KR100720305B1

KR100720305B1 - 스위칭 전원 회로 및 절연 컨버터 변압기

Info

Publication number: KR100720305B1
Application number: KR1020000057638A
Authority: KR
Inventors: 야스무라마사유키
Original assignee: 소니 가부시끼 가이샤
Priority date: 1999-09-30
Filing date: 2000-09-30
Publication date: 2007-05-22
Also published as: EP1089304A1; CN1290991A; RU2000124803A; US6411528B1; MY118059A; CN1129226C; KR20010067271A; JP2001103751A; ID29254A

Abstract

본 발명은 스위칭 전원 회로 및 절연 컨버터 변압기를 제공한다. 절연 컨버터 변압기의 2차측 상에 형성될 3차 권선은, 절연 컨버터 변압기의 1차측 상의 1차 권선과 또한 그 2차측 상의 2차 권선에 대하여 밀결합 상태를 이루도록 감겨지게 되어, 제 2 반파 정류 회로로부터 출력된 2차 회로의 피크 값이 절연 컨버터 변압기의 3차 권선에 의해 감소될 수 있게 된다.

스위칭 전원 회로, 절연 컨버터 변압기

Description

스위칭 전원 회로 및 절연 컨버터 변압기{Switching power circuit and insulating converter transformer}

도 1은 본 발명의 실시예로서 전원 회로의 예시적 구성을 도시한 회로도.

도 2는 절연 컨버터 변압기의 권선 방향을 도시하는 도면.

도 3은 3차 권선 N3 이 분할 보빈 B 에 감겨지는 방식을 도시한 도면.

도 4a 내지 도 4f 는 본 실시예의 전원 회로의 주요부의 동작을 도시하는 파형도.

도 5는 부하 전류와 절연 컨버터 변압기의 2차측으로부터 얻어진 2차 DC 출력 전압 사이의 관계를 도시하는 그래프도.

도 6a 및 도 6b 는 또 다른 실시예의 절연 컨버터 변압기의 권선 방향을 도시하는 도면.

도 7은 종래 기술에 따른 전원 회로의 구성을 도시하는 회로도.

도 8은 절연 컨버터 변압기의 구성을 도시하는 단면도.

도 9a 및 도 9b 는 상호 인덕턴스가 +M 및 -M 일 경우 실행되는 동작들을 각각 도시하는 예시적 도면.

도 10은 도 7의 전원 회로에 구현되는 절연 컨버터 변압기의 권선 방향을 도 시하는 도면.

도 11은 2차 권선 N2A 가 분할 보빈 B 에 감기는 방식을 도시하는 도면.

도 12a 내지 도 12f 는 종래 기술에 따른 전원 회로의 주요부들에 대한 동작을 도시하는 파형도.

도 13은 종래 기술에 따라 전원 회로에 구현된 부하 회로와 절연 컨버터 변압기의 2차측으로부터 얻어진 2차 DC 출력 전압 사이의 관계를 도시하는 그래프도.

* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *

1 : 제어 회로 2 : 제 1 반파 정류 회로

3 : 제 2 반파 정류 회로

본 발명은 절연 컨버터 변압기에 관한 것이며, 또한 다양한 전자 기기에 전원 공급 장치로 사용되는 절연 컨버터 변압기가 설치된 스위칭 전원 회로에 관한 것이다.

플라이백 변압기 또는 포워드 변압기와 같은 스위치 변압기를 채용하는 형태의 스위칭 전원 회로들이 널리 알려져 있다. 그러한 스위칭 변압기는 그 스위칭 동작을 구형파들로 실행하므로, 스위칭 노이즈를 억제하는데 제한이 존재하게 된다. 또한, 그 동작 특성으로 인하여 전력 변환 효율을 개선하는데 있어서 일부 제한을 피할 수 없게 된다.

상술한 점들을 고려하여, 각종 공진형의 컨버터들을 채용하는 다양한 스위칭 전원 회로들이 이미 본 출원인에 의해 제안되었다. 공진형의 컨버터는 용이하게 높은 전력 변환 효율을 달성할 수 있으며, 스위칭 동작이 정현파로 실행되므로 노이즈를 작게 실현할 수 있다. 또한, 회로가 비교적 적은 수의 성분들로 구성될 수 있는 이점을 달성할 수 있다.

도 7은 본 출원인에 의해 이전에 출원된 발명에 기초한 구성의 예시적 스위칭 전원 회로를 도시하는 회로이다. 이러한 전원 회로에는 한 트랜지스터의 스위칭 소자 Q1 으로 구성된 전압 공진형 컨버터가 설치되며, 싱글 엔드 형태의 자려식(self-excited) 스위칭 동작을 실행한다.

이러한 도면에 도시된 전원 회로에 있어서, 상용 교류 전원(교류 입력 전압 AVC)으로부터 DC 입력 전압을 얻도록 정류 및 평활화 회로로 작용하는 브리지 정류 회로 Di 및 평활화 커패시터 Ci를 포함하는 전파 정류 회로(full-wave rectifying circuit)가 제공되며, 여기에서 교류 입력 전압 VAC 의 1배의 레벨에 대응하는 정류된 평활화 전압 Ei가 발생된다. 이러한 정류 및 평활화 회로에 있어서, 돌입 전류 제한 회로 Ri는 예컨대 전원이 턴 온 될 때 평활화 커패시터 Ci로 흐르는 돌입 전류를 억제하도록 그 정류된 전류 경로에 삽입된다.

이러한 전원 회로의 전압 공진형 스위칭 컨버터는 한 트랜지스터의 스위칭 소자 Q1이 설치된 자려식 구조를 채택한다. 이러한 경우에 있어서, 스위칭 소자 Q1은 높은 내압의 바이폴라 트랜지스터(BJT: 접합형 트랜지스터)로 구성된다.

스위칭 소자 Q1의 베이스는 기동 저항 RS를 통하여 평활화 커패시터 Ci(정류된 평활화 전압 Ei)의 포지티브 측에 접속되어, 기동시의 베이스 전류가 정류 및 평활화 라인으로부터 얻어진다. 그리고 구동 코일 NB, 공진 커패시터 CB 및 베이스 전류 제한 저항 RB의 직렬 접속 회로로 구성된 자려식 발진 구동용 직렬 공진 회로가 스위칭 소자 Q1의 베이스와 1차측 그라운드 사이에 접속된다.

스위칭 소자 Q1의 오프-시간 동안 흐르는 클램프 전류의 경로는 스위칭 소자 Q1의 베이스와 평활화 커패시터 Ci의 네가티브 단자(1차측 그라운드) 사이에 삽입된 클램프 다이오드 DD에 의해 형성된다. 또한, 스위칭 소자 Q1의 컬렉터는 절연 컨버터 변압기 PIT 의 1차 권선 N1 의 한 단부에 접속되고, 그 이미터는 그라운드된다.

병렬 공진 커패시터 Cr은 스위칭 소자 Q1의 컬렉터-이미터에 병렬로 접속된다. 이러한 병렬 공진 커패시터 Cr은 그 자신의 커패시턴스와 하기에 기술될 절연 컨버터 변압기 PIT의 1차 권선 N1의 누설 인덕턴스 L1에 의해 전압 공진형 컨버터의 1차 병렬 공진 회로를 구성한다. 여기에는 상세한 설명이 생략되었지만, 이러한 병렬 공진 회로의 작용에 기인하여 공진 커패시터 Cr 양단에 얻어진 전압 Vcp는 실질적으로 스위칭 소자 Q1의 오프 시간 동안 사인파 펄스로 구성되어, 그 동작은 전압 공진 모드로 실행된다.

이러한 도면에 도시된 직교형 제어 변압기 PRT는 검출 코일 ND, 구동 코일 NB 및 제어 코일 NC가 감겨진 가포화 반응기가 된다. 이러한 직교형 변압기 PRT는 스위칭 소자 Q1를 구동하고 또한 정전압 제어를 실행하기 위해 제공된다.

