JPH0630557A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JPH0630557A JPH0630557A JP18104692A JP18104692A JPH0630557A JP H0630557 A JPH0630557 A JP H0630557A JP 18104692 A JP18104692 A JP 18104692A JP 18104692 A JP18104692 A JP 18104692A JP H0630557 A JPH0630557 A JP H0630557A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】低損失化、低コスト化等を達成する。
【構成】発振駆動回路１７によってトランジスタＱ１，
Ｑ２を交互にオンオフ制御する。出力直流電圧に応じて
発振駆動回路１７における発振周波数を制御し、トラン
ス７の１次側の共振インピーダンスを変化させ、励磁電
流を変化させて出力直流電圧を安定化する。トランス７
の結合係数を０．９５前後として１次巻線側にリーケー
ジインダクタンスを形成し、また安定化制御のためにト
ランス７の１次側の共振インピーダンス曲線のアッパー
サイドを使用する。トランジスタＱ１，Ｑ２に流れる電
流波形は、電力伝達期間に電力非伝達期間が付加された
ものとなる。この電力非伝達期間が入力電圧が低いとき
は長く入力電圧が高くなるのに伴って短くなっていくた
め、飽和電圧Ｖsatやフォールタイムｔfによる損失は増
加しない。トランスの結合係数を０．９５前後としてい
るため漏れ磁束も少なくなる。
Ｑ２を交互にオンオフ制御する。出力直流電圧に応じて
発振駆動回路１７における発振周波数を制御し、トラン
ス７の１次側の共振インピーダンスを変化させ、励磁電
流を変化させて出力直流電圧を安定化する。トランス７
の結合係数を０．９５前後として１次巻線側にリーケー
ジインダクタンスを形成し、また安定化制御のためにト
ランス７の１次側の共振インピーダンス曲線のアッパー
サイドを使用する。トランジスタＱ１，Ｑ２に流れる電
流波形は、電力伝達期間に電力非伝達期間が付加された
ものとなる。この電力非伝達期間が入力電圧が低いとき
は長く入力電圧が高くなるのに伴って短くなっていくた
め、飽和電圧Ｖsatやフォールタイムｔfによる損失は増
加しない。トランスの結合係数を０．９５前後としてい
るため漏れ磁束も少なくなる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、電流共振型磁束制御
方式のスイッチング電源装置に関する。
方式のスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５は、従来のスイッチング電源装置の
一例の構成を示している。
一例の構成を示している。
【０００３】同図において、電源装置に対する直流入力
電源としては、例えば商用交流電源１をダイオードブリ
ジ型の全波整流器４および平滑用コンデンサ５にて整流
平滑することにより得ている。なお、２は電源スイッ
チ、３は突入電流制限用の抵抗器である。
電源としては、例えば商用交流電源１をダイオードブリ
ジ型の全波整流器４および平滑用コンデンサ５にて整流
平滑することにより得ている。なお、２は電源スイッ
チ、３は突入電流制限用の抵抗器である。
【０００４】直流入力電源は、可飽和リアクタトランス
６の１次側巻線ＮAを介し、絶縁コンバータトランス７
の１次側巻線ＮPおよび共振用コンデンサ８よりなる直
列共振回路に供給されている。この直流入力電源の電流
は、可飽和リアクタトランス６の２次側巻線ＮB1とコン
デンサＣB1との直列共振回路がベースに接続されたスイ
ッチングトランジスタＱ１および２次側巻線ＮB2とコン
デンサＣB2との直列共振回路がベースに接続されたスイ
ッチングトランジスタＱ２を使用したハーフブリッジ構
成の自励式発振駆動回路９によってスイッチング制御さ
れるようになっている。
６の１次側巻線ＮAを介し、絶縁コンバータトランス７
の１次側巻線ＮPおよび共振用コンデンサ８よりなる直
列共振回路に供給されている。この直流入力電源の電流
は、可飽和リアクタトランス６の２次側巻線ＮB1とコン
デンサＣB1との直列共振回路がベースに接続されたスイ
ッチングトランジスタＱ１および２次側巻線ＮB2とコン
デンサＣB2との直列共振回路がベースに接続されたスイ
ッチングトランジスタＱ２を使用したハーフブリッジ構
成の自励式発振駆動回路９によってスイッチング制御さ
れるようになっている。
【０００５】可飽和リアクタトランス６は、例えば図６
に示すように、上述した各巻線ＮA，ＮB1，ＮB2に対し
て直交する方向に巻装された制御巻線ＮCを有する、い
わゆる直交トランスで構成されている。制御巻線ＮCを
流れる電流に応じて、２次側巻線ＮB1，ＮB2のインダク
タンスが制御されることによって、発振駆動回路９の発
振周波数が制御されるようになっている。
に示すように、上述した各巻線ＮA，ＮB1，ＮB2に対し
て直交する方向に巻装された制御巻線ＮCを有する、い
わゆる直交トランスで構成されている。制御巻線ＮCを
流れる電流に応じて、２次側巻線ＮB1，ＮB2のインダク
タンスが制御されることによって、発振駆動回路９の発
振周波数が制御されるようになっている。
【０００６】絶縁コンバータトランス７の２次巻線ＮS
