JP2001157449A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 中間負荷状態におけるスイッチング素子の異
常動作を解消する。 【解決手段】 二次側共振回路として絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2 に対して、二次側並列共振
回路Ｃ2 と二次側直列共振回路Ｃｓを組み合わせて二次
側共振回路を形成する。これにより、二次側直流出力電
圧ＥO1の定電圧制御としては、スイッチング周波数と、
スイッチング素子Ｑ1 を流れるスイッチング電流の導通
角を制御する複合制御となり、スイッチング素子Ｑ1 が
オフとなる期間の拡大が抑えられる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図５の回路図は、先に本出願人が提案した
発明に基づいて構成することのできる、先行技術として
のスイッチング電源回路の一例を示している。この電源
回路は、１石のスイッチング素子Ｑ1 を備えて、いわゆ
るシングルエンド方式で自励式によりスイッチング動作
を行う電圧共振形コンバータを備えて構成される。

【０００４】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を
得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ
及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えら
れ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平
滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。また、この整流平
滑回路に対しては、その整流電流経路に対して突入電流
制限抵抗Ｒｉが挿入されており、例えば電源投入時に平
滑コンデンサＣｉに流入する突入電流を抑制するように
している。

【０００５】この電源回路に備えられる電圧共振形のス
イッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1
を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッ
チング素子Ｑ1 には、高耐圧のバイポーラトランジスタ
（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。

【０００６】スイッチング素子Ｑ1 のベースは、起動抵
抗ＲS を介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅ
ｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流を整流
平滑ラインから得るようにしている。また、スイッチン
グ素子Ｑ1 のベースと一次側アース間には、検出駆動巻
線ＮB ，共振コンデンサＣB ，ベース電流制限抵抗ＲB
の直列接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路
が接続される。また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと
平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入さ
れるクランプダイオードＤD により、スイッチング素子
Ｑ1 のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するよ
うにされており、また、スイッチング素子Ｑ1 のコレク
タは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の
一端と接続され、エミッタは接地される。

【０００７】また、上記スイッチング素子Ｑ1 のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒ
は、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダク
タンスＬ1 とにより電圧共振形コンバータの一次側並列
共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省
略するが、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この並
列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電
圧Ｖｃｐは、実際には正弦波状のパルス波形となって電
圧共振形の動作が得られるようになっている。

【０００８】この図に示す直交形制御トランスＰＲＴ
は、共振電流検出巻線ＮD 、駆動巻線ＮB 、及び制御巻
線ＮC が巻装された可飽和リアクトルである。この直交
形制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1 を駆動
すると共に、定電圧制御のために設けられる。この直交
形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略する
が、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互
いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成
する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対
して、同じ巻回方向に共振電流検出巻線ＮD 、駆動巻線
ＮB を巻装し、更に制御巻線ＮC を、上記共振電流検出
巻線ＮD 及び駆動巻線ＮB に対して直交する方向に巻装
して構成される。

【０００９】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮD は、平滑コンデンサＣｉの正極と絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 との間に直
列に挿入されることで、スイッチング素子Ｑ1 のスイッ
チング出力は、一次巻線Ｎ1を介して共振電流検出巻線
ＮD に伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいて
は、共振電流検出巻線ＮD に得られたスイッチング出力
がトランス結合を介して駆動巻線ＮB に励起されること
で、駆動巻線ＮB にはドライブ電圧としての交番電圧が
発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形
成する直列共振回路（ＮB ，ＣB ）からベース電流制限
抵抗ＲB を介して、ドライブ電流としてスイッチング素
子Ｑ1 のベースに出力される。これにより、スイッチン
グ素子Ｑ1 は、直列共振回路の共振周波数により決定さ
れるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うこと
になる。

【００１０】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1 のスイッチング出力を二次側に伝送する
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図１６に示すよう
に、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２
を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア
が備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割
ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1 と、二次巻線Ｎ2 をそ
れぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚
に対しては図のようにギャップＧを形成するようにして
いる。これによって、所要の結合係数による疎結合が得
られるようにしている。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ
１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くする
ことで形成することが出来る。また、結合係数ｋとして
は、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るよう
にしており、その分、飽和状態が得られにくいようにし
ている。

【００１１】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1 の一端は、図５に示すようにスイッチング素子
Ｑ1 のコレクタと接続され、他端側は共振電流検出巻線
ＮDの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極（整
流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。

【００１２】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2 に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2 に対しては、
二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2 のリーケージインダクタンスＬ2 と二
次側並列共振コンデンサＣ2 のキャパシタンスとによっ
て並列共振回路が形成される。この並列共振回路によ
り、二次巻線Ｎ2 に励起される交番電圧は共振電圧とな
る。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００１３】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共
振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように
一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作す
る構成のスイッチングコンバータについては、「複合共
振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。

【００１４】上記ようにして、電源回路の二次側に対し
ては、ブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣO1か
ら成る整流平滑回路を備えることで二次側直流出力電圧
ＥＯ１を得るようにしている。つまり、この構成では二
次側においてブリッジ整流回路ＤＢＲによって全波整流
動作を得ている。この場合、ブリッジ整流回路ＤBRは二
次側並列共振回路から供給される共振電圧を入力するこ
とで、二次巻線Ｎ2 に励起される交番電圧とほぼ等倍レ
ベルに対応する直流出力電圧ＥO1を生成する。なお、こ
の直流出力電圧ＥO1は制御回路１に対しても分岐して入
力される。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を
検出電圧及び制御回路１の動作電源として利用する。

【００１５】また、上記図５に示した電源回路の絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの二次側としては、本出願人の
提案に基づき図６に示すような回路構成も採用すること
ができる。この図に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側では、二次巻線Ｎ2 に対して並列に二次側並列
共振コンデンサＣ2 が接続される。そして、二次巻線Ｎ
2に対してセンタータップを設けたうえで、整流ダイオ
ードＤO1，ＤO2及び平滑コンデンサＣO1を図のように接
続することで全波整流回路を構成し、二次巻線Ｎ2に励
起される交番電圧のほぼ等倍レベルに対応する直流出力
電圧ＥO1を生成するようにしている。

【００１６】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
においては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方
向）と整流ダイオードＤO （ＤO1，ＤO2）の接続との関
係によって、一次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1 と二次
巻線Ｎ2 のインダクタンスＬ2 との相互インダクタンス
Ｍについて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがあ
る。例えば、図１７（ａ）に示す接続形態を採る場合に
相互インダクタンスは＋Ｍとなり、図１７（ｂ）に示す
接続形態を採る場合に相互インダクタンスは−Ｍとな
る。これを、図５及び図６に示す二次側の動作に対応さ
せてみると、例えば図５に示す電源回路では、二次巻線
Ｎ2 に得られる交番電圧が正極性のときにブリッジ整流
回路ＤBRに整流電流Ｉ3 が流れる動作は＋Ｍの動作モー
ド（フォワード方式）と見ることができ、また逆に二次
巻線Ｎ2 に得られる交番電圧が負極性のときにブリッジ
整流ダイオードＤBRに整流電流Ｉ4 が流れる動作は−Ｍ
の動作モード（フライバック方式）であると見ることが
できる。また例えば図６に示す電源回路では、二次巻線
Ｎ2 に得られる交番電圧が正極性のときに整流ダイオー
ドＤO1に整流電流が流れる動作は＋Ｍの動作モード（フ
ォワード方式）と見ることができ、逆に、二次巻線Ｎ2
に得られる交番電圧が負極性のときに整流ダイオードＤ
O2に流れる整流電流は−Ｍの動作モード（フライバック
方式）であると見ることができる。即ち、この図５及び
図６に示す電源回路では、二次巻線Ｎ2 に得られる交番
電圧が正／負となるごとに、相互インダクタンスが＋Ｍ
／−Ｍのモードで動作することになる。