이러한 직교형 제어 변압기 PRT의 구조에 있어서, 설명되지는 않았지만, 네 개의 자기 레그들(magnetic legs)을 갖는 두 개의 더블 U-자형 코어들이 입체형 코어(solid core)를 형성하고, 각각의 자기 레그들의 단부들이 상호 결합된다. 그리고, 검출 코일 ND 및 구동 코일 NB 는 입체형 코어의 두 개의 미리 결정된 자기 레그들주위에 동일 방향으로 감기며, 또한 제어 코일 NC는 검출 코일 ND 및 구동 코일 NB과 직교하게 감긴다.

이러한 경우에 있어서, 직교형 제어 변압기 PRT의 검출 코일 ND 는 평활화 커패시터 Ci의 포지티브 단자와 절연 컨버터 변압기 PIT의 1차 권선 N1 사이에 직렬로 삽입되어, 스위칭 소자 Q1 의 스위칭 출력이 1차 권선 N1을 통하여 검출 코일 ND로 전달된다. 직교형 제어 변압기 PRT에 있어서, 검출 코일 ND에서 얻어진 스위칭 출력은 변압기 결합을 통하여 구동 코일 NB에서 유도되며, 그에 따라 구동 코일 NB 의 구동 전압으로서 교류 전압을 발생시킨다. 이러한 구동 전압은 자려식 발진 구동 회로를 구성하는 직렬 공진 회로(NB, CB)로부터 베이스 전류 제한 저항 RB를 통하여 스위칭 소자 Q1 의 베이스로 구동 전류로서 전달된다. 결과적으로, 스위칭 소자 Q1 는 직렬 공진 회로(NB, CB)의 공진 주파수에 의해 결정된 스위칭 주파수에서 그 스위칭 동작을 실행한다.

절연 컨버터 변압기 PIT 는 스위칭 소자 Q1 의 스위칭 출력을 2차측으로 전송한다.

제 8 도에 도시된 바와 같이, 결연 컨버터 변압기 PIT 는 EE-형 코어를 가지며, 여기에서 예컨대, 페라이트로 형성된 E-형 코어들(CR1 및 CR2)은, 그 자기 레그들이 상호 대향하는 방식으로 서로 간에 결합되며, 그 1차 권선 N1 및 2차 권선 N2 (및 N2A) 는 EE-형 코어의 중앙 자기 레그와 관련한 분할 보빈(split bobbin) B를 사용하여 분할된 상태로 각각 감겨진다. 그리고, 도면에 도시된 바와 같이 갭 G 가 중앙 자기 레그에 형성되며, 그에 의해 요구된 결합 효율을 갖는 소결합(loose coupling)이 얻어진다.

두 개의 그 외부 자기 레그들 보다 짧게 되도록 E-형의 코어들 CR1 및 CR2 각각의 중앙 자기 레그들을 형성함으로써 갭 G 가 형성될 수 있다. 결합 계수 k 는 소결합을 얻어내기에 적합한 예컨대, k≒0.85 로서 설정될 수 있으며, 그에 따라 그에 대응하는 가포화 상태를 피할 수 있다.

이제, 도 10 및 도 11을 참조하면, 절연 컨버터 변압기 PIT 의 분할 보빈 B 주위에 감겨진 1차 권선 N1 및 2차 권선들 N2 (및 N2A)에 대하여 기술된다.

도 10은 1차 권선 N1 및 2차 권선들 N2 (및 N2A)이 분할 보빈 B 주위에 감겨지는 방법을 모식적으로 도시한다.

분할 보빈 B는 1차 권선 N1 및 2차 권선들 N2 (및 N2A) 각각을 코일링하는 분할 영역들을 갖는다. 이러한 도면은 일례를 도시하는 것이며, 여기에서 분할 보빈 B 주위에 감겨진 1차 권선 N1 은 내부 보빈 권선 폭 K1을 가지며, 분할 보빈 B 주위에 감겨진 2차 권선들 N2 (및 N2A)는 내부 보빈 권선 폭 K2를 갖는다.

이러한 경우에 있어서, 1차 권선 N1 은 미리 결정된 개시 위치 N1S 로부터 고정 방향으로 감겨진다. 그리고 이와 같이 감겨진 1차 권선 N1 이 내부 보빈 권선 폭 K1 의 끝에 도달되는 경우, 이전의 1차 권선 N1 에 대하여 역 방향으로 이전의 1차 권선 N1 상에 감겨진다. 1차 권선 N1 은 이러한 방식으로 그 미리 결정된 권회수(number of turns) 이후 1차 권선 N1 의 종료 위치 N1E 까지 감겨진다.

도 10에 있어서는, 1차 권선 N1 의 개시 위치 N1S 가 분할 보빈 B 의 중앙 (하부측 위치)에 있으며, 2차 권선 N2 로부터 가장 이격된 (좌측 위치)에 있는 일례를 모식적으로 도시한다. 1차 권선 N1 이 개시 위치 N1S 로부터 감겨져, 그 방향이 우측 방향 → 좌측 방향 → 우측 방향 → ... 분할 보빈 B 의 외부 (상부측 위치)의 좌측에 있는 종료 위치 N1E 까지로 변경된다.

상술한 1차 권선 N1 과 유사하게, 2차 권선들 N2 (및 N2A) 각각은 미리 결정된 권회수 만큼 내부 보빈 권선폭 K2 내의 미리 결정된 개시 위치 N2S 로부터 감겨지게 되고, 그 방향은 교대로 변경된다. 하지만, 이러한 경우에 있어서, 2차 권선 N2 는 이후 기술될 바와 같이 부분적으로 2차 권선 N2A 로 작용하도록 형성되어, 2차 권선 N2 는 일단 중앙 탭 CT 로서 인출된 후, 2차 권선 N2A 가 그 위에 감겨진다.

2차 권선 N2A 의 출력 레벨이 예컨대 2차 권선 N2 의 출력 레벨의 약 1/10 이 되는 경우에 있어서, 2차 권선 N2A 의 권회수는 2차 권선 N2 의 대략 1/6 내지 1/10 이 되며, 따라서 5 회 이하가 된다.

도 10 의 실례는 개시 위치 N1S 로부터 감겨진 2차 권선 N2 가 종료 위치 N2E 에서 중앙 탭 CT 로서 인출된 후, 2차 권선 N2E 로서 감겨지는 것을 모식적으로 도시한다.

개시 위치들 N1S, N2S 및 종료 위치들 N1E, N2AE 로부터 각각 인출된 1차 권선 N1 및 2차 권선 N2 (및 N2A)의 종단과, 그 중앙 탭 CT 는 예컨대 분할 보빈 B의 상측 표면상에 제공된 미리 결정된 핀(pin) 단자들 P, P ... 에 각각 속박되어 결합된다.

도 11에 도시된 바와 같이, 분할 보빈 B 의 내부 보빈 권선폭 K1 내에서 감겨진 1차 권선 N1 및 내부 보빈 권선폭 K2 내에서 감겨진 2차 권선들 N1 (및 N2A) 은 어떠한 갭도 없이, 즉 상호 인접한 1차 권선들 N1 이 서로간에 접촉하고 있는 상태로 배열되어 있다.

도면에 도시된 바와 같이, 절연 컨버터 변압기 PIT 의 1차 권선 N1 의 한 단부는 스위칭 소자 Q1 의 컬렉터와 접속되어 있으며, 그 다른 단부는 검출 코일 ND 의 직렬 접속을 통하여 평활화 커패시터 Ci 의 포지티브 단자 (정류된 평활화 전압 Ei) 에 접속된다.