に得られる電圧は、例えばダイオードブリッジ型の全波
整流器１０および平滑用コンデンサ１１によって整流平
滑されて直流出力電圧とされ、この直流出力電圧が負荷
１２に供給されるようになっている。
に得られる電圧は、例えばダイオードブリッジ型の全波
整流器１０および平滑用コンデンサ１１によって整流平
滑されて直流出力電圧とされ、この直流出力電圧が負荷
１２に供給されるようになっている。
【０００７】直流出力電圧は抵抗器１３，１４で分圧さ
れた後に制御回路１５に供給され、この制御回路１５に
より制御電流に変換されて可飽和リアクタトランス６の
制御巻線ＮCに供給される。そのため、直流出力電圧の
変動に応じて可飽和リアクタトランス６の２次側巻線Ｎ
B1，ＮB2のインダクタンスが変化し、発振駆動回路９の
発振周波数が変化する。これにより、絶縁コンバータト
ランス７の１次側の共振インピーダンスが変化して励磁
電流が変化し、直流出力電圧が安定化される。
れた後に制御回路１５に供給され、この制御回路１５に
より制御電流に変換されて可飽和リアクタトランス６の
制御巻線ＮCに供給される。そのため、直流出力電圧の
変動に応じて可飽和リアクタトランス６の２次側巻線Ｎ
B1，ＮB2のインダクタンスが変化し、発振駆動回路９の
発振周波数が変化する。これにより、絶縁コンバータト
ランス７の１次側の共振インピーダンスが変化して励磁
電流が変化し、直流出力電圧が安定化される。
【０００８】図７は、絶縁コンバータトランス７の１次
側の共振インピーダンス曲線を示している。ここで、ｆ
1は絶縁コンバータトランス７の１次側の直列共振周波
数であり、１次側巻線ＮPのインダクタンスをＬ1、コン
デンサ８のキャパシタンスをＣ1とすると、 ｆ1＝１／２π√（Ｌ1Ｃ1） となる。また、ｆBは発振駆動回路９の発振周波数であ
り、可飽和リアクタトランス６の２次側巻線ＮB1，ＮB2
のインダクタンスをＬB、コンデンサＣB1，ＣB2のキャ
パシタンスをＣBとすると、 ｆB＝１／２π√（ＬBＣB） となる。
側の共振インピーダンス曲線を示している。ここで、ｆ
1は絶縁コンバータトランス７の１次側の直列共振周波
数であり、１次側巻線ＮPのインダクタンスをＬ1、コン
デンサ８のキャパシタンスをＣ1とすると、 ｆ1＝１／２π√（Ｌ1Ｃ1） となる。また、ｆBは発振駆動回路９の発振周波数であ
り、可飽和リアクタトランス６の２次側巻線ＮB1，ＮB2
のインダクタンスをＬB、コンデンサＣB1，ＣB2のキャ
パシタンスをＣBとすると、 ｆB＝１／２π√（ＬBＣB） となる。
【０００９】例えば、図７の共振インピーダンス曲線の
アッパーサイドを使用する場合の制御動作は以下のよう
になる。直流出力電圧が一定値より大きくなるとき、可
飽和リアクタトランス６の２次巻線ＮB1，ＮB2のインダ
クタンスＬBが小さくされ、発振周波数ｆBが高くされる
ため、絶縁コンバータトランス７の１次側の共振インピ
ーダンスＺ1が大きくなって励磁電流が小さくなり、直
流出力電圧が小さくなるように制御される。一方、直流
出力電圧が一定値より小さくなるときは、逆の動作によ
って直流出力電圧が大きくなるように制御される。
アッパーサイドを使用する場合の制御動作は以下のよう
になる。直流出力電圧が一定値より大きくなるとき、可
飽和リアクタトランス６の２次巻線ＮB1，ＮB2のインダ
クタンスＬBが小さくされ、発振周波数ｆBが高くされる
ため、絶縁コンバータトランス７の１次側の共振インピ
ーダンスＺ1が大きくなって励磁電流が小さくなり、直
流出力電圧が小さくなるように制御される。一方、直流
出力電圧が一定値より小さくなるときは、逆の動作によ
って直流出力電圧が大きくなるように制御される。
【００１０】図８は、従来のスイッチング電源装置の他
の例の構成を示している。この図８において、図５と対
応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略す
る。
の例の構成を示している。この図８において、図５と対
応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略す
る。
【００１１】図８の例においては、可飽和リアクタトラ
ンス６の代わりに１次側巻線ＮA、２次側巻線ＮB1，ＮB
2を有するコンバータトランス１６が配される。また、
絶縁コンバータトランス７は直交トランスで構成され、
この絶縁コンバータトランス７自体が可飽和リアクタと
される。そして、この絶縁コンバータトランス７の制御
巻線ＮCに制御回路１５より直流出力電圧に応じた制御
電流が供給される。その他は図５の例と同様に構成され
る。
ンス６の代わりに１次側巻線ＮA、２次側巻線ＮB1，ＮB
2を有するコンバータトランス１６が配される。また、
絶縁コンバータトランス７は直交トランスで構成され、
この絶縁コンバータトランス７自体が可飽和リアクタと
される。そして、この絶縁コンバータトランス７の制御
巻線ＮCに制御回路１５より直流出力電圧に応じた制御
電流が供給される。その他は図５の例と同様に構成され
る。
【００１２】この例においては、直流出力電圧に応じて
絶縁コンバータトランス７の１次側の直列共振周波数ｆ
1が変化し、図７の共振インピーダンス曲線が左右に移
動する。そのため、絶縁コンバータトランス７の１次側
の共振インピーダンスＺ1が変化して励磁電流が変化
し、直流出力電圧が安定化される。