【００１７】このような構成では、一次側並列共振回路
と二次側並列共振回路の作用によって増加された電力が
負荷側に供給され、それだけ負荷側に供給される電力も
増加して、最大負荷電力の増加率も向上する。これは、
先に図１６にて説明したように、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴに対してギャップＧを形成して所要の結合係数
による疎結合としたことによって、更に飽和状態となり
にくい状態を得たことで実現されるものである。例え
ば、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧ
が設けられない場合には、フライバック動作時において
絶縁コンバータトランスＰＩＴが飽和状態となって動作
が異常となる可能性が高く、上述した全波整流動作が適
正に行われるのを望むのは難しい。

【００１８】制御回路１では、二次側の直流出力電圧レ
ベルＥO1の変化に応じて、制御巻線ＮC に流す制御電流
（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トラ
ンスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮB のインダクタンス
ＬB を可変制御する。これにより、駆動巻線ＮB のイン
ダクタンスＬB を含んで形成されるスイッチング素子Ｑ
1 のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条
件が変化する。これは、スイッチング素子Ｑ1 のスイッ
チング周波数を可変する動作となり、この動作によって
二次側の直流出力電圧を安定化する。

【００１９】図５に示した電源回路においては、駆動巻
線ＮB のインダクタンスＬB を可変制御する直交形制御
トランスＰＲＴが設けられる場合、スイッチング周波数
を可変するのにあたり、スイッチング素子Ｑ1 がオフと
なる期間ＴOFF は一定とされたうえで、オンとなる期間
ＴONを可変制御するようにされる。つまり、この電源回
路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波数を
可変制御するように動作することで、スイッチング出力
に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時
に、スイッチング周期におけるスイッチング素子の導通
角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見ることが出
来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回路
系によって実現している。なお、本明細書では、このよ
うな複合的な制御を「複合制御方式」ともいう。

【００２０】ここで、例えば入力される交流入力電圧Ｖ
ACの変動が８５Ｖ〜１４４Ｖ、対応可能な負荷電力Ｐｏ
が２００Ｗ〜０Ｗ（無負荷）という入出力条件に対応す
る電源回路を、上記図５に示した直交形制御トランスＰ
ＲＴによる自励発振形スイッチング周波数制御方式によ
って構成する場合は、例えば絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴのフェライトコアＥＥ−３５、一次巻線Ｎ1 及び二
次巻線Ｎ2 の巻線数をそれぞれ４３Ｔ（ターン）、ギャ
ップＧ＝１ｍｍ、一次側共振コンデンサＣｒ＝６８００
ｐＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2 ＝０．０１μＦに
選定される。

【００２１】図７は上記のように各構成部品の値が設定
された図５に示す構成の電源回路において、入力交流電
圧ＶACを１００Ｖとした時に得られる動作波形の一例を
示した図である。このような電源回路において、自励発
振駆動回路としての直列共振回路（ＮB，ＣB ）により
スイッチング素子Ｑ1 がスイッチング動作を行うこと
で、スイッチング素子Ｑ1 ／／並列共振コンデンサＣｒ
の並列接続回路の両端には、並列共振回路の作用によっ
て、図７（ａ）に示すような一次側並列共振電圧Ｖｃｐ
が得られる。この一次側並列共振電圧Ｖｃｐは、図示す
るようにスイッチング素子Ｑ1 がオンとなる期間ＴONは
０レベルで、オフとなる期間ＴOFF において正弦波状の
パルスとなる波形が得られ、電圧共振形としての動作に
対応している。

【００２２】そして、スイッチング素子Ｑ1 のオン／オ
フ動作により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側
にスイッチング出力が伝達される。この場合、絶縁コン
バータトランスＰＩＴが＋Ｍの動作モード（フォワード
方式）になると、絶縁コンバータトランスＰＩＴはフォ
ワードコンバータ動作となって、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの二次側に設けられているブリッジ整流回路Ｄ
BRでは、図７（ｂ）に示すような波形の整流電流Ｉ3 が
流れる。また逆に、絶縁コンバータトランスＰＩＴが−
Ｍの動作モード（フライバック方式）になると、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴはフライバックコンバータ動作
となって、図７（ｃ）に示すような波形の整流電流Ｉ4
が流れることになる。

【００２３】また図８は、上記のように各構成部品の値
が設定された図５に示す構成の電源回路において、負荷
が変動した場合の定電圧制御特性を示した図である。な
お、この場合も入力交流電圧ＶACは１００Ｖとする。こ
の図に示されているように、上記図５に示した電源回路
では、二次側から出力される直流出力電圧ＥO1の定電圧
制御として、負荷電力Ｐｏが上昇するにしたがって、ス
イッチング素子Ｑ1 のスイッチング周波数ｆｓがほぼ一
定の傾きを持って低くなるように制御され、また同時に
スイッチング素子Ｑ1 がオンとなる期間ＴONもほぼ一定
の傾きを持って長くなるように制御されている。なお、
スイッチング素子Ｑ1 がオフとされる期間ＴOFF は、ほ
ぼ一定とされるので図示は省略する。つまり、上記図５
に示した電源回路では、定電圧制御動作として、スイッ
チング周波数を可変制御することで、スイッチング出力
に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時に
スイッチング素子Ｑ1 のオン期間（導通角）を制御する
という複合制御方式を採っている。

【００２４】また、図９は先に本出願人により提案され
た発明に基づいて構成することのできる先行技術として
のスイッチング電源回路の他の構成例を示した図であ
る。なお、上記図５と同一部分には同一符号を付して説
明を省略する。

【００２５】この図に示す絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの二次側に設けられている二次巻線Ｎ2 の一端は二次
側アースに接続され、他端は直列共振コンデンサＣｓの
直列接続を介して整流ダイオードＤO1のアノードと整流
ダイオードＤO2のカソードの接続点に対して接続され
る。整流ダイオードＤO1のカソードは平滑コンデンサＣ
O1の正極と接続され、整流ダイオードＤO2のアノードは
二次側アースに対して接続される。平滑コンデンサＣO1
の負極側は二次側アースに対して接続される。

