WO2004019472A1

WO2004019472A1 - 直流変換装置

Info

Publication number: WO2004019472A1
Application number: PCT/JP2003/010015
Authority: WO
Inventors: Mamoru Tsuruya
Original assignee: Sanken Electric Co., Ltd.
Priority date: 2002-08-22
Filing date: 2003-08-06
Publication date: 2004-03-04
Also published as: JP4123231B2; JPWO2004019472A1

Abstract

直流電源Ｖｄｃ１の両端に接続されたトランスＴ１の１次巻線５ａと第１スイッチＱ１との直列接続回路と、第１スイッチＱ１の両端に接続された第２スイッチＱ２とスナバコンデンサＣ３との直列接続回路と、コアに１次巻線５ａと密結合させた２次巻線５ｂの一端とコアに１次巻線５ａと疎結合させた３次巻線５ｃの一端とに接続されたダイオードＤ１、及びダイオードＤ１と３次巻線５ｃの一端との接続点と２次巻線５ｂの他端とに接続されたダイオードＤ２を有する整流回路と、３次巻線５ｃの他端と２次巻線５ｂの他端とに接続されたコンデンサＣ４と、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２とを交互にオン／オフさせる制御回路１０とを有する直流変換装置。

Description

技術分野

本発明は、高効率、小型、低ノイズな直流変換装置に関する。

背景技術

図 1に従来のこの種の直流変換装明置の回路構成図を示す。図 1に示す直流変換装置において、直流電源 Vdc 1にトランス T1の 1次巻線 50 a (巻数 n l) を介して MO S F ET等からなる主スィツチ書 Q 1が接続され、この主スィツチ Q

1の両端には、直列に接続された抵抗 R 2及びスナバコンデンサ C 12が接続されている。主スィッチ Q1は、制御回路 100の PWM制御によりオン Zオフするようになっている。

また、トランス T 1の 1次巻線 50 aとトランス T1の 2次巻線 50 bとは互いに逆相電圧が発生するように巻回されており、トランス T1の 2次巻線 5 O b

(巻数 n2) にはダイオード D 1及びコンデンサ C 11からなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランス T 1の 2次巻線 50 bに誘起された電圧（オン Zオフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷 R Lに出力する。

制御回路 100は、図示しない演算増幅器及びフォト力ブラを有し、演算増幅器は、負荷 RLの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷 RLの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スィッチ Q 1に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷 RLの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スィッチ Q 1のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになつている。

次に、このように構成された直流変換装置の動作を図 2に示すタイミングチヤートを参照しながら説明する。なお、図 2では、主スィッチ Q1の両端間の電圧 Q 1 V、主スィッチ Q1に流れる電流 Ql i、トランス Tlの 1次巻線 50 a (巻数 n 1 ) に流れる電流 n 1 i、ダイォード D 1に流れる電流 D 1 i、主スィツチ Q 1をオン Zオフ制御する Q 1制御信号を示している。

まず、時刻 t 31において、 Q1制御信号により主スィッチ Q1がオンし、直流電源 Vdc 1からトランス T 1の 1次卷線 50 aを介して主スィッチ Q 1に電流 Q 1 iが流れる。この電流は、時刻 t 32まで時間の経過とともに直線的に増大していく。また、 1次巻線 50 aを流れる電流 n 1 iも電流 Q 1 iと同様に時刻 t 32まで時間の経過とともに直線的に増大していく。

なお、時刻 t 31力、ら時刻 t 32では、 1次巻線 50 aの主スィツチ Q 1側が一側になり、且つ 1次卷線 50 aと 2次巻線 50 bとは逆相になっているので、ダィォード D 1のアノード側が一側になるため、ダイォ一ド D 1には電流 D 1 iは流れない。

次に、時刻 t 32において、主スィッチ Q1は、 Q1制御信号により、オン状態からオフ状態に変わる。このとき、トランス T 1の 1次巻線 50 aに誘起された励磁エネルギーと、リ一ケージインダクタ Lg (2次巻線 50 bと結合していないインダク夕ンス）の励磁エネルギーは、抵抗 R 2を介してスナバコンデンサ C 12に蓄えられる。このため、トランス T1の 1次巻線 50 aのリーケージィンダクタ Lgとスナバコンデンサ C 12とにより電圧共振が形成され、その共振周波数 fは、式（1) で表される。

f =1/ [2 TtX {LgXC 12} ^1/2] · · · (1)