절연 컨버터 변압기 PIT 의 2차측 상에는, 1차 권선 N1 에 의해 유도된 교류 전압이 2차 권선 N2 에 발생된다. 이러한 경우에 있어서, 2차 병렬 공진 커패시터 C2 는 2차 권선 N2 와 병렬로 접속되므로, 병렬 공진 회로가 2차 권선들 N2 (및 N2A 의 누설 커패시턴스 L2 (및 L2A)와 2차 병렬 공진 커패시터 C2 의 커패시턴스에 의해 형성된다. 이러한 병렬 공진 회로에 기인하여, 2차 권선 N2 ( 및 N2A)에서 발생된 교류 전압은 공진 전압으로서 얻어진다. 즉, 2차측 상의 동작은 전압 공진 모드로서 실행된다.

특히, 이러한 전원 회로는 그 1차측 상에 전압 공진 모드로 스위칭 동작을 실행하도록 병렬 공진 회로를 가지며, 또한 그 2차측 상에 반파 정류(전압 공진 동작)를 실행하도록 또 다른 병렬 공진 회로를 갖는다. 이러한 설명에 있어서, 상술한 바와 같이 그 1차 및 2차측들 상에 공진 회로들이 설치된 구성의 스위칭 컨버터는 "복합 공진형 스위칭 컨버터(composite resonance type switching converter)"로 참조된다.

기술된 바와 같이 형성된 2차 병렬 공진 회로에 있어서, 중앙 탭은 2차 권선 N2에 제공되고, 정류 다이오드들 D01, D02 및 평활화 커패시터들 CO1, CO2 는 도면에 도시된 바와 같이 접속되어, 그에 따라 "정류 다이오드 D01 및 평활화 커패시터 CO1(rectifying diode D01 and smoothing capacitor CO1)"의 조합으로 구성된 제 1 반파 정류 회로(2) 및 "정류 다이오드 D02 및 평활화 커패시터 CO2"의 조합으로 구성된 제 2 반파 정류 회로(3)를 제공한다.

제 1 반파 정류 회로(2)는 2차 병렬 공진 회로로부터 공급된 입력 공진 전압을 수신하여 DC 출력 전압 E01을 발생한다. 유사하게, 제 2 반파 정류 회로(3)는 2차 병렬 공진 회로로부터 공급된 입력 공진 전압을 수신하여 DC 출력 전압 E02을 발생한다.

이러한 경우에 있어서, DC 출력 전압 E01 및 DC 출력 전압 E02 는 브랜치되어 제어 회로(1)로 전달된다. 제어 회로(1)에 있어서, DC 출력 전압 E01 은 검출 전압으로서 이용되고, DC 출력 전압 EO2 는 제어 회로(1)에 대한 동작 전원으로서 이용된다.

절연 컨버터 변압기 PIT 에 있어서, 1차 권선 N1 의 인덕턴스 L1 와 2차 권선들 N2 및 N2A 의 인덕턴스들 L2 및 L2A 와 관련한 상호 인덕턴스 M 은 정류 다이오드들 D0(D01,D02)의 접속에 대한 1차 권선 N1 과 2차 권선들 N2 및 N2A 의 극성들(권선 방향들)의 관계에 따라 +M 또는 -M 이 된다.

예컨대, 그 접속이 도 9a 의 상태라면, 상호 인덕턴스는 +M 이 되고, 그 접속이 도 9b 의 상태라면, 상호 인덕턴스는 -M 이 된다.

상기한 바를 도 7에 도시된 전원 회로의 2차측 동작에 적용하면, 2차 권선 N2에서 얻어진 교류 전압이 예컨대 제 1 반파 정류 회로(2)에서 포지티브가 될 때, 정류 다이오드 D01 에 흐르는 정류된 전류의 동작은 +M (포워드) 모드에서 실행되는 것으로 가정한다. 한편으로, 2차 권선 N2에서 얻어진 교류 전압이 상기와는 반대로 네가티브일 때는, 정류 다이오드 D0 는 턴 오프되어, 다이오드에 흐르는 정류된 전류는 없게 된다. 즉, 이러한 전원 회로에서, 1차 권선 N1 및 2차 권선 N2 에 대한 상호 인덕턴스는 +M 모드에서 정류를 실행한다.

이러한 구성에 있어서, 1차측 병렬 공진 회로 및 2차측 병렬 공진 회로의 작용에 의해 증가된 부하에 전력이 공급되고, 그 부하에 공급된 전력 역시 그에 대응하여 증가되어 최대 부하 전력의 증가율을 개선시킨다.

그러한 부하 조건에 대한 대응성은, 도 8과 관련하여 이미 설명된 바와 같이, 절연 컨버터 변압기 PIT 에 형성된 갭 G 에 의해 요구된 결합 계수에 의해 얻어진 소결합으로 인하여 포화된 상태가 쉽사리 도달되지 않는 개선된 포화 상태로 인하여 실현될 수 있다. 예컨대, 갭 G 가 절연 컨버터 변압기 PIT 에 존재하지 않는 경우, 절연 컨버터 변압기 PIT 가 플라이백 동안 그 포화된 상태에 있게되므로 그 동작은 비정상 동작 가능성이 높게되고, 그에 따라 상술한 반파 정류의 적절한 실행이 상당히 어렵게 된다.

제어 회로(1)에 있어서, 제어 코일 NC 에 흐르도록 야기된 제어 전류 (DC) 의 레벨은 2차측 DC 출력 전압 레벨 E01 의 변화에 따라 변화되며, 그에 따라 직교형 제어 변압기 PRT 에 감겨진 구동 코일 NB 의 인덕턴스 LB를 가변 제어한다. 결과적으로, 그러한 작용은 구동 코일 NB 의 인덕턴스 LB를 포함하여 스위칭 소자 Q1 용으로 형성된 자려식 발진 구동 회로의 직렬 공진 회로의 공진 조건이 변화된다. 도 7과 관련하여 다음에 설명될 바와 같이, 이러한 동작은 스위칭 소자 Q1 의 스위칭 주파수를 변화하여, 결국 2차측 DC 출력 전압 E01 을 안정화한다.

구동 코일 NB 의 인덕턴스 LB를 가변 제어할 수 있는 구조의 직교형 제어 변압기 PRT 가 제공되는 도 7에서 스위칭 주파수가 변화될 때, 스위칭 소자 Q1 의 온-타임 TON 은 가변 제어되며, 그 오프-타임 TOFF 는 고정 상태로 유지된다. 즉, 이러한 전원 회로에 있어서, 정전압 제어는 스위칭 주파수를 가변 제어하여 스위칭 출력에 대하여 공진 임피던스를 제어하도록 실행되고, 동시에 스위칭 주기에 있어서 스위칭 소자의 도통 각 제어(conduction angle control) (PWM 제어)가 또한 실행된다. 이러한 복합 제어 동작은 단일 세트의 제어 회로로 실현된다.

특히, 이러한 전력 회로에 있어서, 제 1 반파 정류 회로(2)로부터 유도된 2차측 DC 출력 전압 E01 은 검출 전압으로서 제어 회로(1)에 공급되어, 그에 따라 절연 컨버터 변압기 PIT 의 2차 권선 N2로부터 얻어진 공진 전압 레벨을 가변 제어하여, 2차측 DC 출력 전압 E01을 일정하게 유지한다. 하지만, 제 2 반파 정류 회로(3)로부터 전달되어 동작 전압으로서 제어 회로(1)에 공급되는 2차측 DC 출력 전압 E02을 일정하게 유지하는 동작은 실행되지 않는다.

도 12a 내지 도 12f 는 도 7 에 도시된 전력 회로의 개별 부분들에서의 동작 파형들의 실례들을 도시하며, 여기에서 2차측 출력 파형이 모식적으로 도시된다.