【００２６】このような接続形態では、［二次巻線Ｎ2
、直列共振コンデンサＣｓ、整流ダイオードＤO1，ＤO
2、平滑コンデンサＣO1］の組から成る倍電圧半波整流
回路が設けられることになる。ここで、直列共振コンデ
ンサＣｓは、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2 の漏
洩インダクタンス成分Ｌ2 とによって、整流ダイオード
ＤO1，ＤO2のオン／オフ動作に対応する直列共振回路を
形成する。また、一次側の並列共振回路（Ｎ1 ，Ｃｒ）
の並列共振周波数をｆｏ１とし、上記二次側の直列共振
回路の直列共振周波数をｆｏ２とすると、ｆｏ１≒ｆｏ
２となるように、二次側の直列共振コンデンサＣｓのキ
ャパシタンスが選定される。つまり、この図に示す電源
回路も、一次側にスイッチング動作を電圧共振形とする
ための並列共振回路が備えられ、二次側に倍電圧半波整
流動作を得るための直列共振回路が備えられた複合共振
形スイッチングコンバータとして構成されているもので
ある。

【００２７】上記［二次巻線Ｎ2 、直列共振コンデンサ
Ｃｓ、整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサＣO
1］の組による倍電圧整流動作としては、一次側のスイ
ッチング動作により一次巻線Ｎ1 にスイッチング出力が
得られると、このスイッチング出力は二次巻線Ｎ2 に励
起される。倍電圧整流回路は、この二次巻線Ｎ2 に得ら
れた交番電圧を入力して整流動作を行う。この場合、先
ず、整流ダイオードＤO1がオフとなり、整流ダイオード
ＤO2がオンとなる期間においては、一次巻線Ｎ1 と二次
巻線Ｎ2 との極性が−Ｍとなる減極性モードで動作し
て、二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタンスと直列共振コン
デンサＣｓによる直列共振作用によって、整流ダイオー
ドＤO2により整流した整流電流を直列共振コンデンサＣ
ｓに対して充電する動作が得られる。そして、整流ダイ
オードＤO2がオフとなり、整流ダイオードＤO1がオンと
なって整流動作を行う期間においては、一次巻線Ｎ1 と
二次巻線Ｎ2 との極性が＋Ｍとなる加極性モードとな
り、二次巻線Ｎ2 に誘起された電圧に直列共振コンデン
サＣｓの電位が加わるという直列共振が生じる状態で平
滑コンデンサＣO1に対して充電が行われる動作となる。
上記のように、絶縁コンバータトランスＰＩＴが加極性
モードと減極性モードを交互に繰り返すことで、平滑コ
ンデンサＣO1には、二次巻線Ｎ2 の誘起電圧のほぼ２倍
のレベルに対応した直流出力電圧（整流平滑電圧）が得
られる。つまり、この図９に示す二次側においては、い
わゆる倍電圧半波整流動作を行う倍電圧半波整流回路が
設けられている。

【００２８】ここで、例えば入力される交流入力電圧Ｖ
ACの変動を８５Ｖ〜１４４Ｖ、対応可能な負荷電力Ｐｏ
を２００Ｗ〜０Ｗとした入出力条件に対応する電源回路
を、図９に示した倍電圧半波整流回路を備えた電源回路
によって構成する場合は、例えば絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の巻線数を３９Ｔ、二次巻線Ｎ
2 の巻線数を２３Ｔ、一次側共振コンデンサＣｒ＝４７
００ｐＦ、二次側直列共振コンデンサＣｓ＝０．１μＦ
に選定される。

【００２９】図１１は、図９に示したような絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの二次側が倍電圧半波整流回路によ
って構成され、各構成部品の値が適正に選定された電源
回路において、入力交流電圧ＶACを１００Ｖとした時に
得られる動作波形の一例である。このような回路におい
ても、自励発振駆動回路としての直列共振回路（ＮB ，
ＣB ）によりスイッチング素子Ｑ1 がスイッチング動作
を行うことで、スイッチング素子Ｑ1 ／／並列共振コン
デンサＣｒの並列接続回路の両端には、並列共振回路の
作用によって、図１１（ａ）に示すような一次側並列共
振電圧Ｖｃｐが得られる。この並列共振電圧Ｖｃｐは、
図示するように、スイッチング素子Ｑ1 がオンとなる期
間ＴONは０レベルで、オフとなる期間ＴOFF において正
弦波状のパルスとなる波形が得られ、電圧共振形として
の動作に対応することになる。また、整流ダイオードＤ
O1，ＤO2を流れる電流Ｉ3 ，Ｉ4 は、図１１（ｂ），図
１１（ｃ）に示すように、二次巻線Ｎ2 を流れる直列共
振電流が交互に連続して流れる波形となる。

【００３０】また図１２は、上記のような設計により各
構成部品の値が設定された図９に示した電源回路におい
て、負荷を変動させた場合の定電圧制御特性を示した図
である。なお、この場合の入力交流電圧ＶACは１００
Ｖ、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルは１３５Ｖとされ
る。この図１２に示されているように、図９に示した電
源回路では、負荷電力Ｐｏが変動した場合でも、スイッ
チング周波数ｆｓは殆ど変化しておらず、二次側から出
力される直流出力電圧ＥO1を定電圧化するための定電圧
制御は、スイッチング素子Ｑ1 がオンとされる期間ＴON
と、オフとされる期間ＴOFF を制御することにより実現
されている。即ち、図９に示した電源回路は、スイッチ
ング周波数ｆｓの可変制御は行われておらず、先に説明
したような複合制御方式を採っていないものとなってい
る。

【００３１】また、上記図９に示した電源回路の絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの二次側としては、本出願人か
らの提案に基づき図１０に示すような回路構成とするこ
ともできる。この図に示す絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの二次巻線Ｎ2 の一端は、直列共振コンデンサＣｓ1
の直列接続を介して、整流ダイオードＤO1のアノードと
整流ダイオードＤO2のカソードの接続点に対して接続さ
れると共に、直列共振コンデンサＣｓ2 の直列接続を介
して整流ダイオードＤO3のアノードと整流ダイオードＤ
O4のカソードの接続点に対して接続される。一方、二次
巻線Ｎ2 の他端は、平滑コンデンサＣO10 の負極と平滑
コンデンサＣO11 の正極の接続点に対して接続される。
また、この平滑コンデンサＣO10 の負極と平滑コンデン
サＣO11 の正極の接続点に対しては、整流ダイオードＤ
O2のアノードと整流ダイオードＤO3のカソードが接続さ
れる。平滑コンデンサＣO10 と平滑コンデンサＣO11
は、平滑コンデンサＣO10 の負極と平滑コンデンサＣO1
1 の正極と接続して直列接続したうえで、平滑コンデン
サＣO10 の正極を整流ダイオードＤO1のカソードに接続
し、平滑コンデンサとＣO11 の負極を二次側アースに対
して接続するように設けられる。

【００３２】このような接続形態では、結果的には、
［直列共振コンデンサＣｓ1 、整流ダイオードＤO1，Ｄ
O2、平滑コンデンサＣO10 ］の組から成る第１の倍電圧
整流回路と、［直列共振コンデンサＣｓ2 、整流ダイオ
ードＤO3，ＤO4、平滑コンデンサＣO11 ］の組から成る
第２の倍電圧整流回路とが形成され、これら第１及び第
２の倍電圧整流回路の出力（平滑コンデンサＣO10 ，Ｃ
O11 ）が直列に接続されて設けられることになる。そし
て、この第１及び第２の倍電圧整流回路を組み合わせた
整流回路全体としては、直列接続された平滑コンデンサ
ＣO10 −平滑コンデンサＣO11 の両端には、二次巻線Ｎ
2 に得られた交番電圧の４倍に対応する二次側出力電圧
が得られる。つまり、この第１及び第２の倍電圧整流回
路を組み合わせた整流回路全体としては、４倍電圧全波
整流回路を形成する。なお、この４倍電圧全波整流回路
の整流動作については後述する。