また、そのときの共振波形は、図 3に示すように、ターンオフ時（オン状態からオフ状態に変わること）にリンギング波形 RG (減衰振動波形）となる。なお、スナバコンデンサ C 12の値と抵抗 R 2の値とを適当な値に調整すれば、このリンギング波形を非常に小さくすることができる。そして、このリンギング波形は、抵抗 R 2により時間の経過とともに減衰して一定値となり、この一定値は時刻 t 33直前まで継続する。また、時刻 t 32〜時刻 t 33では、主スィツチ Q 1がォフであるため、電流 Q 1 i及び電流 n 1 iは零になる。

なお、時刻 t 32から時刻 t 33では、 1次巻線 50 aの主スィツチ Q 1側が + 側になり、且つ 1次巻線 50 aと 2次巻線 50 bとは逆相になっているので、ダィォード D 1のアノード側が +側になるため、ダイォ一ド D 1に電流 D 1 iが流れる。

このような直流変換装置によれば、主スィッチ Q 1の両端にスナバ回路（C 1 2 , 2 ) を挿入し、主スィッチ Q 1の電圧の時間的な変化を緩やかにすることで、スイッチングノイズを低減できると共に、トランス T 1のリ一ケージインダクタンスによる主スィッチ Q 1へのサ一ジ電圧を抑制することができる。発明の開示

しかしながら、図 1に示す直流変換装置にあっては、スナバコンデンサ C 1 2 に充電された電荷を抵抗 R 2によって消費させるため、損失が増大した。この損失は、変換周波数に比例するため、小型化を目的として変換周波数を上昇させた場合には、損失が増大し、効率が低下する欠点があった。

また、図 1に示す直流変換装置にあっては、主スィッチ Q 1をオンした時にトランス T 1にエネルギーを蓄え、主スィッチ Q 1をオフした時に 2次巻線 5 0 を介して負荷 R Lに電力を供給する構成となっている。このとき、トランス T 1 が直流励磁（直流磁化）されるため、トランス T 1の B— H特性は図 4に示すように直流励磁分にさらに交流分（磁束の動作範囲）が加わったものとなり、交流分の動作範囲が狭い。このため、図 5に示すように、コの字型のコア 1 1 0， 1 1 1との間に比較的大きなギャップ 1 1 3を設け、コアの飽和を回避していた。このため、ギャップ 1 1 3の周辺の磁束により、巻線 5 0 a , 5 0 bに渦電流が生じ、効率低下の原因となっていた。

本発明は、トランスの直流励磁の軽減によるトランスの小型化とスィッチのゼ口電圧スイッチングを可能とし、小型、高効率、低ノイズ化することができる直流変換装置を提供することにある。

本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。本発明の第 1の技術的側面によれば、直流変換装置は、直流電源の両端に接続され、トランスのコアに巻回された 1次巻線と第 1スィツチとが直列に接続された第 1直列回路と、前記第 1スィツチの両端又は前記 1次巻線の両端に接続され、第 2スィツチとスナバコンデンサとが直列に接続された第 2直列回路と、前記コアに前記 1次巻線と密結合させて巻回された前記トランスの 2次巻線と、前記コアに前記 1次巻線と疎結合させて巻回された前記トランスの 3次巻線と、前記 2次卷線に直列に接続された第 1整流素子、及び該第 1整流素子と該 2次巻線との直列回路に並列に接続された第 2整流素子を有する整流回路と、前記第 2整流素子に並列に前記 3次巻線を介して接続された平滑回路と、前記第 1スィッチと前記第 2スィッチとを交互にオン Zオフさせる制御回路とを有することを特徴とする。