絶縁コンバータトランス７の１次側の直列共振周波数ｆ
1が変化し、図７の共振インピーダンス曲線が左右に移
動する。そのため、絶縁コンバータトランス７の１次側
の共振インピーダンスＺ1が変化して励磁電流が変化
し、直流出力電圧が安定化される。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】図９Ａ〜Ｃには、図５
の例のスイッチング電源装置における発振駆動回路９を
構成するトランジスタＱ1，Ｑ2のコレクタ−エミッタ間
電圧ＶCEおよびコレクタ電流ＩCを示している。図５の
例のスイッチング電源装置によれば、入力電圧が高いと
きは、コレクタ電流ＩCがピークが大きくなり、飽和電
圧Ｖsatによる損失が大きくなると共に、フォールタイ
ムｔfによる損失が大きくなる問題点があった。また、
絶縁コンバータトランス７の１次巻線ＮPを流れる電流
のピークも大きくなるため、絶縁コンバータトランス７
の発熱が大きくなる問題点があった。さらに、上述せず
も絶縁コンバータトランス７として結合係数が０．９の
ものを使用しているため漏れ磁束が多く、その対策にコ
ストがかかる等の問題点があった。
の例のスイッチング電源装置における発振駆動回路９を
構成するトランジスタＱ1，Ｑ2のコレクタ−エミッタ間
電圧ＶCEおよびコレクタ電流ＩCを示している。図５の
例のスイッチング電源装置によれば、入力電圧が高いと
きは、コレクタ電流ＩCがピークが大きくなり、飽和電
圧Ｖsatによる損失が大きくなると共に、フォールタイ
ムｔfによる損失が大きくなる問題点があった。また、
絶縁コンバータトランス７の１次巻線ＮPを流れる電流
のピークも大きくなるため、絶縁コンバータトランス７
の発熱が大きくなる問題点があった。さらに、上述せず
も絶縁コンバータトランス７として結合係数が０．９の
ものを使用しているため漏れ磁束が多く、その対策にコ
ストがかかる等の問題点があった。
【００１４】図１０Ａ〜Ｃは、図８の例のスイッチング
電源装置における発振駆動回路９を構成するトランジス
タＱ1，Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶCEおよびコレ
クタ電流ＩCを示している。図８の例のスイッチング電
源装置によれば、絶縁コンバータトランス７自体を飽和
させるため、入力電圧が低く、かつ重負荷時にはコレク
タ電流ＩCのピークが大きくなり、飽和電圧Ｖsatによる
損失が大きくなると共に、フォールタイムｔfによる損
失が大きくなる問題点があった。また、絶縁コンバータ
トランス７の結合系数は低いときは０．８程度となるた
め漏れ磁束が多く、その対策にコストがかかる等の問題
点があった。
電源装置における発振駆動回路９を構成するトランジス
タＱ1，Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶCEおよびコレ
クタ電流ＩCを示している。図８の例のスイッチング電
源装置によれば、絶縁コンバータトランス７自体を飽和
させるため、入力電圧が低く、かつ重負荷時にはコレク
タ電流ＩCのピークが大きくなり、飽和電圧Ｖsatによる
損失が大きくなると共に、フォールタイムｔfによる損
失が大きくなる問題点があった。また、絶縁コンバータ
トランス７の結合系数は低いときは０．８程度となるた
め漏れ磁束が多く、その対策にコストがかかる等の問題
点があった。
【００１５】そこで、この発明では、低損失化、低コス
ト化等を達成できるスイッチング電源装置を提供するも
のである。
ト化等を達成できるスイッチング電源装置を提供するも
のである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】この発明は、絶縁コンバ
ータトランスの１次側巻線に、この１次側巻線の励磁電
流をスイッチング制御する発振駆動回路が接続され、絶
縁コンバータトランスの２次側出力電圧に応じて発振駆
動回路の発振状態を制御して２次側出力電圧を一定電圧
に制御するスイッチング電源装置において、絶縁コンバ
ータトランスの１次側の共振インピーダンス曲線のアッ
パーサイドを使用すると共に、絶縁コンバータトランス
の１次側にリーケージインダクタンスを形成するもので
ある。
ータトランスの１次側巻線に、この１次側巻線の励磁電
流をスイッチング制御する発振駆動回路が接続され、絶
縁コンバータトランスの２次側出力電圧に応じて発振駆
動回路の発振状態を制御して２次側出力電圧を一定電圧
に制御するスイッチング電源装置において、絶縁コンバ
ータトランスの１次側の共振インピーダンス曲線のアッ
パーサイドを使用すると共に、絶縁コンバータトランス
の１次側にリーケージインダクタンスを形成するもので
ある。
【００１７】例えば、上記絶縁コンバータトランスの結
合係数を０．９５前後に設定してリーケージインダクタ
ンスを形成するものである。
合係数を０．９５前後に設定してリーケージインダクタ
ンスを形成するものである。
【００１８】またこの発明は、絶縁コンバータトランス
の１次巻線に、この１次巻線の励磁電流をスイッチング
制御する発振駆動回路が接続され、絶縁コンバータトラ
ンスの２次側出力電圧に応じて上記発振駆動回路の発振
状態を制御して２次側出力電圧を一定電圧に制御するス
イッチング電源装置において、絶縁コンバータトランス
の１次側の共振インピーダンス曲線のアッパーサイドを