【００３３】直列共振コンデンサＣｓ1 は、自身のキャ
パシタンスと二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタンス成分Ｌ
2 とによって、第１の倍電圧整流回路における整流ダイ
オードＤO1，ＤO2のオン／オフ動作に対応する直列共振
回路を形成する。同様に、直列共振コンデンサＣｓ2
は、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2の漏洩インダ
クタンス成分Ｌ2 によって、第２の倍電圧整流回路にお
ける整流ダイオードＤO3，ＤO4のオン／オフ動作に対応
する直列共振回路を形成する。

【００３４】また、これら直列共振回路の共振周波数と
しては、一次側の並列共振回路（Ｎ1 ，Ｃｒ）の並列共
振周波数をｆｏ１とし、二次側の直列共振回路（Ｎ2 ，
Ｃｓ1 ）の直列共振周波数をｆｏ２、同じ二次側の直列
共振回路（Ｎ2 ，Ｃｓ2 ）の直列共振周波数をｆｏ３と
すると、ｆｏ１≒ｆｏ２≒ｆｏ３となるように、二次側
の直列共振コンデンサＣｓ1 ，Ｃｓ2 のキャパシタンス
が選定される。

【００３５】続いて、先に述べた４倍電圧全波整流回路
の動作について説明する。一次側のスイッチング動作に
より一次巻線Ｎ1 にスイッチング出力が得られると、こ
のスイッチング出力は二次巻線Ｎ2 に励起される。４倍
電圧整流回路は、この二次巻線Ｎ2 に得られた交番電圧
を入力して整流動作を行うが、このときの［直列共振コ
ンデンサＣｓ1 、整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コン
デンサＣO10 ］から成る第１の倍電圧整流回路の動作を
以下に記す。先ず、整流ダイオードＤO1がオフとなり、
整流ダイオードＤO2がオンとなる期間においては、一次
巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 との極性が−Ｍとなる減極性モ
ードで動作して、二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタンスと
直列共振コンデンサＣｓ1 による直列共振作用によっ
て、整流ダイオードＤO2により整流した整流電流を直列
共振コンデンサＣｓ1 に対して充電する動作が得られ
る。そして、整流ダイオードＤO2がオフとなり、整流ダ
イオードＤO1がオンとなって整流動作を行う期間におい
ては、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 との極性が＋Ｍとな
る加極性モードとなり、二次巻線Ｎ2 に誘起された電圧
に直列共振コンデンサＣｓ1 の電位が加わるという直列
共振が生じる状態で平滑コンデンサＣO10 に対して充電
が行われる動作となる。

【００３６】上記のようにして、加極性モード（＋Ｍ；
フォワード動作）と減極性モード（−Ｍ；フライバック
動作）との両者のモードを利用して整流動作が行われる
ことで、平滑コンデンサＣO10 においては、二次巻線Ｎ
2 の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流電圧（整流平滑
電圧）が得られる。また、［直列共振コンデンサＣｓ2
、整流ダイオードＤO3，ＤO4、平滑コンデンサＣO11
］の組とから成る第２の倍電圧整流回路においても同
様の動作によって、平滑コンデンサＣO11 の両端には、
二次巻線Ｎ2 の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流電圧
が得られることになる。

【００３７】そして、上記のようにして第１，第２の倍
電圧整流回路の各々によって倍電圧整流動作が行われる
結果、直列接続された平滑コンデンサＣO10 −平滑コン
デンサＣO11 の両端には、二次巻線Ｎ2 の誘起電圧のほ
ぼ４倍に対応する二次側直流出力電圧ＥO1が得られるこ
とになる。

【００３８】ここで、例えば入力される交流入力電圧Ｖ
ACの変動を８５Ｖ〜１４４Ｖ、対応可能な負荷電力Ｐｏ
を２００Ｗ〜０Ｗという入出力条件に対応する電源回路
を、図１０に示した４倍電圧全波整流回路を備えた電源
回路によって構成する場合は、例えば絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 ＝４６Ｔ、二次巻線Ｎ2＝
１４Ｔ、一次側共振コンデンサＣｒ＝３９００ｐＦ、二
次側直列共振コンデンサＣｓ1 ，Ｃｓ2 ＝０．１μＦが
選定される。

【００３９】また、例えば絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの二次側として、図１３に示すような回路構成を採用
することも考えられる。この図に示す電源回路の二次側
としては、図５に示した電源回路の二次巻線Ｎ2 に対し
て並列に接続されていた二次側並列共振コンデンサＣ2
を削除し、二次巻線Ｎ2 の一端とブリッジ整流回路ＤBR
との間に、二次側直列共振コンデンサＣｓを直列に接続
した構成とされる。

【００４０】図１４は、上記図１３に示した二次側の回
路構成を備え、適正なドライブ条件となるように各構成
部品の値が選定された電源回路において、負荷を変動さ
せた場合の定電圧制御特性を示した図である。この図に
示されているように、図１３に示した電源回路は、図９
に示した電源回路と同様、負荷電力Ｐｏが変動した場合
でもスイッチング周波数ｆｓは殆ど変化しておらず、二
次側から出力される直流出力電圧ＥO1を定電圧化するた
めの定電圧制御は、スイッチング素子Ｑ1 がオンとされ
る期間ＴONと、オフとされる期間ＴOFF を制御すること
により行われている。つまり、図１３に示した電源回路
は図９に示した電源回路と同様に複合制御方式を採って
いないものとされる。

【００４１】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図５に示し
た電源回路では、ブリッジ整流回路ＤBRを構成している
各整流ダイオードがターンオンする際に、ブリッジ整流
回路ＤBRの整流ダイオードを流れる電流Ｉ3 ，Ｉ4 に
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2の漏
洩インダクタンス成分Ｌ2 と、ブリッジ整流回路ＤBRを
構成している各整流ダイオードの接合静電容量（数ｐ
Ｆ）によって、図７（ｂ），図７（ｃ）に示すような高
周波のリンギング電流（振動電流）が重畳される。この
ような高周波の振動電流は、ブリッジ整流回路ＤBRを構
成している４組の整流ダイオードから電源ノイズ（ＥＭ
Ｉ；Electromagnetic Interference）として輻射される
ことになる。このため、図５に示した電源回路の実際に
構成する場合は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次
側にフェライトビーズインダクタやセラミックコンデン
サを追加するなどして、ＥＭＩ対策を施さなければなら
ず部品点数が増加する。

【００４２】これに対して、図９に示した倍電圧半波整
流方式の電源回路では、図１１（ｂ），図１１（ｃ）に
示すように、二次側に設けられている整流ダイオードＤ
O1，ＤO2のターンオン時に、整流ダイオードＤO1，ＤO2
を流れる共振電流Ｉ3 ，Ｉ4に高周波のリンギングノイ
ズは重畳されない。また、図１０に示した４倍電圧全波
整流方式の電源回路、及び図１３に示した等倍電圧全波
整流方式の電源回路においても、その動作波形は図示し
ていないが二次側に設けられている整流ダイオードを流
れる共振電流に高周波のリンギングノイズが重畳されな
いものとなる。