本発明の第 2の技術的側面によれば、直流変換装置は、さらに、前記 2次巻線の巻数と前記 3次巻線の巻数とは同数であり、前記 2次巻線は、前記 1次巻線に対して逆相に巻回され、前記 3次卷線は、前記 1次巻線と同相に巻回されていることを特徴とする。

本発明の第 3の技術的側面によれば、直流変換装置は、さらに、前記制御回路は、前記第 1スィッチをターンオンするときに、前記第 1スィッチの電圧が該第 1スィツチと並列に接続された共振用コンデンサと前記トランスの巻線間のリ一ケージインダク夕ンスとの共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中に前記第 1スィッチをオンさせることを特徴とする。

本発明の第 4の技術的側面によれば、直流変換装置は、さらに、前記第 1整流素子の両端に接続された第 3スィッチと、前記第 2整流素子の両端に接続された第 4スィッチとを有し、前記制御回路は、前記第 1スィッチと前記第 2スィッチとを交互にオン/オフさせ、前記第 1スィッチと前記第 4スィッチとを同時にォン又はオフさせ、前記 2スィッチと前記第 3スィッチとを同時にオン又はオフさせることを特徴とする。

本発明の第 5の技術的側面によれば、直流変換装置は、さらに、前記第 1整流素子の両端に接続された第 3スィッチと、前記第 2整流素子の両端に接続された第 4スィッチとを有し、前記制御回路は、前記第 1スィッチと前記第 2スィッチとを交互にオン/オフさせ、前記第 1スィツチと前記第 4スィツチとを同時にォフさせ、前記 2スィッチと前記第 3スィッチとを同時にオン又はオフさせ、前記第 1スィッチをオンさせる直前に前記第 3スィッチと前記第 4スィッチをオンさせることを特徴とする。

本発明の第 6の技術的側面よれば、直流変換装置は、さらに、前記直流電源が、交流電源と、この交流電源に接続されて交流電圧を整流する入力整流回路とからなり、前記入力整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、入力平滑コンデンサと前記交流電源がオンされたときに前記入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗とが直列に接続された直列回路を有し、前記第 1スィツチは、前記入力整流回路の一方の出力端に前記トランスの 1次巻線を介して接続されたノ一マリオンタイプのスィッチからなり、前記制御回路は、前記交流電源がォンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記第 1スィッチをオフさせ、前記入力平滑コンデンサが充電された後、前記第 1スイッチをオン Zオフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする。本発明の第 7の技術的側面によれば、直流変換装置は、第 6の技術的側面に加えてさらに、前記トランスが 4次巻線をさらに備え、該トランスの 4次巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする。本発明の第 8の技術的側面によれば、直流変換装置は、さらに、前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スィッチを有し、前記制御回路は、前記第 1 スィツチのスィツチング動作を開始させた後、前記半導体スィツチをオンさせることを特徴とする。図面の簡単な説明

図 1は、従来の直流変換装置を示す回路構成図である。

図 2は、従来の直流変換装置の各部における信号のタイミングチヤ一トである。図 3は、従来の直流変換装置における主スィツチのターンオフ時のリンギング波形を示すタイミングチヤ一トである。

図 4は、従来の直流変換装置に設けられたトランスの B—H特性を示す図である。

図 5は、従来の直流変換装置に設けられたトランスを示す構造図である。

図 6は、第 1の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。図 7は、第 1の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。

図 8は、第 1の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。図 9は、第 1の実施の形態に係る直流変換装置のスィツチ Q 1のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチヤ一卜である。

図 1 0は、第 1の実施の形態に係る直流変換装置のスィツチ Q 1の夕一ンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチヤ一トである。

図 1 1は、第 1の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスの B— H特性を示す図である。

図 1 2は、第 2の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。図 1 3は、第 2の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号の夕イミングチヤ一卜である。

図 1 4は、第 2の実施の形態に係る直流変換装置のスィッチ Q 1がオンする時の各部における信号のタイミングチヤ一トである。

図 1 5は、スィッチ Q 2をオフ時の電流が多いときとオフ時の電流が少ないときのスィツチ Q 1の共振電圧波形を示す図である。

図 1 6は、第 2の実施の形態に係る直流変換装置のスィッチ Q 1がオフする時の各部における信号のタイミングチヤ一トである。

図 1 7は、第 3の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。図 1 8は、第 3の実施の形態に係る直流変換装置の動作を説明するための図である。