도 12a 내지 도 12f 의 출력 파형들은 도 7의 전원 회로가 최대 부하 전력 P0MAX = 217W를 갖는 최적의 구동 조건들을 달성하도록 형성되어 있다. 교류 입 력 전압 VAC 가 100V 가 되는 예시적 경우에 있어서, 절연 컨버터 변압기 PIT 는 정규화된 2차측 DC 출력 전압 E01 에 대한 135V 및 비정규화된 2차측 DC 출력 전압 E02 에 대한 15V을 얻기 위하여 38 권회수의 코일들이 2차측 권선 N2 로서 제공되고, 5 권선수의 코일들이 2차측 권선 N2A 로서 제공되도록 구성된다.

그러한 회로 구성에 있어서, 자려식 발진 구동 회로로 작용하는 직렬 공진 회로 (NB, CB)에 의해 스위칭 소자 Q1 이 그 스위칭 동작을 실행함으로써, 병렬 공진 회로의 작용에 의해 도 12a 의 1차측 병렬 공진 전압 Vcp 가 스위칭 소자 Q1 의 병렬 접속 회로와 병렬 공진 커패시터 Cr 양단에 얻어진다. 이러한 도면에 도시된 바와 같이, 병렬 공진 전압 Vcp 는 전압 공진 모드의 동작에 대응하며, 스위칭 소자 Q1 의 온-타임 TON 동안 제로 레벨로 되고, 그 오프-타임 TOFF 동안 사인파 펄스가 되는 파형을 갖는다.

스위칭 출력은 스위칭 소자 Q1 의 온/오프 동작에 의해 절연 컨버터 변압기 PIT 의 2차측에 전달되어, 도 12b 에 도시된 파형의 2차측 공진 전류 I2 가 절연 컨버터 변압기 PIT 의 2차측 권선 N2 및 정류 다이오드 D01 의 접속 단부에 흐르게 되며, 그에 따라 도 12c 에 도시된 파형의 2차측 공진 전압 V2 가 그러한 접속 단부와 2차측 그라운드 사이에 발생된다.

이러한 경우에 있어서, 정류 다이오드 D01 은 도 12c 의 2차측 공진 전압 V2 가 2차측 DC 출력 전압 E01 의 레벨 보다 높게 될 때 턴 온 되어, 도 12d 에 도시된 파형의 2차측 정류된 전류 I3 가 정류 다이오드 D01 에 흐르게 된다.

또한, 도 12e 에 도시된 파형의 2차측 공진 전압 V3 이 2차측 권선 N2A 양단 에 발생된다. 이러한 경우에 있어서, 2차측 공진 전압 V3 의 파형은 도 12c 에 도시된 2차측 공진 전압 V2 와 유사하며, 이들 간의 유사성 이율은 2차측 권선 N2 의 총 코일수 (38 권회수)와 2차측 권선 N2A 의 코일수(5 권회수) 사이의 비율에 상당한다. 즉, 전압 V3 은 예컨대, 2차측 공진 전압 V2의 5/38 배가 된다.

또한, 이러한 경우에 있어서, 도 7에 도시된 정류 다이오드 D02 는 2차측 공진 전압 V3 이 2차측 DC 출력 전압 E02 의 레벨 보다 높게 될 때 턴 온 되어, 2차측 정류된 전류 I4 는 도 12f 에 도시된 기간 (6μsec) 동안 흐르게 되고, 그 피크값은 예컨대, 4.5 Ap 가 된다.

도 12c 에 도시된 2차측 공진 전압 V2 의 동작 파형 및 도 12e 에 도시된 2차측 공진 전압 V3 의 동작 파형은 서로 간에 유사하지만, 정류 다이오드 D01 에 흐르는 도 12d 의 2차측 정류된 전류 I3 및 정류 다이오드 D02 에 흐르는 12f 의 2차측 정류된 전류 I4 는 서로간에 다른 파형이 된다.

상기한 바는 절연 컨버터 변압기 PIT 의 분할 보빈 B 주위에 감겨진 2차측 권선 N2A 가 1차측 권선 N1 및 2차측 권선 N2 에 대해 소결합 상태에 있다는 것에 기인하는 것으로 추측된다. 2차측 권선 N2A 의 권회수가 상술한 바와 같이 5회 이하이므로, 2차측 권선 N2A 가 분할 보빈 B 의 내부 보빈 권선폭 K2 내에 정렬하여 감겨지는 경우, 2차측 권선 N2A 는 예컨대 도 11에 도시된 바와 같이 내부 보빈 권선폭 K2 의 우측 가장자리와 같이 부분적으로 비균형 상태로 감겨지게 된다.

2차측 권선 N2A 가 2차측 권선 N2 가 감겨지게 될 분할 보빈 B 의 내부 보빈 권선폭에 부분적으로 비규형 상태로 상술한 바와 같이 감겨지게 된다면, 비정규화된 2차측 DC 출력 전압 E02 에 의해 공급된 부하 전력은 예컨대, 10W 를 초과하게 되는 경우, 2차측 권선 N2A 로부터 얻어진 출력 전류는 +M 동작 모드(포워드 컨버터 동작)와 그에 중첩된 -M 동작 모드(플라이백 컨버터 동작)의 조합이 된다.

결과적으로, 2차측 정류된 회로 I3 은 2차측 정류된 전류 I4 에 중첩되고, 따라서 2차측 정류된 전류 I4 의 파형은 도 12f 에 도시된 바와 같이, 그 피크값이 정류 다이오드 D02 의 도통각(conduction angle)의 후반부에 있도록 된다.

따라서, 정류 다이오드 D02에서 발생된 열은 정류 다이오드 D02 에 흐르는 2차측 정류된 전류 I4 의 피크값의 상승에 따라 증가되고, 그에 따라 정류 다이오드 D02 의 전력 손실을 증가시키고, 발생된 열로부터 유발된 온도 상승으로 인하여 신뢰성의 손상을 야기한다.

도 13은 2차측 DC 출력 전압들 E01, E02 과 도 7 의 전원 회로의 제 2 반파 정류 회로(3)로부터 공급된 부하 전류 IL2 사이의 관계를 도시한다.

도 13에서, 백색 원 "○" 으로 표시된 직선은 도 7의 전원 회로가 최대 부하 전력 P0MAX = 217W를 갖는 최적의 구동 조건들을 얻도록 형성되는 경우에 2차측 DC 출력 전압 E02 와 부하 전류 IL2 사이의 관계를 나타낸다.

백색 삼각형 "△" 으로 표시된 파형은 도 7의 전원 회로가 최대 부하 전력 P0MAX = 82W를 갖는 최적의 구동 조건들을 얻도록 형성되는 경우에 2차측 DC 출력 전압 E02 와 부하 전류 IL2 사이의 관계를 나타낸다.

도 13으로부터 명백한 바와 같이, P0MAX = 217W 에 대응하여 형성된 전원 회 로에서 부하 전류 IL2 가 0A 에서 1.0A 로 변경될 때, 2차측 DC 출력 전압 E02 의 전압 변동 레벨 △E02 는 대략 6.6V 가 된다.

유사하게, P0MAX = 82W 에 대응하여 형성된 전원 회로에서 부하 전류 IL2 가 0A 에서 1.0A 로 변경될 때, 2차측 DC 출력 전압 E02 의 전압 변동 레벨 △E02 는 대략 6.4V 가 된다. 즉, 상술한 어떠한 회로 구성들에 있어서도, 2차측 DC 출력 전압 레벨 E02 는 2차측 반파 정류 회로(3)로부터 출력된 부하 전류 IL2 의 변동에 따라 광범위하게 변화되며, 그에 따라 크로스 레귤레이션이 악화된다.

따라서, 예컨대 12V 로컬 레귤레이터가 제 2 반파 정류 회로(3)의 출력에 접속되고, 조정된 정전압이 그러한 로컬 레귤레이터로부터 얻어지게 되는 구성에 있어서는, 2차측 DC 출력 전압 E02 가 부하 전류 IL2 의 증가에 따라 낮아지게 되더라도 미리 결정된 레벨 이상으로 2차측 DC 출력 전압 E02를 유지해야할 필요가 있다. 하지만, 이러한 경우에 있어서, 2차측 DC 출력 전압 E02 은 부하 전류 IL2 의 레벨 감소에 의해 상승하게 되므로, 전력 레벨의 상승에 따라 로컬 레귤레이터의 전력 손실을 증가시키게 된다.