【００４３】しかしながら、上記図９及び図１０に示し
た電源回路は、図１２に示すように、負荷電力が例えば
５０Ｗ〜１２０Ｗの範囲という中間負荷状態となる領域
においてスイッチング素子Ｑ1 が異常動作となる。また
図１３に示した電源回路も、図１４に示すように、例え
ば負荷電力が中間負荷状態となる領域においてスイッチ
ング素子Ｑ1 が異常動作となっている。つまり、上記図
９、図１０及び図１３に示した電源回路では、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの二次側に、二次側直列共振コン
デンサＣｓが設けられているため、二次側の整流ダイオ
ードＤO1〜ＤO4を流れる共振電流に高周波のリンギング
ノイズが重畳されなくなるが、この場合は負荷電力が中
間負荷状態となる領域において、スイッチング素子Ｑ1
が異常動作となる欠点があった。

【００４４】ここで、図１３に示した電源回路の中間負
荷状態における動作波形を図１５に示し、この図を参照
しながら中間負荷状態において発生する異常動作につい
て説明する。自励発振駆動回路としての直列共振回路
（ＮB ，ＣB ）によりスイッチング素子Ｑ1 がスイッチ
ング動作を行うことで、図１５（ａ）に示すような一次
側並列共振電圧Ｖｃｐが得られることになる。この場合
はスイッチング素子Ｑ1 がオフとなっている期間ＴOFF
が終了する直前の期間Ｔ1 において、図１５（ｂ）に示
すようにスイッチング素子Ｑ1 のコレクタに対してコレ
クタ電流Ｉｃｐが短時間流れることになる。また、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2 を流れる共振
電流Ｉ2 の波形としては、図１５（ｃ）に示すような波
形となる。

【００４５】この場合、図１５（ａ），図１５（ｂ）に
示したようにスイッチング素子Ｑ1のオフ期間ＴOFF が
終了する直前の期間Ｔ1 では、スイッチング素子Ｑ1 が
導通状態となっており、スイッチング素子Ｑ1 のコレク
タ−エミッタ間に供給されている一次側共振電圧Ｖｃｐ
が０レベルになった時にスイッチング動作を行う、いわ
ゆる共振形の基本動作であるＺＶＳ（Zero Voltage Swi
tching）動作から外れることになる。即ち、上記図１３
に示した電源回路の中間負荷状態においては、スイッチ
ング素子Ｑ1 の動作がＺＶＳ動作を外れることにより異
常動作が発生している。

【００４６】このような異常動作は、負荷電力Ｐｏの減
少にともなってスイッチング素子Ｑ1 のオフとなる期間
ＴOFF が拡大することによって発生する。そして、この
ような異常動作が発生する期間Ｔ1 においては、スイッ
チング素子Ｑ1 が或る電圧レベルと電流レベルを持った
状態でスイッチング動作が行われるので、スイッチング
素子Ｑ1 における電力損失が増加することになる。この
ため、スイッチング素子Ｑ1 の発熱を抑えるための放熱
板を拡大する必要が生じることになる。

【００４７】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た課題を考慮して、二次側に設けられる整流ダイオード
を流れる二次側共振電流に高周波のリンギング電流が重
畳されないようにすると共に、中間負荷状態においても
スイッチング素子の動作がＺＶＳ動作となるスイッチン
グ電源回路を提供することを目的とする。

【００４８】このため、本発明のスイッチング電源回路
としては、スイッチング素子を備えて、入力された直流
入力電圧を断続して出力するスイッチング手段と、スイ
ッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータ
トランスと、スイッチング手段の動作を電圧共振形とす
るようにして挿入される一次側電圧共振回路と、絶縁コ
ンバータトランスの二次巻線に対して二次側並列共振コ
ンデンサを並列に接続することで形成される二次側並列
共振回路と、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対し
て二次側直列共振コンデンサを直列に接続することで形
成される二次側直列共振回路とが組み合わされて成る二
次側共振回路とを備える。そして、絶縁コンバータトラ
ンスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作
を行うことで、交番電圧のレベルの等倍に対応するレベ
ルの二次側直流出力電圧を得るように構成された直流出
力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧レベルに応じ
て、スイッチング素子のスイッチング周波数を可変する
ことで定電圧制御を行うようにされる定電圧制御手段と
を備えて構成することとした。

【００４９】上記構成によれば、絶縁コンバータトラン
スの二次巻線に対して二次側直列共振回路と二次側並列
共振回路が組み合わされて成る二次側共振回路を設ける
ことで、二次側並列共振回路の共振動作によって、絶縁
コンバータトランスの二次巻線Ｎ2 を流れる二次側共振
電流をほぼ正弦波状とすることができる。これにより、
二次側に設けられる整流ダイオードを流れる共振電流の
導通角がほぼ等しくなるため、整流ダイオードを流れる
共振電流には、高周波のリンギング電流が重畳されなく
なる。また、二次側直流出力電圧の定電圧制御として
は、スイッチング周波数と、スイッチング素子を流れる
スイッチング電流の導通角を制御する複合制御となるた
め、負荷が変動した場合でもスイッチング素子がオフと
なる期間の拡大を抑えることができ、中間負荷状態にお
いてもスイッチング素子をＺＶＳ動作とすることが可能
になる。

【００５０】

【発明の実施の形態】図１の回路図は、本発明の実施の
形態としてのスイッチング電源回路の構成を示した図で
ある。この図に示す電源回路は、これまで説明してきた
電源回路と同様に、１石のスイッチング素子（バイポー
ラトランジスタ）を備えた自励式の電圧共振形スイッチ
ングコンバータが設けられている。なお、この図におい
て図５及び図１３と同一部分には同一符号を付して説明
を省略する。

【００５１】この図１に示す本実施の形態の電源回路
は、図５及び図１３に示した電源回路と同様に、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの二次側に対してブリッジ整流
回路ＤBRが設けられている。そして、二次側並列共振コ
ンデンサＣ2 と、二次側直列コンデンサＣｓが組み合わ
されて接続されている点が、図５及び図１３に示した電
源回路と異なる。つまり、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの二次巻線Ｎ2 に対して、二次側並列共振コンデンサ
Ｃ2 が並列に接続されていると共に、二次巻線Ｎ2 の一
端とブリッジ整流回路ＤBRとの間に二次側直列共振コン
デンサＣｓが直列に挿入されている。

【００５２】上記したような構成によれば、本実施の形
態の電源回路の二次側においては、二次側並列共振コン
デンサＣ2 のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2 の漏洩イン
ダクタンスＬ2 とにより電圧共振回路が形成されると共
に、二次側直列共振コンデンサＣｓのキャパシタンスと
二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタンスＬ2 とにより電流共
振回路が形成されることになる。つまり、二次側では、
二次巻線Ｎ2 を共通にインダクタンスとして備える電圧
共振回路と電流共振回路とが複合的に組み合わされた構
成を採るものである。なお、本明細書では、このように
して二次側において電圧共振回路と電流共振回路とを組
み合わせた構成について、「二次側電圧・電流共振回
路」ともいうこととする。

