流−直流変換効率は、
ＡＣｌｏｏＶで８３％となることが実験により確かめら
れている。
これに対して、本発明の上記実施例のスイッチング′Ｔ
Ｌ源装置によれば、可飽和リアクタトランス２１を発振
駆動回路２４の発振周波数制御用に用いており、小振幅
動作のため、高周波での磁心損失が少なく、上記条件の
下でもスイッチング周波数ｆを１００ ｋＨｚ〜１５０
ｋＨｚ程度あるいはこれ以上に設定可能であり、この
とき、可飽和リアクタトランス２１としては、Ｆ Ｅ
−３材で６ の直交コアを用い、線材には直径Ｑ、１４
ｍの細い芯線を１７本束ねたものを各巻線Ｎａ 、
Ｎ＋＋＋およびｌ’ｌ＋＋ｚにそれぞれ７巻きすればよ
く、可飽和リアクタトランス２１を小型軽量化すること
ができるとともに、放熱についても自然空冷の状態で十
分な信頼性を確保できる。このときの交流−直流変換効
率は、ＡＣｌｏｏＶで９０％にまで向上することが実験
により確かめられている。
Ｌ源装置によれば、可飽和リアクタトランス２１を発振
駆動回路２４の発振周波数制御用に用いており、小振幅
動作のため、高周波での磁心損失が少なく、上記条件の
下でもスイッチング周波数ｆを１００ ｋＨｚ〜１５０
ｋＨｚ程度あるいはこれ以上に設定可能であり、この
とき、可飽和リアクタトランス２１としては、Ｆ Ｅ
−３材で６ の直交コアを用い、線材には直径Ｑ、１４
ｍの細い芯線を１７本束ねたものを各巻線Ｎａ 、
Ｎ＋＋＋およびｌ’ｌ＋＋ｚにそれぞれ７巻きすればよ
く、可飽和リアクタトランス２１を小型軽量化すること
ができるとともに、放熱についても自然空冷の状態で十
分な信頼性を確保できる。このときの交流−直流変換効
率は、ＡＣｌｏｏＶで９０％にまで向上することが実験
により確かめられている。
Ｇ−３，第２の実施例
次に、第１Ｏ図は本発明の第２の実施例を示し、電源ト
ランス２３の２次側に２つの２次巻線ＮＺＡ＋Ｎ２Ｉｌ
を設けるとともに、２次巻線Ｎ２Ａには第１０倍圧全波
整流平滑回路２５ａａを接続し、２次巻線Ｎ２．には第
２の倍圧全波整流平滑回路２５ｂｂを接続し７ている。
ランス２３の２次側に２つの２次巻線ＮＺＡ＋Ｎ２Ｉｌ
を設けるとともに、２次巻線Ｎ２Ａには第１０倍圧全波
整流平滑回路２５ａａを接続し、２次巻線Ｎ２．には第
２の倍圧全波整流平滑回路２５ｂｂを接続し７ている。
他の構成は、上述した第１図の実施例と同様であるため
、図中対応する部分には同じ参照番号を付して説明を省
略する。
、図中対応する部分には同じ参照番号を付して説明を省
略する。
この第１０図に示す第２の実施例によれば、各２次巻線
Ｎ２Ａ、 Ｎｚｓの巻数が第１図の実６１１・例の場合
と比較して１／２となるため、電源トランス２３の小型
化が図れるのみならず、各倍圧全波整流平滑回路２５ａ
ａ、 ２５ｂｂからは、１４０Ｖ、７０Ｖ。
Ｎ２Ａ、 Ｎｚｓの巻数が第１図の実６１１・例の場合
と比較して１／２となるため、電源トランス２３の小型
化が図れるのみならず、各倍圧全波整流平滑回路２５ａ
ａ、 ２５ｂｂからは、１４０Ｖ、７０Ｖ。
１５Ｖ、７．５Ｖと４種類もの多、くの出力電圧を得る
ことができるという利点がある。
ことができるという利点がある。
Ｇ−４，第３の実施例
また、上記発振駆動回路２４としては、スイッチングト
ランジスタＱ、、Ｑｔより成る２石構成プッシュプル方
式の回路を用いているが、負荷への供給電力が少なくて
済む場合には、第１１図に示す第３の実施例のように、
１個のスイッチングトランジスタＱのみを用いて成る発
振駆動回路２４Ｓを使用してもよい。
ランジスタＱ、、Ｑｔより成る２石構成プッシュプル方
式の回路を用いているが、負荷への供給電力が少なくて
済む場合には、第１１図に示す第３の実施例のように、
１個のスイッチングトランジスタＱのみを用いて成る発
振駆動回路２４Ｓを使用してもよい。
この第１１図において、可飽和リアクタトランス２１Ｓ
は、１次巻線Ｎ７．２次巻線Ｎ８および制？８巻線ＮＣ
を有しており、２次巻線Ｎ８と発振駆動回路２４３のコ
ンデンサＣ３との直列共振回路がスイッチングトランジ
スタＱのベースに接続され、スイッチングトランジスタ
Ｑのエミッタ・ベース間にはダイオードＤ、が接続され
ている。
は、１次巻線Ｎ７．２次巻線Ｎ８および制？８巻線ＮＣ
を有しており、２次巻線Ｎ８と発振駆動回路２４３のコ
ンデンサＣ３との直列共振回路がスイッチングトランジ
スタＱのベースに接続され、スイッチングトランジスタ
Ｑのエミッタ・ベース間にはダイオードＤ、が接続され
ている。
また、スイッチングトランジスタＱのベースと直流入力
電源との間には、起動用の抵抗Ｒ８が接続されている。
電源との間には、起動用の抵抗Ｒ８が接続されている。
さらに、電源トランス２３の２次側には、半波整流平滑
回路２５Ｓが設けられている。
回路２５Ｓが設けられている。
他の構成は上述の第１図の実施例と同様であるため、図
中対応する部分には同じ参照番号を付して説明を省略す
る。
中対応する部分には同じ参照番号を付して説明を省略す
る。
この第１１図に示す第３の実施例によれば、小電力供給
用として、構成が簡単で済み、より安価に提供できると
いう利点がある。
用として、構成が簡単で済み、より安価に提供できると