使用すると共に、絶縁コンバータトランスの結合係数を
０．９５前後としたときに形成されるリーケージインダ
クタンスに相当するインダクタンス素子を絶縁コンバー
タトランスの１次側巻線と直列に接続するものである。
の１次巻線に、この１次巻線の励磁電流をスイッチング
制御する発振駆動回路が接続され、絶縁コンバータトラ
ンスの２次側出力電圧に応じて上記発振駆動回路の発振
状態を制御して２次側出力電圧を一定電圧に制御するス
イッチング電源装置において、絶縁コンバータトランス
の１次側の共振インピーダンス曲線のアッパーサイドを
使用すると共に、絶縁コンバータトランスの結合係数を
０．９５前後としたときに形成されるリーケージインダ
クタンスに相当するインダクタンス素子を絶縁コンバー
タトランスの１次側巻線と直列に接続するものである。
【００１９】
【作用】この発明において、スイッチング素子を流れる
電流の波形は、電力伝達期間に電力非伝達期間が付加さ
れたものとなる。この電力非伝達期間が入力電圧が低い
ときは長く入力電圧が高くなるのに伴って短くなってい
くため、飽和電圧Ｖsatやフォールタイムｔfによる損失
は増加しない。また、絶縁コンバータトランスの結合係
数を０．９５前後としているため漏れ磁束も少なくな
る。
電流の波形は、電力伝達期間に電力非伝達期間が付加さ
れたものとなる。この電力非伝達期間が入力電圧が低い
ときは長く入力電圧が高くなるのに伴って短くなってい
くため、飽和電圧Ｖsatやフォールタイムｔfによる損失
は増加しない。また、絶縁コンバータトランスの結合係
数を０．９５前後としているため漏れ磁束も少なくな
る。
【００２０】
【実施例】以下、図１を参照しながら、この発明の一実
施例について説明する。図１において、図５と対応する
部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。
施例について説明する。図１において、図５と対応する
部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。
【００２１】同図において、全波整流器４および平滑用
コンデンサ５で整流平滑されて得られる直流入力電源
は、スイッチング素子を構成するトランジスタＱ１を介
して絶縁コンバータトランス７の１次側巻線ＮPおよび
共振用コンデンサ８の直列共振回路に供給される。
コンデンサ５で整流平滑されて得られる直流入力電源
は、スイッチング素子を構成するトランジスタＱ１を介
して絶縁コンバータトランス７の１次側巻線ＮPおよび
共振用コンデンサ８の直列共振回路に供給される。
【００２２】また、この１次側巻線ＮPおよび共振用コ
ンデンサ８の直列共振回路と並列にスイッチング素子を
構成するトランジスタＱ２が接続される。トランジスタ
Ｑ１，Ｑ２は、発振駆動回路１７によって交互にオンオ
フするようにドライブされる。
ンデンサ８の直列共振回路と並列にスイッチング素子を
構成するトランジスタＱ２が接続される。トランジスタ
Ｑ１，Ｑ２は、発振駆動回路１７によって交互にオンオ
フするようにドライブされる。
【００２３】絶縁コンバータトランス７は結合係数が
０．９５前後になるように設定され、この絶縁コンバー
タトランス７の１次側巻線ＮPにリーケージインダクタ
ンスが積極的に形成される。この場合、図２に示すよう
に、１次側巻線ＮPと２次側巻線ＮSとがコアに離間して
巻装されることにより結合係数が０．９５前後に設定さ
れる。例えば、絶縁コンバータトランス７として、分割
ボビンを用いた粗結合トランスが使用される。
０．９５前後になるように設定され、この絶縁コンバー
タトランス７の１次側巻線ＮPにリーケージインダクタ
ンスが積極的に形成される。この場合、図２に示すよう
に、１次側巻線ＮPと２次側巻線ＮSとがコアに離間して
巻装されることにより結合係数が０．９５前後に設定さ
れる。例えば、絶縁コンバータトランス７として、分割
ボビンを用いた粗結合トランスが使用される。
【００２４】また、全波整流器１０および平滑用コンデ
ンサ１１で整流平滑されて得られる直流出力電圧が抵抗
器１３，１４で分圧されてコンパレータ１８に供給され
て基準電圧Ｖrefと比較される。このコンパレータ１８
より出力される誤差電圧は発振駆動回路１７に発振周波
数（スイッチング周波数）の制御信号として供給され
る。
ンサ１１で整流平滑されて得られる直流出力電圧が抵抗
器１３，１４で分圧されてコンパレータ１８に供給され
て基準電圧Ｖrefと比較される。このコンパレータ１８
より出力される誤差電圧は発振駆動回路１７に発振周波
数（スイッチング周波数）の制御信号として供給され
る。
【００２５】また、本例においては、絶縁コンバータト
ランス７の１次側の共振インピーダンス曲線のアッパー
サイドが使用されて（図７参照）、直流出力電圧の安定
化のための制御が行なわれる。
ランス７の１次側の共振インピーダンス曲線のアッパー
サイドが使用されて（図７参照）、直流出力電圧の安定
化のための制御が行なわれる。
【００２６】すなわち、直流出力電圧が一定値より大き
くなるとき、コンパレータ３より出力される誤差電圧に
基づいて発振駆動回路１７の発振周波数ｆBが高くされ
る。これにより、絶縁コンバータトランス７の１次側の
共振インピーダンスＺ1が大きくなって励磁電流が小さ
くなり、直流出力電圧が小さくなるように制御される。
一方、直流出力電圧が一定値より小さくなるときは、逆