【００５３】図２は上記したような本実施の形態の電源
回路の各部の動作波形の一例を示した図である。このよ
うな本実施の形態の電源回路は、自励発振駆動回路とし
ての直列共振回路（ＮB ，ＣB ）によりスイッチング素
子Ｑ1 がスイッチング動作を行うことで、スイッチング
素子Ｑ1 ／／並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の
両端には、並列共振回路の作用によって、図２（ａ）に
示すような一次側並列共振電圧Ｖｃｐが得られる。この
並列共振電圧Ｖｃｐは、図示するようにスイッチング素
子Ｑ1 がオンとなる期間ＴONは０レベルで、オフとなる
期間ＴOFF において正弦波状のパルスとなる波形が得ら
れる。またスイッチング素子Ｑ1 のコレクタには図２
（ｂ）に示すような波形のコレクタ電流Ｉｃｐが流れる
ことになる。

【００５４】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次巻線Ｎ2 を流れる二次側共振電流Ｉ2 の波形として
は、二次側直列共振コンデンサＣｓと二次側並列共振コ
ンデンサＣ2 が組み合わせて接続されていることで、こ
れら並列共振コンデンサＣ2 及び直列共振コンデンサＣ
ｓのキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタ
ンスＬ2 による電圧・電流共振動作によって、図２
（ｃ）に示すように、ほぼ正弦波状となっている。この
場合、ブリッジ整流回路ＤBRを構成している４組の整流
ダイオードを流れる共振電流Ｉ3 ，Ｉ4 の導通角はほぼ
等しいものとなり、共振電流Ｉ3 ，Ｉ4 の波形としては
図２（ｄ），図２（ｅ）に示すようになる。

【００５５】このような本実施の形態の電源回路と、二
次巻線Ｎ2 に対して二次側並列共振コンデンサＣ2 が挿
入されていない図１３に示した電源回路とを比較する
と、図１３に示した電源回路では、負荷電力Ｐｏが軽負
荷となるにしたがってスイッチング素子Ｑ1 がオフとさ
れる期間ＴOFF が拡大され、例えば中間負荷状態の時は
スイッチング素子Ｑ1 がオフとされる期間ＴOFF の終了
直前の期間Ｔ1 において、図１５（ａ），（ｂ）に破線
で示したようにスイッチング素子Ｑ1 が導通してコレク
タ電流Ｉｃｐが流れていた。これに対して、本実施の形
態の電源回路では、図２（ａ），（ｂ）に示すように、
中間負荷状態においても、後述するようにスイッチング
素子Ｑ1 がオフとされる期間ＴOFF は殆ど拡大すること
がないので、期間ＴOFF においてスイッチング素子Ｑ1
にコレクタ電流Ｉｃｐが流れることがない。これによ
り、中間負荷状態における異常動作が防止され、安定し
たＺＶＳ動作となる。つまり、対応可能な負荷範囲の全
領域において安定したＺＶＳ動作が実現されるものであ
る。また、中間負荷状態における異常動作が防止される
ことで、異常動作により発生する電力損失も無くなるの
で、中間負荷状態における電力変換効率の向上を図るこ
とができると共に、スイッチング素子Ｑ1 の発熱も減少
するため、スイッチング素子Ｑ1 に取り付けられている
放熱板を拡大する必要もなくなる。

【００５６】また、本実施の形態の電源回路では、図２
（ｄ），図２（ｅ）に示したように、ブリッジ整流回路
ＤBRを流れる共振電流Ｉ3 ，Ｉ4 の導通角がほぼ等しい
ものとなるため、例えば図５に示した電源回路におい
て、ブリッジ整流回路ＤBRを構成している４組の整流ダ
イオードがターンオンする際に発生していた高周波のリ
ンギング電流が共振電流Ｉ3 ，Ｉ4 に重畳されるという
こともない。これにより、本実施の形態の電源回路で
は、整流ダイオードＤO1，ＤO2からＥＭＩが殆ど輻射さ
れないので、例えば図５に示した電源回路においては、
ＥＭＩ対策として、実際には設ける必要があったフェラ
イトビーズインダクタやセラミックコンデンサを削除す
ることが可能とされ、その分、部品点数の削減を図るこ
とができる。

【００５７】また、本実施の形態の電源回路は、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの二次側に対して電圧・電流共
振回路を設けるようにしているため、二次側並列共振コ
ンデンサＣ2 の共振作用に、二次側直列共振コンデンサ
Ｃｓの共振作用が加わった二次側共振電流Ｉ2 が、ブリ
ッジ整流回路ＤBRを介して平滑コンデンサＣO1に流入
し、平滑コンデンサＣO1に対する充電動作を行うことに
なる。例えば、先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴが
加極性モードで動作すると、二次巻線Ｎ2 に励起された
励起電圧により二次巻線Ｎ2 →直列共振コンデンサＣｓ
→ブリッジ整流回路ＤBR→平滑コンデンサＣO1という経
路で電流が流れ、平滑コンデンサＣO1に対する充電動作
が行われると共に、二次巻線Ｎ2 の励起電圧により二次
側直列共振コンデンサＣｓに対する充電動作が行われ
る。すると、減極性モードにおいては、二次巻線Ｎ2 の
励起電圧に対して二次側直列共振コンデンサＣｓの電位
が加わるという直列共振作用が得られた状態で、直列共
振コンデンサＣｓ→二次巻線Ｎ2 →ブリッジ整流回路Ｄ
BR→平滑コンデンサＣO1という経路で電流が流れ、平滑
コンデンサＣO1に対する充電動作が行われることにな
る。この場合、二次側から出力される直流出力電圧ＥO1
の電圧レベルは、二次巻線Ｎ2 の励起電圧に二次側直列
共振コンデンサＣｓの電位が加わることになるため、二
次巻線Ｎ2 の励起電圧レベルより大きくなる。

【００５８】従って、本実施の形態の電源回路におい
て、図５に示した電源回路の二次側直流出力電圧ＥO1と
ほぼ同等の二次側直流出力電圧ＥO1を得ようとした場合
は、二次側コンデンサＣｓの電位が加わる分だけ、二次
巻線Ｎ2 の励起電圧を低くすることができる。これによ
り、本実施の形態の電源回路の二次巻線Ｎ2 の巻線数
を、図５に示した電源回路の二次巻線Ｎ2 の巻線数より
少なくすることが可能となり、これに伴って、絶縁コン
バータトランスＰＩＴを構成している分割ボビンＢの小
型、軽量化を図ることも可能になる。

【００５９】例えば図１に示した本実施の形態の電源回
路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
の巻線数を４３Ｔ、二次巻線Ｎ2 の巻線数を３８Ｔ、一
次側共振コンデンサＣｒ＝４７００ｐＦ、二次側直列共
振コンデンサＣｓ＝０．０２７μＦ、二次側並列共振コ
ンデンサＣ2 ＝０．０１μＦに選定することができる。
上記のようにして各部品を選定した場合は、図１に示し
た電源回路の二次巻線Ｎ2 の巻線数は３８Ｔとされてお
り、図５に示した電源回路の二次巻線Ｎ2 の巻線数４３
Ｔよりも少なくなっている。従って、図１に示した電源
回路では、図５に示した電源回路よりも、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴのサイズを小さくすることが可能であ
る。