いう利点がある。
Ｈ，発明の効果
本発明のスイッチング電源Ｗｌによれば、可飽和リアク
タトランスを１次側ＴＬ流スイッチング用の発振駆動回
路の発振周波数を制御するために用いているため、高周
波・小振幅動作が可能となり、可飽和リアクタトランス
の小型軽量化、磁心損失の低減および制御範囲の拡大が
図れ、安価で高性能の電源装置を提供できる。また、可
飽和リアクタトランスが小電流でドライブされることよ
り、可飽和リアクタトランスからの漏れ磁束が低減され
、電源ブロックのシールドケースが簡略化され、例えば
、従来の厚さ２１のアルミ製ケースから、厚さ１耀璽の
鉄板製ケースに簡略化できる。さらに、可飽和リアクタ
トランスをシールドケースに取り付ける必要がないため
、トランスのいわゆる鳴きが解消する。
タトランスを１次側ＴＬ流スイッチング用の発振駆動回
路の発振周波数を制御するために用いているため、高周
波・小振幅動作が可能となり、可飽和リアクタトランス
の小型軽量化、磁心損失の低減および制御範囲の拡大が
図れ、安価で高性能の電源装置を提供できる。また、可
飽和リアクタトランスが小電流でドライブされることよ
り、可飽和リアクタトランスからの漏れ磁束が低減され
、電源ブロックのシールドケースが簡略化され、例えば
、従来の厚さ２１のアルミ製ケースから、厚さ１耀璽の
鉄板製ケースに簡略化できる。さらに、可飽和リアクタ
トランスをシールドケースに取り付ける必要がないため
、トランスのいわゆる鳴きが解消する。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は可飽
和リアクタトランスの一例を示す概略斜視図、第３図は
動作説明のためのタイムチャート、第４図は可飽和リア
クタトランスの電流−電圧特性を示すグラフ、第５図お
よび第６図は負荷電流変化、入力電圧変動に対する制御
動作特性を示すグラフ、第７図、および第８図はスイッ
チング電源回路の等価回路図、第９図は発振周波数に対
する出力電圧の変化を示すグラフ、第１０図は本発明の
他の実施例を示す回路図、第１１図は本発明のさらに他
の実施例を示す回路図、第１２図は従来のスイッチング
電源装置の一例を示す回路図、第１３図は従来の可飽和
リアクタトランスの一例を示す概略斜視図である。 １・・・交流入力電源 ２・・・全波整流器 １ ３・・・平滑コンデンサ ２１・・・可飽和リアクタトランス ２２・・・共振コンデンサ ２３・・・電源トランス ２４・・・発振駆動回路 ２５・・・整流平滑回路 ２６・・・制御回路
和リアクタトランスの一例を示す概略斜視図、第３図は
動作説明のためのタイムチャート、第４図は可飽和リア
クタトランスの電流−電圧特性を示すグラフ、第５図お
よび第６図は負荷電流変化、入力電圧変動に対する制御
動作特性を示すグラフ、第７図、および第８図はスイッ
チング電源回路の等価回路図、第９図は発振周波数に対
する出力電圧の変化を示すグラフ、第１０図は本発明の
他の実施例を示す回路図、第１１図は本発明のさらに他
の実施例を示す回路図、第１２図は従来のスイッチング
電源装置の一例を示す回路図、第１３図は従来の可飽和
リアクタトランスの一例を示す概略斜視図である。 １・・・交流入力電源 ２・・・全波整流器 １ ３・・・平滑コンデンサ ２１・・・可飽和リアクタトランス ２２・・・共振コンデンサ ２３・・・電源トランス ２４・・・発振駆動回路 ２５・・・整流平滑回路 ２６・・・制御回路
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 直流入力電源に接続された電源トランスの１次巻線を含
むＬＣ共振回路と、 このＬＣ共振回路を流れる電流をオン、オフ駆動するス
イッチング素子を有し、このスイッチング素子の制御端
子側に設けられた可飽和リアクタトランスにより発振周
波数が制御される発振駆動回路と、 上記電源トランスの２次側出力電圧を検出して上記可飽
和リアクタトランスのインダクタンスを制御し、上記発
振駆動回路の発振周波数を可変制御する制御回路とを具
備して成るスイッチング電源装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60203942A JPH0775469B2 (ja) | 1985-09-14 | 1985-09-14 | スイツチング電源装置 |
| CA000517446A CA1283949C (en) | 1985-09-14 | 1986-09-04 | Switching power source |
| GB8622062A GB2180416B (en) | 1985-09-14 | 1986-09-12 | Switching power source devices |
| DE3631138A DE3631138C2 (de) | 1985-09-14 | 1986-09-12 | Spannungsquelle mit Gleichspannungsumformer |