の動作によって直流出力電圧が大きくなるように制御さ
れる。
くなるとき、コンパレータ３より出力される誤差電圧に
基づいて発振駆動回路１７の発振周波数ｆBが高くされ
る。これにより、絶縁コンバータトランス７の１次側の
共振インピーダンスＺ1が大きくなって励磁電流が小さ
くなり、直流出力電圧が小さくなるように制御される。
一方、直流出力電圧が一定値より小さくなるときは、逆
の動作によって直流出力電圧が大きくなるように制御さ
れる。
【００２７】ここで、絶縁コンバータトランス７の１次
側巻線ＮPおよび共振用コンデンサ８の直列共振回路を
流れる電流をＩ1、その２次巻線ＮSを流れる電流をＩ
2、トランジスタＱ１を流れる電流をＩ3、トランジスタ
Ｑ２を流れる電流をＩ4とする。
側巻線ＮPおよび共振用コンデンサ８の直列共振回路を
流れる電流をＩ1、その２次巻線ＮSを流れる電流をＩ
2、トランジスタＱ１を流れる電流をＩ3、トランジスタ
Ｑ２を流れる電流をＩ4とする。
【００２８】電流Ｉ2が全く流れていないとき、電流Ｉ1
の波形は正弦波状となり（図３Ａに図示）、電流Ｉ3，
Ｉ4の波形はこの電流Ｉ1をスイッチングした波形となる
（同図Ｂ，Ｃに図示）。電流Ｉ1の波形は１次側巻線ＮP
のインダクタンスと共振コンデンサ８のキャパシタンス
の共振によるものであり、上述せずも電流Ｉ1のピーク
値をなるべく抑えた共振条件に設定される。したがっ
て、これをトランジスタＱ１，Ｑ２でスイッチングして
もスイッチング損失は非常に少ない。
の波形は正弦波状となり（図３Ａに図示）、電流Ｉ3，
Ｉ4の波形はこの電流Ｉ1をスイッチングした波形となる
（同図Ｂ，Ｃに図示）。電流Ｉ1の波形は１次側巻線ＮP
のインダクタンスと共振コンデンサ８のキャパシタンス
の共振によるものであり、上述せずも電流Ｉ1のピーク
値をなるべく抑えた共振条件に設定される。したがっ
て、これをトランジスタＱ１，Ｑ２でスイッチングして
もスイッチング損失は非常に少ない。
【００２９】次に、負荷１２が重く、図３Ｄに示すよう
に電流Ｉ2が流れているとき、電流Ｉ1の波形は図３Ａの
ものに同図Ｄのものを加えたような波形となり（同図Ｅ
に実線図示）、電流Ｉ3，Ｉ4の波形はこの電流Ｉ1をス
イッチングした波形となる（同図Ｆ，Ｇに図示）。
に電流Ｉ2が流れているとき、電流Ｉ1の波形は図３Ａの
ものに同図Ｄのものを加えたような波形となり（同図Ｅ
に実線図示）、電流Ｉ3，Ｉ4の波形はこの電流Ｉ1をス
イッチングした波形となる（同図Ｆ，Ｇに図示）。
【００３０】ところで、電流Ｉ2の導通角が広い場合
（図３Ｈに図示）、電流Ｉ3，Ｉ4の波形は同図Ｉ（電流
Ｉ3の波形のみを図示）に示すようになる。この場合、
発振駆動回路１７の発振周波数が高くなったときに電流
のピークで波形が切れるようになり、フォールタイムｔ
fによる損失が大きくなる。また、電流Ｉ2の導通角が狭
い場合（図３Ｊに図示）、電流Ｉ3，Ｉ4の波形は同図Ｋ
（電流Ｉ3の波形のみを図示）に示すようになる。この
場合、電流のピーク値が大きくなるため、スイッチング
素子の飽和電圧Ｖsatによる損失が大きくなると共に、
２次側整流ダイオードの発熱が大きくなる。
（図３Ｈに図示）、電流Ｉ3，Ｉ4の波形は同図Ｉ（電流
Ｉ3の波形のみを図示）に示すようになる。この場合、
発振駆動回路１７の発振周波数が高くなったときに電流
のピークで波形が切れるようになり、フォールタイムｔ
fによる損失が大きくなる。また、電流Ｉ2の導通角が狭
い場合（図３Ｊに図示）、電流Ｉ3，Ｉ4の波形は同図Ｋ
（電流Ｉ3の波形のみを図示）に示すようになる。この
場合、電流のピーク値が大きくなるため、スイッチング
素子の飽和電圧Ｖsatによる損失が大きくなると共に、
２次側整流ダイオードの発熱が大きくなる。
【００３１】そこで本例においては、電流Ｉ2の波形が
図３Ｄに示すような波形になるように、共振条件が合わ
せられる。これにより、トランジスタＱ１，Ｑ２を流れ
る電流Ｉ3，Ｉ4の波形は、それぞれ図３Ｆ，Ｇに示すよ
うになり、フォールタイムｔfでの損失は電流Ｉ2がない
ときに比べて増加することはない。
図３Ｄに示すような波形になるように、共振条件が合わ
せられる。これにより、トランジスタＱ１，Ｑ２を流れ
る電流Ｉ3，Ｉ4の波形は、それぞれ図３Ｆ，Ｇに示すよ
うになり、フォールタイムｔfでの損失は電流Ｉ2がない
ときに比べて増加することはない。
【００３２】またここで、出力直流電圧の安定化のため
に制御をかけて発振駆動回路１７の発振周波数を高くす
る場合を考える。図３Ｌに示す波形が入力電圧の下限と
なるように共振条件が設定される。入力電圧が高くなる
と電力非伝達期間ＴBが短くなって、同図Ｍに示す波形
となる。なお、ＴAは電力伝達期間である。さらに、入
力電圧が高くなると同図Ｎに示す波形となり、電力非伝
達期間ＴBがなくなる。さらに、入力電圧が高くなると
同図Ｏに示す波形となり、電流ピーク値が大きくなり、
フォールタイムｔfによる損失が増大する。本例におい
ては、図３Ｌ〜Ｏの波形のうち、同図Ｌ〜Ｎまでを使用
するように設計される。これにより、スイッチング損失
が非常に少なくなり、効率がよくなる。
に制御をかけて発振駆動回路１７の発振周波数を高くす
る場合を考える。図３Ｌに示す波形が入力電圧の下限と
なるように共振条件が設定される。入力電圧が高くなる
と電力非伝達期間ＴBが短くなって、同図Ｍに示す波形
となる。なお、ＴAは電力伝達期間である。さらに、入