또한, 제 1 반파 정류 회로(2)로부터 전달된 2차측 DC 출력 전압 E01 이 공급되는 부하의 최대 부하 전력 P0 의 어떠한 변동 경우에 있어서도, 제 2 반파 정류 회로(3)로부터 전달된 2차측 DC 출력 전압 E02의 레벨에 대한 변동을 발생시킨다.

도 13에 도시된 바와 같이, 예컨대 2차측 DC 출력 전압 E02 의 레벨과 부하 전류 IL2 사이의 관계는 2차측 DC 출력 전압 E01 이 공급된 부하의 최대 부하 전력Po = 217 또는 Po = 82W 인지에 따라 다르게 된다. 이러한 것은, 2차측 DC 출력 전압 E02 의 레벨이 정전압화된 2차측 DC 출력 전압 E01 에 접속된 부하의 어떠한 변동에 따라서도 변화된다는 것을 의미하며, 상술한 바와 같이 2차측 DC 출력 전압 E02 의 상기한 레벨 변동에 의해 크로스 레귤레이션이 악화된다.

본 발명의 목적은 2차측 상의 전력 손실을 감소시킬 수 있는 스위칭 전력 회로 및 절연 컨버터 변압기를 제공하는 것이다.

상술한 목적을 달성하기 위하여, 본 발명의 한 특징에 따라 다음의 구성을 갖는 스위치 전원 회로가 제공된다. 즉, 스위칭 전원 회로는, 입력된 상용 AC 전원 중에서 정류된 평활화 전압을 발생하여 이를 DC 입력 전압으로 출력하는 정류 및 평활화 수단과, 1차 권선이 그 1차측 상에 감겨지고, 적어도 제 1의 2차 권선과 권회수(number of turns)가 미리 결정된 권회수 이하인 제 2의 2차 권선이 그 2차측 상에 감겨진 절연 컨버터 변압기를 포함한다. 상기 변압기는 상기 1차 권선 및 상기 제 1의 2차 권선과 관련하여 소결합(loose coupling)을 위해 요구된 결합 계수를 얻도록 그 코어들에 갭을 가지며, 1차측의 출력을 2차측으로 전달하도록 작용한다.

스위칭 전원 회로는 또한, 그 온/오프 제어를 통하여 DC 입력 전압을 상기 절연 컨버터 변압기의 1차 권선으로 전달하는 스위칭 소자를 갖는 스위칭 수단과, 공진 모드로 상기 스위칭 수단을 작동하는 1차측 공진 회로를 포함한다. 상기 공진 회로는 적어도, 상기 절연 컨버터 변압기의 1차 권선을 포함하는 누설 인덕턴스 성분 및 1차측 공진 커패시터의 커패시턴스로 이루어진다.

스위칭 전원 회로는 또한, 공진 회로를 형성하도록 상기 절연 컨버터 변압기의 하나의 2차 권선의 누설 인덕턴스 성분 및 2차측 공진 커패시터의 커패시턴스로 이루어진 2차측 공진 회로로서, 상기 2차측 공진 커패시턴스는 상기 절연 컨버터 변압기의 2차 권선들 중 적어도 하나의 권선에 접속되는, 상기 2차측 공진 회로와, 제 1의 2차 권선에서 유도된 교류 전압으로부터 제 1의 2차측 DC 출력 전압을 얻도록 형성된 제 1 DC 출력 전압 발생 수단과, 제 2의 2차 권선에서 유도된 교류 전압으로부터 제 2의 2차측 DC 출력 전압을 얻도록 형성된 제 2 DC 출력 전압 발생 수단과, 제 1의 2차측 DC 출력 전압의 레벨에 따라 상기 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 변화함으로써 제 1의 2차측 DC 출력 전압의 정전압 제어를 실행하는 정전압 J제어 수단을 포함한다.

이러한 구성에 있어서, 상기 절연 컨버터 변압기의 제 2의 2차 권선은 상기 1차 권선 및 상기 제 1의 2차 권선에 대하여 밀결합(tight coupling)의 상태를 얻도록 감겨진다.

본 발명의 제 2 특징에 따라, 그 1차측 상에 감겨진 1차 권선과, 그 2차측 상에 감겨진 제 1의 2차 권선으로서, 그 권회수가 미리 결정된 수 이하인 상기 제 1의 2차 권선과, 소결합에 대해 요구된 결합 계수가 1차 권선 및 제 1의 2차 권선에 대하여 얻어지도록 그 중앙의 자기 레그(magnetic leg)에 형성된 갭을 갖는 EE-형 코어를 포함하는 절연 컨버터 변압기가 제공된다. 이러한 구성에 있어서, 상기 제 2의 2차 권선은 1차 권선 및 제 1의 2차 권선에 대하여 밀결합의 상태를 얻도록 감겨진다.

상술한 구성에 따라, 상기 절연 컨버터 변압기의 2차측 상에 제공된 제 2의 2차 권선은, 절연 컨버터 변압기의 1차측 상의 1차 권선과 그 2차측 상의 제 1의 2차 권선 사이에 밀결합 상태가 얻어지도록 감겨지며, 그에 따라 절연 컨버터 변압기의 플라이백 컨버터 동작에 의해 제 2의 2차 권선에 발생된 2차측 전류를 억제한다.

또한, 스위칭 전원 회로는, 2차측 상의 제 2의 2차 권선이 1차측 상의 1차 권선과 2차측 상의 제 1의 2차 권선에 대하여 밀결합 상태를 얻도록 감겨진 절연 컨버터 변압기를 사용하여 형성되고, 그에 따라 제 2의 2차 권선에서 유도된 2차측 전류의 피크값을 억제한다.

따라서, 제 2 DC 출력 전압 발생 수단을 구성하는 정류 다이오드의 전력 손실을 감소하고, 또한 정류 다이오드의 열 발생을 방지할 수 있게 되어, 결국 그 신뢰성을 향상시킨다.

절연 컨버터 변압기의 2차측 상에 제공된 제 2의 2차 권선은 제 1의 2차 권선과 독립적으로 형성되며, 제 2의 2차 권선은 분할 보빈 주위에 감겨진 제 1의 2차 권선의 상위 또는 하위의 감겨진 부분에서 고정된 균등한 권선 피치가 되도록 감겨지게 되어, 10W 이상의 과부하가 제 2 DC 출력 전압 발생 수단에 접속되는 경우에도 조정되어 안정된 2차측 DC 출력 전압이 공급될 수 있게 된다.

또한, 절연 컨버터 변압기의 2차측 상의 제 2의 2차 권선은 제 1의 2차 권선 및 중앙 탭으로 형성되며, 분할 보빈 주위에 감겨진 제 1의 2차 권선의 상위에 고 정된 균등한 권선 피치로 감겨지며, 그에 따라 10W 미만의 저부하가 제 2 DC 출력 전압 발생 수단에 접속될 때에도 정전압화된 안정된 2차측 DC 출력의 전달을 실현할 수 있다.

본 발명의 상술한 목적 및 다른 목적들, 특징들 및 이점들은, 동일 성분 또는 소자들이 동일 참조 기호들로 표기된 첨부된 도면과 관련하여 설명된 상세한 설명 및 첨부된 특허청구범위로부터 명확하게 될 것이다.

도 1은 본 발명의 양호한 실시예로서 전원 회로의 구성도를 도시한다. 이러한 도면에 있어서, 도 7과 대응하는 어떠한 성분들도 동일한 참조 번호 또는 부호로 표기되며, 그 반복적인 설명은 생략한다.