【００６０】このように本実施の形態の電源回路は、ブ
リッジ整流回路ＤBRを構成している４組の整流ダイオー
ドを流れる共振電流Ｉ3 ，Ｉ4 に高周波のリンギング電
流が重畳されることなく、また中間負荷状態においてス
イッチング動作がＺＶＳ動作から外れる異常動作を防止
できるうえに、絶縁コンバータトランスＰＩＴを構成し
ている分割ボビンＢの小型、軽量化を図ることが可能に
なるものである。

【００６１】ここで、図３は上記したような設計により
各構成部品の値が設定された本実施の形態の電源回路に
おいて、負荷を変動させた場合の定電圧制御特性を示し
た図である。なお、この場合も入力交流電圧ＶACは１０
０Ｖ、二次側直流出力電圧ＥO1は１３５Ｖとされる。こ
の図３に示されているように、本実施の形態の電源回路
では、二次側から出力される直流出力電圧ＥO1の定電圧
制御として、負荷電力Ｐｏが上昇するにしたがって、ス
イッチング周波数ｆｓが低くなるように制御されている
と共に、スイッチング素子Ｑ1 がオンとなる期間ＴONは
長くなるように制御されている。つまり、定電圧制御動
作として複合制御方式となっていることがわかる。

【００６２】従って、本実施の形態の電源回路では、負
荷の変動に伴うスイッチング素子Ｑ1 のオフとなる期間
ＴOFF の変化は、例えば図１３に示した電源回路のスイ
ッチング素子Ｑ1 のオフとなる期間ＴOFF の変化（図１
４参照）に比べて小さく、その変化量は僅かなものとな
っている。このことからも、本実施の形態とされる電源
回路が中間負荷状態をとった場合に、スイッチング素子
Ｑ1 がオフとなる期間ＴOFF が拡大していないことがわ
かる。従って、本実施の形態の電源回路は、例えば図９
や図１０、図１３に示した電源回路のように、中間負荷
状態においてスイッチング動作がＺＶＳ動作から外れる
異常動作が発生しないものとなる。

【００６３】さらにまた、本実施の形態の電源回路は、
スイッチング素子Ｑ1 を複合制御方式によって制御する
ことができるため、対応可能な最大負荷電力ＰｏMAX が
２００Ｗから２２０Ｗまで拡大すると共に、制御可能な
動作範囲の拡大も図ることが可能になる。

【００６４】また、本実施の形態の電源回路の二次側と
しては、図１に示したブリッジ整流回路ＤBRに限定され
るものでない。そこで、本実施の形態の電源回路の変形
例として二次側の構成を図４に示す。なお、この図４に
おいて、一次側の構成は図１の構成と同様とされるため
図示は省略する。また図１と同一部分には同一符号を付
して説明を省略する。

【００６５】この図に示す二次側においては、２本のダ
イオード素子ＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1、インダ
クタＬO によって構成されるフォワード方式の等倍電圧
半波整流回路に、二次側並列共振コンデンサＣ2 と二次
側直列共振コンデンサＣｓが設けられて構成されてい
る。

【００６６】上記各素子の接続形態としては、二次巻線
Ｎ2 に対して二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接
続されると共に、二次巻線Ｎ2 の巻始め端部には整流ダ
イオードとして機能するダイオード素子ＤO1のアノード
が接続され、このダイオード素子ＤO1のカソードと平滑
コンデンサＣO1の正極側との間に、インダクタＬO が挿
入されている。また、二次巻線Ｎ2 の巻終り端部、及び
平滑コンデンサＣO1の負極側が二次側アースに接続され
る。ダイオード素子ＤO1のカソードとインダクタＬO と
の接続点と、二次側アースとの間には、図示するよう
に、二次側直列共振コンデンサＣｓと、ダイオード素子
ＤO2がそれぞれ挿入されている。この場合、ダイオード
素子ＤO2のカソードはダイオード素子ＤO1のカソードと
インダクタＬO との接続点に対して接続され、ダイオー
ド素子ＤO2のアノードは二次側アースに対して接続され
ることになる。

【００６７】このような接続形態により形成される等倍
電圧半波整流回路の整流動作としては、一次側のスイッ
チング動作により一次巻線Ｎ1 にスイッチング出力が得
られると、このスイッチング出力は二次巻線Ｎ2 に励起
され、この二次巻線Ｎ2 に得られた励起電圧を入力して
整流する。この場合、先ず、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 との極性が＋Ｍとな
る加極性モードでは、ダイオード素子ＤO1がオンとな
り、ダイオード素子ＤO1により整流された整流電流はイ
ンダクタＬO を介して平滑コンデンサＣO1に供給され、
平滑コンデンサＣO1に対する充電が行われる。この場
合、平滑コンデンサＣO1にはインダクタＬO を介してダ
イオード素子ＤO1からの整流電流が流入することから、
インダクタＬO にはエネルギーが蓄積されることにな
る。また、この加極性モードの時には、ダイオード素子
ＤO1の整流電流が分岐されて二次側直列共振コンデンサ
Ｃｓにも供給され、二次側直列共振コンデンサＣｓに対
する充電も行われる。

【００６８】一方、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一
次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 との極性が−Ｍとなる減極性
モードでは、ダイオード素子ＤO1がオフになり、インダ
クタＬO に蓄積されていたエネルギーの逆起電力と、二
次側直列共振コンデンサＣｓの放電電力とによって発生
する電流が平滑コンデンサＣO1に流入し、平滑コンデン
サＣO1に対する充電動作が行われることになる。即ち、
減極性モードにおいては、ダイオード素子ＤO2がオンに
なり、インダクタＬO →平滑コンデンサＣO1→ダイオー
ド素子ＤO2という経路でインダクタＬOからの電流が平
滑コンデンサＣO1に供給されると共に、二次側直列共振
コンデンサＣｓからの放電電流がインダクタＬO →平滑
コンデンサＣO1という経路で平滑コンデンサＣO1に供給
されることになる。このような動作により、平滑コンデ
ンサＣO1の両端には二次巻線Ｎ2 の誘起電圧のほぼ等倍
に対応する直流電圧（整流平滑電圧）ＥO1が得られるこ
とになる。この場合も二次側から出力される直流出力電
圧ＥO1の電圧レベルは、二次側直列共振コンデンサＣｓ
の放電時の両端電圧が加わるため、二次巻線Ｎ2 の励起
電圧レベルより大きくすることができる。

【００６９】従って、図４に示した二次側の構成におい
ても、図５に示した電源回路の二次側直流出力電圧ＥO1
とほぼ同等の二次側直流出力電圧ＥO1を得ようとすれ
ば、二次巻線Ｎ2 の巻線数を、図５に示した電源回路の
二次巻線Ｎ2 の巻線数より少なくすることが可能となる
ものである。