力電圧が高くなると同図Ｎに示す波形となり、電力非伝
達期間ＴBがなくなる。さらに、入力電圧が高くなると
同図Ｏに示す波形となり、電流ピーク値が大きくなり、
フォールタイムｔfによる損失が増大する。本例におい
ては、図３Ｌ〜Ｏの波形のうち、同図Ｌ〜Ｎまでを使用
するように設計される。これにより、スイッチング損失
が非常に少なくなり、効率がよくなる。
【００３３】図３Ｆ，Ｇの波形を作るため、本例におい
ては上述したように結合係数が０．９５前後の絶縁コン
バータトランス７が使用され、１次側巻線ＮPにリーケ
ージインダクタンスを積極的に形成して、共振用コンデ
ンサ８との共振条件を合わせている。
ては上述したように結合係数が０．９５前後の絶縁コン
バータトランス７が使用され、１次側巻線ＮPにリーケ
ージインダクタンスを積極的に形成して、共振用コンデ
ンサ８との共振条件を合わせている。
【００３４】このように本例においては、スイッチング
素子を構成するトランジスタＱ１，Ｑ２を流れる電流波
形は、電力伝達期間に電力非伝達期間が付加されたもの
となり、この電力非伝達期間が入力電圧が低いときは長
く入力電圧が高くなるのに伴って短くなっていくため、
飽和電圧Ｖsatやフォールタイムｔfによる損失は増加し
ない。また、絶縁コンバータトランス７の結合係数を
０．９５前後としているため漏れ磁束も少なくなる。し
たがって本例においては、スイッチング損失が少なく、
また放熱部品やトランス等の小型化が可能なため、コン
バータの小型化、低コスト化、低損失化が可能となる。
また、漏れ磁束も少ないことからその対策も低コストで
行なうことができる。
素子を構成するトランジスタＱ１，Ｑ２を流れる電流波
形は、電力伝達期間に電力非伝達期間が付加されたもの
となり、この電力非伝達期間が入力電圧が低いときは長
く入力電圧が高くなるのに伴って短くなっていくため、
飽和電圧Ｖsatやフォールタイムｔfによる損失は増加し
ない。また、絶縁コンバータトランス７の結合係数を
０．９５前後としているため漏れ磁束も少なくなる。し
たがって本例においては、スイッチング損失が少なく、
また放熱部品やトランス等の小型化が可能なため、コン
バータの小型化、低コスト化、低損失化が可能となる。
また、漏れ磁束も少ないことからその対策も低コストで
行なうことができる。
【００３５】なお、図１の例においては、絶縁コンバー
タトランス７の結合係数を０．９５前後として１次側巻
線ＮPにリーケージインダクタンスを積極的に形成した
ものであるが、絶縁コンバータトランス７として通常の
密結合トランス（結合係数０．９８〜０．９９）を使用
し、図４に示すように１次側巻線ＮPと直列に上述のリ
ーケージインダクタンスに相当するインダクタンス素子
９を挿入するようにしてもよい。この場合、リーケージ
インダクタンスと同様に、インダクタンス素子９のイン
ダクタンス値が大きいと図３Ｉに示すような波形とな
り、一方小さいと同図Ｋに示すような波形となる。した
がって、図３Ｆ，Ｇに示す波形を作るため、そのインダ
クタンス値を適切に設定する必要がある。
タトランス７の結合係数を０．９５前後として１次側巻
線ＮPにリーケージインダクタンスを積極的に形成した
ものであるが、絶縁コンバータトランス７として通常の
密結合トランス（結合係数０．９８〜０．９９）を使用
し、図４に示すように１次側巻線ＮPと直列に上述のリ
ーケージインダクタンスに相当するインダクタンス素子
９を挿入するようにしてもよい。この場合、リーケージ
インダクタンスと同様に、インダクタンス素子９のイン
ダクタンス値が大きいと図３Ｉに示すような波形とな
り、一方小さいと同図Ｋに示すような波形となる。した
がって、図３Ｆ，Ｇに示す波形を作るため、そのインダ
クタンス値を適切に設定する必要がある。
【００３６】また、上述実施例においては、コンバータ
回路がハーフブリッジ方式であるものを示したが、フル
ブリッジ方式であるものにも適用でき、また自励方式、
他励方式を含めて全ての方式のコンバータ回路に適用す
ることができる。例えば、図５に示す自例式のスイッチ
ング電源装置にも良好に適用することができる。
回路がハーフブリッジ方式であるものを示したが、フル
ブリッジ方式であるものにも適用でき、また自励方式、
他励方式を含めて全ての方式のコンバータ回路に適用す
ることができる。例えば、図５に示す自例式のスイッチ
ング電源装置にも良好に適用することができる。
【００３７】
【発明の効果】この発明によれば、スイッチング素子を
流れる電流の波形は、電力伝達期間に電力非伝達期間が
付加されたものとなり、この電力非伝達期間が入力電圧
が低いときは長く入力電圧が高くなるのに伴って短くな
るため、飽和電圧Ｖsatやフォールタイムｔfによる損失
は増加しない。また、絶縁コンバータトランスの結合係
数を０．９５前後としているため漏れ磁束も少なくな
る。したがって、スイッチング損失が少なく、また放熱
部品やトランス等の小型化が可能なため、コンバータの
小型化、低コスト化、低損失化が可能となる。また、漏
れ磁束が少ないことからその対策も容易となり低コスト
で行なうことができる。
流れる電流の波形は、電力伝達期間に電力非伝達期間が
付加されたものとなり、この電力非伝達期間が入力電圧
が低いときは長く入力電圧が高くなるのに伴って短くな
るため、飽和電圧Ｖsatやフォールタイムｔfによる損失
は増加しない。また、絶縁コンバータトランスの結合係