도 1에 도시된 실시예의 전원 회로는 이후 상세히 설명될 바와 같이, 절연 컨버터 변압기 PIT를 포함하며, 상기 절연 컨버터 변압기에는 상기 변압기 PIT 의 2차측 상의 제 1의 2차 권선을 갖는 2차 권선과, 2차 권선과는 별개로 감겨져 제 2의 2차 권선으로 작용하는 3차 권선 N3 이 설치된다.

그러한 절연 컨버터 변압기 PIT를 사용하는 실시예의 전원 회로에 있어서, 3차 권선 N3, 1차 권선 N1 및 2차 권선 N2 의 결합은 도 7의 전원 회로에서 활용된 절연 컨버터 변압기 PIT 의 2차 권선 NA2, 1차 권선 N1 및 2차 권선 N2 의 결합에 비교하여 보다 밀결합 상태로 유지될 수 있다.

결과적으로, 이러한 실시예에 있어서, 절연 컨버터 변압기 PIT 의 3차 권선 N3 에서 유도된 전류로부터 유도된 2차측 전류는, 제 2 반파 정류 회로(3)의 부하 전력이 예컨대 10W 이상일 경우에도 절연 컨버터 변압기 PIT 의 -M 동작 모드 (플 라이백 컨버터 동작)에 의해 유해하게 영향을 받지 않고서 +M 동작 모드 (포워드 컨버터 동작)에서 얻어진다. 따라서, 이후 설명될 바와 같이, 제 2 반파 정류 회로(3)를 구성하는 정류 다이오드 D02 에 흐르는 2차측 정류된 전류 I4 의 피크값을 낮출 수 있게 된다.

이제, 도 2 및 도 3을 참조하여, 본 실시예에서 절연 컨버터 변압기 PIT 의 분할 보빈 B 주위에 감겨진 2차 권선 N2 및 3차 권선 N3 에 대한 설명이 기술된다.

도 2는 도 1의 전원 회로에 제공된 절연 컨버터 변압기 PIT 의 의 분할 보빈 B 주위에 권선들이 감겨지는 방식을 모식적으로 도시한다. 이러한 도면에 있어서, 도 10에 대응하는 어떠한 성분 또는 영역들도 동일한 참조 번호들 또는 부호들로 표기되며, 반복되는 설명은 생략된다.

본 경우에 있어서, 2차 권선 N2 는 도 10에서와 동일한 방식으로 그 개시 위치 N2S 로부터 감겨진다. 2차 권선 N2 는 3차 권선 N3 과 별개로 형성되므로, 그 종단 위치 N2E 까지 그 개시 위치 N2S 로부터 미리 결정된 권회수로 감겨진다.

이어서, 2차 권선 N2 와 별개로 형성될 3차 권선 N3 이 분할 보빈 B 주위에 감겨진 2차 권선 N2 상에 감겨진다.

이러한 경우에 있어서, 3차 권선 N3 은 도 3 에 도시된 바와 같이, 분할 보빈 B 의 전체의 내부 보빈 권선폭 K2 에 개시 위치 N3S 로부터 종단 위치 N3E 까지 감겨진다.

즉, 본 실시예에 있어서, 2차 권선 N2 상에 형성된 3차 권선 N3 은, 그 인접권선들이 도 10에 도시된 바와 같이 상호 접촉하고 있는 정렬(alignment) 상태로 감겨지지 않으며, 고정된 균등한 권선 피치 CP 가 도 3에 도시된 바와 같이 3차 권선 N3 의 인접 권선들 사이에 유지된다.

따라서, 본 실시예에 있어서, 2차 권선과 별개로 형성될 3차 권선은 2차 권선 N2 상에 감겨지며, 여기에서 3차 권선 N3 은 분할 보빈 B 의 전체의 내부 보빈 권선폭 K2 에 감겨지면서, 고정된 균등한 권선 피치가 그 인접하는 권선들 사이에 유지된다.

그러한 와인딩(winding) 기술로 인하여, 예컨대, 2차 권선 N2A 가 1차 권선 N1 및 2차 권선 N2 에 대하여 소결합 상태로 있는 도 10 및 도 11을 참조하여 설명된 절연 컨버터 변압기 PIT 와 비교하여, 본 실시예의 3차 권선은 1차 권선 N1 및 2차 권선 N2 에 대하여 밀결합 상태로 유지될 수 있다.

도 4a 내지 도 4f 는 도 2에 도시된 절연 컨버터 변압기 PIT 가 설치된 전원 회로의 개별 섹션들의 동작 파형에 대한 예들을 그래프적으로 나타내며, 여기에서는 2차측 출력 파형들이 모식적으로 도시된다.

도 4a 내지 도 4f 에 도시된 출력 파형들은, 도 1의 전원 회로가 최대 부하 전력 P0MAX = 217W 의 최적 구동 조건들을 얻도록 형성될 때 얻어진다. 교류 입력 전압 VAC 가 도 12a 내지 도 12f 의 상술한 경우와 유사하게 100V 가 되는 예시적인 경우에 있어서, 절연 컨버터 변압기 PIT 는, 정전압화된(regulated) 2차측 DC 출력 전압 E01 에 대하여 135V 및 정전압화되지 않은(non-regulated) 2차 DC 출력 전압 E02 에 대하여 15V를 얻기 위하여, 33 권회수가 2차 권선 2N 으로서 제공되고 5 권회수가 3차 권선 N3 로서 제공된다.

이러한 경우에, 스위칭 소자 Q1 이 그 스위칭 동작을 실행함으로써, 도 4a 의 1차측 병렬 공진 전압 Vcp 가 병렬 공진 회로의 작용에 의해 스위칭 소자 Q1 의 컬렉터로부터 얻어진다.

그리고, 스위칭 출력은 스위칭 소자 Q1 의 온/오프 동작에 의해 절연 컨버터 변압기 PIT 의 2차측에 전달된다. 도 12a 내지 도 12f에서 이전에 도시된 파형들과 유사하게, 도 4b에 도시된 파형의 2차측 공진 전류 I2 는 절연 컨버터 변압기 PIT 의 2차 권선 N2 와 정류 다이오드 D01 의 애노드의 접합점에서 얻어지게 되어, 도 4c 의 2차측 공진 전압 V2 가 2차 권선 N2 의 양단에서 발생된다.

이러한 경우에 있어서, 정류 다이오드 D01 은 도 4c 의 2차측 공진 전압 V2 가 2차측 DC 출력 전압 E01 의 레벨을 초과할 때 턴 온 되므로, 도 4d 의 2차측 정류된 전류 I3 이 정류 다이오드 D01 로 흐르게 된다.

3차 권선 N3 양단에 발생된 2차측 공진 전압 V3 은 도 4e 의 파형을 가지며, 2차 권선 N2A 양단에 발생된 도 12e 의 2차측 공진 전압 V3 과 실질적으로 동일하다. 전압 V3 은 2차측 공진 전압 V2 와 유사한 파형을 갖는다.

또한, 절연 컨버터 변압기 PIT 의 3차 권선 N3 에 접속된 제 2 반파 정류 회로(3)의 정류 다이오드 D02 에 흐르는 2차측 정류된 전류 I4 는, 도 12f 의 2차측 정류된 전류 I4 와 비교하여 그 출력 지속시간이 예컨대 6 μs에서 5 μs로 짧어지며 또한, 그 피크 레벨이 예컨대, 4.5Ap에서 2.5Ap 로 감소되는, 도 4f 의 파형을 갖는다.

이러한 실시예에 있어서, 도 3 참조하여 이미 설명된 바와 같이, 절연 컨버 터 변압기 PIT 는, 2차 권선 N2 와 별개로 분할 보빈 B 주위에 형성될 3차 권선 N3 가 2차 권선 N2 상에 편파적으로 불균형 상태가 되지 않도록 고정된 균등한 권선 피치로 감겨지게 구성된다. 결과적으로, 도 4f 의 2차측 정류된 전류 I4 는, -M 동작 모드 의 어떠한 유해한 영향도 억제하면서 절연 컨버터 변압기 PIT 의 +M 동작 모드 (포워드 컨버터 동작)에서 얻어질 수 있게 된다.