【００７０】このような構成とされる電源回路にあって
は、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ
2 の巻線数を３８Ｔ、二次側直列共振コンデンサＣｓ＝
０．０２７μＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2 ＝０．
０１５μＦ、インダクタＬO＝１５０μＨに選定する
と、図１に示した電源回路と同様の効果が得られること
が確認された。

【００７１】なお、本実施の形態においては、スイッチ
ング電源回路の二次側に対して、ブリッジ整流回路ＤB
R、及び半波整流方式の等倍電圧整流回路を設けた場合
を例に挙げているが、このような構成の整流回路に限定
されるものでなく、本発明としては、二次巻線Ｎ2 に励
起される励起電圧レベルの等倍に対応するレベルの二次
側直流出力電圧ＥO1を得るように構成された各種整流回
路が設けられればよいものである。

【００７２】また、本発明の電源回路としては、上記図
１、図４に示した構成以外にも、実際の使用条件に対応
して適宜変更されて構わないものである。例えば上記各
実施の形態としては、自励方式によるスイッチング駆動
の構成が採られているが、他励式によってスイッチング
素子を駆動する構成に対しても本発明の適用が可能であ
る。また、スイッチング素子としても、バイポーラトラ
ンジスタやＭＯＳ−ＦＥＴの以外の他の部品素子（例え
ばＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）やＳ
ＩＴ（静電誘導サイリスタ））等が採用されて構わない
ものである。

【００７３】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、絶縁コン
バータトランスの二次巻線に対して、二次側直列共振回
路と二次側並列共振回路が組み合わされて成る二次側共
振回路を形成するようにしている。この場合、先ず、二
次側並列共振回路の共振動作によって、絶縁コンバータ
トランスの二次巻線を流れる二次側共振電流は、ほぼ正
弦波状となるため、直流出力電圧生成手段に設けられて
いる整流ダイオードを流れる電流の導通角もほぼ等しく
なる。これにより、整流ダイオードを流れる電流には高
周波のリンギング電流が重畳されることなく、整流ダイ
オードから発生するＥＭＩを抑制することができる。よ
って、二次側に対してＥＭＩ対策のための部品を設ける
必要がなく、その分、回路規模の小型化を図ることが可
能になる。

【００７４】また、二次側直流出力電圧の定電圧制御
は、スイッチング周波数と、スイッチング素子を流れる
スイッチング電流の導通角を制御する複合制御となるた
め、負荷が変動した場合でもスイッチング素子がオフと
なる期間の拡大を抑えることができ、よって中間負荷状
態においてもスイッチング素子はＺＶＳ動作を外れない
ものとなる。これにより、中間負荷状態において発生し
ていた異常動作が解消され、結果的に対応可能な負荷変
動範囲内の全領域において安定したＺＶＳ動作を実現す
ることができる。また、ＺＶＳ動作が得られることで、
スイッチング素子における電力損失も減少するので、電
力変換効率の向上を図ることができると共に、スイッチ
ング素子に取り付けられている放熱板を大型化する必要
もない。

【００７５】さらにまた、直流出力電圧生成手段から出
力される二次側直流出力電圧の定電圧制御は、スイッチ
ング周波数と、スイッチング素子を流れるスイッチング
電流の導通角を制御する複合制御となるため、最大負荷
電力の増加を図ることができると共に、制御可能範囲の
拡大を図ることができるという利点もある。さらにま
た、絶縁コンバータトランスの巻線数を少なくすること
ができるので、その分、絶縁コンバータトランスの小
型、軽量化を図ることが可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態としての電源回路の構成例
を示す回路図である。

【図２】本実施の形態の電源回路の要部の動作を示す波
形図である。

【図３】本実施の形態の電源回路の負荷が変動した場合
の定電圧制御特性を示した図である。

【図４】変形例としての電源回路の二次側構成例を示す
回路図である。

【図５】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図
である。

【図６】先行技術としての電源回路の二次側の他の構成
を示す回路図である。

【図７】図５に示した先行技術としての電源回路の要部
の動作を示す波形図である。

【図８】図５に示した先行技術としての電源回路の負荷
が変動した場合の定電圧制御特性を示した図である。

【図９】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図
である。

【図１０】先行技術としての電源回路の二次側の他の構
成を示す回路図である。

【図１１】図９に示した先行技術としての電源回路の二
次側動作を示す波形図である。

【図１２】図９に示した先行技術としての電源回路の負
荷が変動した場合の定電圧制御特性を示した図である。

【図１３】先行技術としての電源回路の二次側の他の構
成を示す回路図である。

【図１４】図１３に示した先行技術としての電源回路の
負荷が変動した場合の定電圧制御特性を示した図であ
る。

【図１５】図１３に示した先行技術としての電源回路の
一次側動作を示す波形図である。

【図１６】絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図
である。

【図１７】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各
動作を示す説明図である。

【符号の説明】

１ 制御回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｑ1 スイッチ
ング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、ＰＲＴ
直交形制御（ドライブ）トランス、Ｃｒ 一次側並列共
振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、Ｃｓ
Ｃｓ1 Ｃｓ2二次側直列共振コンデンサ、ＮC 制御
巻線、ＮB 駆動巻線、ＮD 共振電流検出巻線、ＣB
共振コンデンサ、ＤBR ブリッジ整流回路、ＤO1 ＤO2
ＤO3 ＤO4 整流ダイオード、ＣO1 ＣO2 平滑コン
デンサ、ＬO インダクタ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スイッチング素子を備え、入力された直
   流入力電圧を断続して出力するスイッチング手段と、 上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コ
   ンバータトランスと、 上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とするように
   して挿入される一次側電圧共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側
   並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される
   二次側並列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの
   二次巻線に対して二次側直列共振コンデンサを直列に接
   続することで形成される二次側直列共振回路とが、組み
   合わされて成る二次側共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
   電圧を入力して整流動作を行うことで、上記交番電圧レ
   ベルの等倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧を得
   るように構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッ
   チング素子のスイッチング周波数を可変することで定電
   圧制御を行うようにされる定電圧制御手段と、 を備えて構成されることを特徴とするスイッチング電源
   回路。
2. 【請求項２】 上記直流出力電圧生成手段は、 ４組の整流ダイオード素子からなるブリッジ整流回路
   と、１組の平滑コンデンサとを備えると共に、上記二次
   側直列共振コンデンサを整流電流経路に対して挿入して
   形成されることで、上記交番電圧レベルの等倍に対応す
   るとされるレベルの二次側直流出力電圧を生成する全波
   整流回路として構成されることを特徴とする請求項１に
   記載のスイッチング電源回路。
3. 【請求項３】 上記直流出力電圧生成手段は、 ２本のダイオード素子と１組の平滑コンデンサと、この
   平滑コンデンサに流入する電流の経路に挿入されるイン
   ダクタとを備えると共に、上記２本のダイオード素子の
   うち、整流動作を行うダイオード素子の整流出力が充電
   されるように上記二次側直列共振コンデンサを挿入する
   ことで、上記交番電圧レベルの等倍に対応するとされる
   レベルの二次側直流出力電圧を生成する半波整流回路と
   して構成されることを特徴とする請求項１に記載のスイ
   ッチング電源回路。