数を０．９５前後としているため漏れ磁束も少なくな
る。したがって、スイッチング損失が少なく、また放熱
部品やトランス等の小型化が可能なため、コンバータの
小型化、低コスト化、低損失化が可能となる。また、漏
れ磁束が少ないことからその対策も容易となり低コスト
で行なうことができる。
【図１】この発明の一実施例の構成を示す接続図であ
る。
る。
【図２】絶縁コンバータトランスの構成を示す略線図で
ある。
ある。
【図３】実施例の動作を説明するための波形図である。
【図４】この発明の他の実施例の構成を示す接続図であ
る。
る。
【図５】従来のスイッチング電源装置の構成を示す接続
図である。
図である。
【図６】絶縁コンバータトランスの１次側の共振インピ
ーダンス曲線を示す図である。
ーダンス曲線を示す図である。
【図７】可飽和リアクタトランスの構成を示す略線図で
ある。
ある。
【図８】従来のスイッチング電源装置の構成を示す接続
図である。
図である。
【図９】図５の例の動作を示す波形図である。
【図１０】図８の例の動作を示す波形図である。
１ 商用交流電源 ４，１０ 全波整流器 ５，１１ 平滑用コンデンサ ７ 絶縁コンバータトランス ８ 共振用コンデンサ １７ 発振駆動回路 １８ コンパレータ １９ インダクタンス素子 Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子を構成するトランジスタ
Claims (6)
- 【請求項１】 絶縁コンバータトランスの１次側巻線
に、この１次側巻線の励磁電流をスイッチング制御する
発振駆動回路が接続され、上記絶縁コンバータトランス
の２次側出力電圧に応じて上記発振駆動回路の発振状態
を制御して上記２次側出力電圧を一定電圧に制御するス
イッチング電源装置において、 上記絶縁コンバータトランスの１次側の共振インピーダ
ンス曲線のアッパーサイドを使用すると共に、上記絶縁
コンバータトランスの１次側にリーケージインダクタン
スを形成することを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項２】 上記発振駆動回路の発振状態を制御する
直交型可飽和リアクタを備えることを特徴とする請求項
１記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項３】 上記絶縁コンバータトランスの結合係数
を０．９５前後に設定して上記リーケージインダクタン
スを形成することを特徴とする請求項１記載のスイッチ
ング電源装置。 - 【請求項４】 上記絶縁コンバータトランスの１次側巻
線と２次側巻線とをコアに離間して巻装し、０．９５前
後の結合係数を得ることを特徴とする請求項３記載のス
イッチング電源装置。 - 【請求項５】 絶縁コンバータトランスの１次巻線に、
この１次巻線の励磁電流をスイッチング制御する発振駆
動回路が接続され、上記絶縁コンバータトランスの２次
側出力電圧に応じて上記発振駆動回路の発振状態を制御
して上記２次側出力電圧を一定電圧に制御するスイッチ
ング電源装置において、 上記絶縁コンバータトランスの１次側の共振インピーダ
ンス曲線のアッパーサイドを使用すると共に、上記絶縁
コンバータトランスの結合係数を０．９５前後としたと
きに形成されるリーケージインダクタンスに相当するイ
ンダクタンス素子を上記絶縁コンバータトランスの１次
側巻線と直列に接続することを特徴とするスイッチング
電源装置。 - 【請求項６】 上記発振駆動回路の発振状態を制御する
直交型可飽和リアクタを備えることを特徴とする請求項
５記載のスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4181046A JP2734296B2 (ja) | 1992-07-08 | 1992-07-08 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4181046A JP2734296B2 (ja) | 1992-07-08 | 1992-07-08 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0630557A true JPH0630557A (ja) | 1994-02-04 |
| JP2734296B2 JP2734296B2 (ja) | 1998-03-30 |
Family
ID=16093828
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4181046A Expired - Lifetime JP2734296B2 (ja) | 1992-07-08 | 1992-07-08 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2734296B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003018833A (ja) * | 2001-07-03 | 2003-01-17 | Denso Corp | フライバックｄｃ／ｄｃ変換回路 |