결과적으로, 플라이백 동작에 의해 3차 권선 N3에서 발생된 전류는 감소하게 되며, 따라서 정류 다이오드 D02 의 도통각의 후반에서 플라이백 동작에 의한 전류로부터 유도된 2차측 정류된 전류 I4 의 피크 전류 레벨을 예컨대, 4.5Ap에서 2.5Ap 로 낮출 수 있게 된다.

따라서, 그러한 절연 컨버터 변압기 PIT를 채용하는 전원 회로의 상술한 구성에 있어서, 정류 다이오드 D02 에 흐르는 2차측 정류된 전류 I4 의 피크값은, 결과적으로 정류 다이오드 D02 의 전력 손실을 감소하고 또한 정류 다이오드 D02에서 발생된 열에 의해 야기된 온도 상승을 감소하도록 억제될 수 있게 되어, 정류 다이오드 D02 의 신뢰성을 향상시킨다.

3차 권선 N3 가 2차 권선 N2 와는 별개로 절연 컨버터 변압기 PIT 의 2차측 상에 형성되는 이러한 경우에 있어서는, 중앙 탭 CT 로서 2차 권선 N2를 취출하여, 도 10에서 도시된 절연 컨버터 변압기 PIT 에서와 같이 2차 권선 부분 N2A를 형성하도록 이를 핀 단자 P 에 땝납하는 단계를 제거할 수 있게 되므로, 생산 처리를 간소화하는 또 다른 이점을 제공한다.

이러한 실시예의 전원 회로에 있어서는, 예컨대, 제 2 반파 정류 회로(3)로 부터 얻어진 정전압화되지 않은 2차측 DC 출력 전압 E02 의 변동을 최소화할 수 있다. 전원 회로가 예컨대, 최대 부하 전력 P0MAX = 217W 에 대응하는 도 5 에 도시된 바와 같이 구성된 경우, 2차측 DC 출력 전압 E02 의 전압 변동 레벨 △E02 는 제 2 반파 정류 회로(3)로부터 출력된 부하 전류 IL2 가 0A에서 1.0A로 변경될 때 대략 1.3V 가 된다.

유사하게, 전원 회로가 예컨대, 최대 부하 전력 P0MAX = 82W 에 대응하게 구성된 경우, 2차측 DC 출력 전압 E02 의 전압 변동 레벨 △E02 는 제 2 반파 정류 회로(3)로부터 출력된 부하 전류 IL2 가 0A에서 1.0A로 변경될 때 대략 2.2V 가 된다.

도 13과의 비교로부터 명백한 바와 같이, 전원 회로가 부하 전력 = 217W 에 대응하게 형성된 경우, 제 2 반파 정류 회로(3)로부터 얻어진 2차측 DC 출력 전압 E02 의 전압 변동 레벨 △E 는 대략 5.3V 가 된다. 그리고, 전원 회로가 부하 전력 = 82W 에 대응하게 형성된 경우, 제 2 반파 정류 회로(3)로부터 얻어진 2차측 DC 출력 전압 E02 의 전압 변동 레벨 △E 는 대략 4.2V 가 된다. 그러므로, 그러한 회로 구성들 중 어떠한 구성에 있어서도, 제 2 반파 정류 회로(3)로부터 출력된 부하 전류 IL2 의 변동으로부터 유도된 2차측 DC 출력 전압 E02 의 변동은 결국 크로스 레귤레이션의 악화를 방지하도록 억제될 수 있다.

결과적으로, 예컨대, 12V 로컬 레귤레이터가 제 2 반파 정류 회로(3)의 출력에 접속된다면, 부하 전류 IL2 의 변동으로부터 유도된 2차측 DC 출력 전압 E02 의 어떠한 전압 레벨 변동도 억제할 수 있게 되므로, 로컬 레귤레이터에서 발생된 열 에 의해 야기된 전력 손실을 감소시킬 수 있다. 또한, 로컬 레귤레이터용으로 제공된 라디에이터의 크기를 감소시킬 수 있다.

도 5에 도시된 바와 같이, 본 실시예의 전원 회로에서 제 1 반파 정류 회로(2)에 접속된 부하의 최대 부하 전력들 (217W 및 82W) 사이의 차에 기인하여 발생된 전압 레벨 차가 감소되므로, 2차측 DC 출력 전압 E02 의 레벨 변동이 정전압화된 2차측 DC 출력 전압 E01 에 접속된 부하의 변동에 의해 감소될 수 있다.

도 6은 또 다른 실시예의 절연 컨버터 변압기 PIT 에 권선들이 감겨지는 방법을 모식적으로 도시한다. 이러한 도면에 있어서, 도 2 및 도 10 과 대응하는 어떠한 성분 또는 영역들도 동일한 참조 번호들 또는 기호들로 표기되어 있으며, 반복되는 설명은 생략된다.

도 6a 의 절연 컨버터 변압기 PIT 에 있어서는, 도 2 의 상술한 절연 컨버터 변압기 PIT 의 2차 권선 N2 및 3차 권선 N3 가 서로 간에 바뀌었다. 이러한 구성에 있어서, 도면에 도시된 바와 같이, 3차 권선 N3 은 분할 보빈 B 의 중앙(하부측)에 감겨지고, 2차 권선 N2 는 3차 권선 N3 상에 감겨진다. 이러한 경우에 있어서도, 3차 권선 N3 는 그 인접하는 권선들이 고정된 균등한 권선 피치 CP 로 상호 이격되도록 감겨진다.

그러한 절연 컨버터 변압기 PIT를 채용하는 전원 회로의 상술한 구성에 있어서, 실례로 2차측 DC 출력 전압 EO2 의 전압 레벨은 상승될 수 있으며, 2차측 DC 출력으로부터 공급된 부하 전류 IL2 의 변동이 증가하는 경우에도, 2차측 DC 출력 전압 E02 의 레벨 변동을 여전히 억제할 수 있다.

일부 장치에서, 예컨대 24V 오디오 출력 레귤레이터를 2차측 DC 출력 전압 E02 에 접속할 필요성이 존재할 수 있다. 그리고, 그러한 오디오 출력 레귤레이터에서, 부하 전류 IL2 는 0A 내지 2A 의 비교적 광범위한 범위로 변화될 수 있다. 따라서, 상술한 구성의 절연 컨버터 변압기 PIT 는, 부하 전류 변동이 큰 오디오 출력 레귤레이터와 같은 회로의 접속에 특히 적합된다.

도 6b 에 도시된 절연 컨버터 변압기 PIT 의 2차측 구조에서는, 도 9 의 상술한 절연 컨버터 변압기 PIT 에서와 같이, 절연 컨버터 변압기 PIT 의 2차 권선 N2 에 중앙 탭 CT 가 제공된다. 하지만, 본 경우에 있어서, 2차 권선부 N2A 는 그 인접하는 권선들이 고정된 균등한 권선 피치로 상호 이격되는 방식으로 분할 보빈 B 주위에서 2차 권선 N2 상에 감겨진다. 즉, 2차 권선부 N2A 는 편파적으로 불균형하게 되지 않고서 분할 보빈 B 의 전체의 내부-보빈 권선폭 K2 에 고르게 감겨진다.

그러한 구성의 절연 컨버터 변압기 PIT를 채용하는 전원 회로는 예컨대, 10W 이하의 경부하가 제 2 반파 정류 회로(3)에 접속되는 경우에 특히 유용하게 적합된다. 이러한 경우에 있어서, 제 2 반파 정류 회로(3)의 정류 다이오드 D02 에 흐르는 2차측 정류된 전류 I4 의 동작 파형은 도 4c 에 도시된 파형과 동일하게 되므로, 2차측 DC 출력 전압 E02 의 변동값 △E02를 감소시킬 수 있다.