| US06/906,406 US4736283A (en) | 1985-09-13 | 1986-09-12 | Regulated voltage converter which has substantially fewer parts than prior art devices |
| KR1019860007713A KR0130074B1 (ko) | 1985-09-14 | 1986-09-13 | 스위칭 전원장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60203942A JPH0775469B2 (ja) | 1985-09-14 | 1985-09-14 | スイツチング電源装置 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7013210A Division JP2565217B2 (ja) | 1995-01-30 | 1995-01-30 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6264266A true JPS6264266A (ja) | 1987-03-23 |
| JPH0775469B2 JPH0775469B2 (ja) | 1995-08-09 |
Family
ID=16482230
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60203942A Expired - Fee Related JPH0775469B2 (ja) | 1985-09-13 | 1985-09-14 | スイツチング電源装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
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| JP (1) | JPH0775469B2 (ja) |
| KR (1) | KR0130074B1 (ja) |
| CA (1) | CA1283949C (ja) |
| DE (1) | DE3631138C2 (ja) |
| GB (1) | GB2180416B (ja) |
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| JP3286673B2 (ja) * | 1997-01-24 | 2002-05-27 | 浩 坂本 | 充電器用のコンバータ回路 |
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| JP2001314079A (ja) | 2000-04-28 | 2001-11-09 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
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| JPS60197166A (ja) * | 1984-03-19 | 1985-10-05 | Toshiba Corp | スイツチング電源装置 |
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| JPH06194566A (ja) * | 1992-12-25 | 1994-07-15 | Canon Inc | カメラ |
-
1985
- 1985-09-14 JP JP60203942A patent/JPH0775469B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1986
- 1986-09-04 CA CA000517446A patent/CA1283949C/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-09-12 GB GB8622062A patent/GB2180416B/en not_active Expired
- 1986-09-12 US US06/906,406 patent/US4736283A/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-09-12 DE DE3631138A patent/DE3631138C2/de not_active Expired - Fee Related
- 1986-09-13 KR KR1019860007713A patent/KR0130074B1/ko not_active IP Right Cessation
Patent Citations (2)
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| JP2013062896A (ja) * | 2011-09-12 | 2013-04-04 | Rohm Co Ltd | 電力供給回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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