| JP2009142088A (ja) * | 2007-12-07 | 2009-06-25 | Hitachi Ltd | 表示装置用ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US8213189B2 (en) | 2008-05-14 | 2012-07-03 | Fuji Electric Co., Ltd. | Resonance-type power supply with improved convertion efficiency |
| US9209697B2 (en) | 2012-06-14 | 2015-12-08 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Switching power-supply device |
| WO2022169570A1 (en) * | 2021-02-03 | 2022-08-11 | Applied Materials, Inc. | System to optimize voltage distribution along high voltage resistor string in ict high voltage power supply |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5042881B2 (ja) * | 2007-09-25 | 2012-10-03 | パナソニック株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP5042879B2 (ja) * | 2007-09-25 | 2012-10-03 | パナソニック株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP5042880B2 (ja) * | 2007-09-25 | 2012-10-03 | パナソニック株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP5042882B2 (ja) * | 2008-02-25 | 2012-10-03 | パナソニック株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP5226376B2 (ja) * | 2008-04-24 | 2013-07-03 | パナソニック株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP5255902B2 (ja) * | 2008-05-16 | 2013-08-07 | パナソニック株式会社 | スイッチング電源装置 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5697717U (ja) * | 1979-12-27 | 1981-08-03 | ||
| JPS6264170A (ja) * | 1985-09-14 | 1987-03-23 | Sony Corp | スイツチング電源装置 |
-
1992
- 1992-07-08 JP JP4181046A patent/JP2734296B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5697717U (ja) * | 1979-12-27 | 1981-08-03 | ||
| JPS6264170A (ja) * | 1985-09-14 | 1987-03-23 | Sony Corp | スイツチング電源装置 |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003018833A (ja) * | 2001-07-03 | 2003-01-17 | Denso Corp | フライバックｄｃ／ｄｃ変換回路 |
| JP2009142088A (ja) * | 2007-12-07 | 2009-06-25 | Hitachi Ltd | 表示装置用ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US8213189B2 (en) | 2008-05-14 | 2012-07-03 | Fuji Electric Co., Ltd. | Resonance-type power supply with improved convertion efficiency |
| US9209697B2 (en) | 2012-06-14 | 2015-12-08 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Switching power-supply device |
| WO2022169570A1 (en) * | 2021-02-03 | 2022-08-11 | Applied Materials, Inc. | System to optimize voltage distribution along high voltage resistor string in ict high voltage power supply |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2734296B2 (ja) | 1998-03-30 |
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