상술한 실시예는 복합 공진형 스위칭 컨버터로서, 그 1차측 상에 한 트랜지스터의 스위칭 소자가 구성된 단일-단 전압 공진형 컨버터가 전원 회로에 설치된 예시적 경우를 나타낸다. 하지만, 본 발명은 두 트랜지스터들의 스위칭 소자들을 번갈아 작동하는 푸시-풀 컨버터에도 역시 적용할 수 있다는 것을 이해해야 한다.

상술한 각각의 실시예에 있어서, 자려식 전압 공진형 컨버터가 1차측 상에 제공되지만, 본 발명은 예컨대, 자려식 발진 구동기 대신에 IC (집적 회로) 발진 구동기를 포함하여 그러한 IC 발진 구동기에 의해 전압 공진형 컨버터의 스위칭 소자를 구동하는 별개로 여자되는 구성에도 적용될 수 있다. 그러한 별개로 여자되는 구성이 채택될 때, 직교 제어 변압기 PRT 는 제거된다.

상술한 바와 같이 별개로 여자되는 구성이 채택될 때, 하나의 바이폴라 트랜지스터(BJT)로 구성되는 스위칭 소자 Q를, 두 바이폴라 트랜지스터들(BJT)이 달링턴 접속하는 달링턴 회로(Darlington circuit)로 교체될 수 있다. 또한, 하나의 바이폴라 트랜지스터(BJT)의 스위칭 소자 Q를, MOS-FET (MOS 전계 효과 트랜지스터; 금속 산화물 반도체), IGBT(전열 게이트 바이폴라 트랜지스터), 또는 SIT(정전 유도 사이리스터)로 교체될 수 있다. 그러한 달링턴 회로 또는 상기한 장치의 어떠한 것을 스위칭 소자로서 사용하여도, 개선된 효율이 얻어질 수 있다.

스위칭 소자로서 그러한 장치들을 사용하는데 있어서, 도시되지는 않았지만, 구동 회로의 구성은 스위칭 소자 Q 대신에 실제로 채용될 장치의 특성에 따라 변경될 수 있다. 예컨대, 스위칭 소자로서 MOS-FET를 사용하는 경우, 별개로 여자되는 전압 구동 구성이 채택될 수 있다.

본 발명의 양호한 실시예는 특정 사항을 사용하여 기술되었지만, 그러한 설명은 단지 예시적인 것일 뿐이며, 다음의 특허청구범위의 정신 또는 범위를 벗어나지 않고서 다양한 변경 또는 변형이 가능하다는 것을 이해할 수 있을 것이다.

본 발명은 2차측 상의 전력 손실을 감소시킬 수 있는 스위칭 전력 회로 및 절연 컨버터 변압기를 제공한다.

Claims

스위칭 전원 회로에 있어서:

입력된 상용 AC 전원 중에서 정류된 평활화 전압을 발생하여 이를 DC 입력 전압으로 출력하는 정류 및 평활화 수단;

1차 권선이 1차측에 감겨지고, 적어도 제 1의 2차 권선과 권회수(number of turns)가 미리 결정된 권회수 이하인 제 2의 2차 권선이 2차측에 감겨지는 절연 컨버터 변압기로서, 상기 1차 권선 및 상기 제 1의 2차 권선과 관련하여 소결합(loose coupling)에 대해 필요한 결합 계수를 얻도록 코어들에 갭을 가지며, 1차측의 출력을 2차측으로 전달하도록 작용하는, 상기 변압기;

온/오프 제어를 통하여 DC 입력 전압을 상기 절연 컨버터 변압기의 1차 권선으로 전달하는 스위칭 소자를 갖는 스위칭 수단;

공진 모드로 상기 스위칭 수단을 작동하는 1차측 공진 회로로서, 적어도, 상기 절연 컨버터 변압기의 1차 권선을 포함하는 누설 인덕턴스 성분 및 1차측 공진 커패시터의 커패시턴스로 이루어진, 상기 1차측 공진 회로;

공진 회로를 형성하도록 상기 절연 컨버터 변압기의 하나의 2차 권선의 누설 인덕턴스 성분 및 2차측 공진 커패시터의 커패시턴스로 이루어진 2차측 공진 회로로서, 상기 2차측 공진 커패시터는 상기 절연 컨버터 변압기의 2차 권선들 중 적어도 하나의 권선에 접속되는, 상기 2차측 공진 회로;

제 1의 2차 권선에서 유도된 교류 전압으로부터 제 1의 2차측 DC 출력 전압을 얻도록 형성된 제 1 DC 출력 전압 발생 수단;

제 2의 2차 권선에서 유도된 교류 전압으로부터 제 2의 2차측 DC 출력 전압을 얻도록 형성된 제 2 DC 출력 전압 발생 수단; 및

제 1의 2차측 DC 출력 전압의 레벨에 따라 상기 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 변화함으로써 제 1의 2차측 DC 출력 전압의 정전압 제어를 실행하는 정전압 제어 수단을 포함하며;

상기 절연 컨버터 변압기의 제 2의 2차 권선은 상기 1차 권선 및 상기 제 1의 2차 권선에 대하여 밀결합(tight coupling)의 상태를 얻도록 감겨지는, 스위칭 전원 회로.
제 1 항에 있어서,

상기 절연 컨버터 변압기의 제 2의 2차 권선은 제 1의 2차 권선과는 독립적으로 감겨지고, 제 1의 2차 권선의 감겨진 부분의 상부 또는 하부에서 인접한 권선들 사이에 고정된 균등한 권선 피치가 유지되도록, 권선들이 감겨진 영역들이 1차측과 2차측으로 분할되는 분할 보빈(split bobbin) 주위에 감겨지는, 스위칭 전원 회로.
제 1 항에 있어서,

상기 절연 컨버터 변압기의 제 2의 2차 권선은 탭을 통하여 제 1의 2차 권선에 그 한 단부가 접속되며, 제 1의 2차 권선의 감겨진 부분의 상부에서 인접한 권선들 사이에 고정된 균등한 권선 피치가 유지되도록, 권선들이 감겨진 영역들이 1차측과 2차측으로 분할되는 분할 보빈 주위에 감겨지는, 스위칭 전원 회로.
절연 컨버터 변압기에 있어서:

1차측에 감겨진 1차 권선;

2차측에 감겨진 제 1의 2차 권선, 및 권회수가 미리 결정된 수 이하인 제 2의 2차 권선; 및

소결합(loose coupling)에 대해 필요한 결합 계수가 상기 1차 권선 및 상기 제 1의 2차 권선에 대하여 얻어지도록 중앙의 자기 레그(magnetic leg)에 형성된 갭을 갖는 EE-형 코어를 포함하며;

상기 제 2의 2차 권선은 상기 1차 권선 및 상기 제 1의 2차 권선에 대하여 밀결합(tight coupling)의 상태를 얻도록 감겨지는, 절연 컨버터 변압기.
제 4 항에 있어서,

상기 절연 컨버터 변압기의 제 2의 2차 권선은 제 1의 2차 권선과는 독립적으로 감겨지고, 제 1의 2차 권선의 감겨진 부분의 상부 또는 하부에서 인접한 권선들 사이에 고정된 균등한 권선 피치가 유지되도록, 권선들이 감겨진 영역들이 1차측과 2차측으로 분할되는 분할 보빈 주위에 감겨지는, 절연 컨버터 변압기.
제 4 항에 있어서,

상기 절연 컨버터 변압기의 제 2의 2차 권선은 탭을 통하여 제 1의 2차 권선에 그 한 단부가 접속되며, 제 1의 2차 권선의 감겨진 부분의 상부에서 인접한 권선들 사이에 고정된 균등한 권선 피치가 유지되도록, 권선들이 감겨진 영역들이 1차측과 2차측으로 분할되는 분할 보빈 주위에 감겨지는, 절연 컨버터 변압기.