図 1 9は、第 3の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号の夕イミングチャートである。発明を実施するための最良の形態

以下、本発明に係る直流変換装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。第 1の実施の形態

第 1の実施の形態に係る直流変換装置は、主スィツチオン時にトランスの 2次側の卷線を介して直接負荷に電力を供給することによりコアの直流励磁を回避し、 2次側の巻線のリーケージインダクタンスにより 2次側電流を連続させて、平滑コンデンサのリップル電流を軽減させることを特徴とする。このため、 2次側に新たに 3次巻線を設け、フリーホイール動作時、 2次側電流による直流励磁をキャンセルさせるとともに、 1次側から見た 2次側のィンピーダンスを上昇させ、ァクティブスナバ回路によるスィツチのゼロ電圧スィツチング動作を行わせるように構成したものである。

図 6は第 1の実施の形態に係る直流変換装置の回路構成図である。図 6に示す直流変換装置において、直流電源 V d e lの両端にはトランス T 1の 1次卷線 5 a (巻数 n l ) と MO S F E T等からなるスィッチ Q 1 (主スィッチ）との直列回路が接続されている。スィツチ Q 1の両端にはダイォード D 3と共振用コンデンサ C 1とが並列に接続されている。ダイォード D 3及び共振用コンデンサ C 1 は、スィッチ Q 1の寄生ダイオード及び寄生容量であってもよい。

トランス T 1の 1次巻線 5 aの一端とスィツチ Q 1の一端との接続点には MO S F E T等からなるスィッチ Q 2 (補助スィッチ）の一端が接続され、スィッチ Q 2の他端はスナパコンデンサ C 3を介して直流電源 V d c 1の負極に接続されている。なお、スィッチ Q 2の他端はスナバコンデンサ C 3を介して直流電源 V d c 1の正極に接続されていてもよい。スィッチ Q 2の両端にはダイオード D 4 及びコンデンサ C 2が並列に接続されている。ダイオード Q 4及びコンデンサ C 2は、スィッチ Q 2の寄生ダイオード及び寄生容量であってもよい。スィッチ Q 1， Q 2は、共にオフとなる期間（デッドタイム）を有し、制御回路 1 0の PW M制御により交互にオン/オフする。

トランス T 1のコアには、 1次巻線 5 aと密結合させてトランス T 1の 2次巻線 5 b (n 2 ) が巻回されており、また、トランス T 1のコアには、 1次巻線 5 aと疎結合させてトランス T 1の 3次卷線 5 c (n 3 ) が巻回されている。 2次巻線 5 bの一端と 3次卷線 5 cの一端とはダイオード D 1 (本発明の第 1整流素子に対応）に接続され、ダイオード D 1と 3次巻線 5 cの一端との接続点と 2次巻線 5 bの他端とはダイオード D 2 (本発明の第 2整流素子に対応）に接続されており、ダイオード D 1とダイオード D 2とで整流回路を構成している。 3次巻線 5 cの他端と 2次巻線 5 bの他端とはコンデンサ C 4 (本発明の平滑回路に対応）に接続されている。このコンデンサ C 4は 3次卷線 5 cの電圧を平滑して直流出力を負荷 R Lに出力する。

また、トランス T 1の 2次巻線 5 bの巻数とトランス T 1の 3次巻線 5 cの巻数とは同数となっている。トランス T 1の 2次巻線 5 bは、トランス T 1の 1次卷線 5 aに対して逆相に巻回され、トランス T 1の 3次卷線 5 cは、トランス T 1の 1次巻線 5 aと同相に巻回されている。

制御回路 1 0は、スィッチ Q 1とスィッチ Q 2とを交互にオン/オフ制御し、負荷 R Lの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スィッチ Q 1に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スィツチ Q 2に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷 R Lの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スィッチ Q 1のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。

また、制御回路 1 0は、スィッチ Q 1を夕一ンオンするときに、スィッチ Q 1 の電圧がスィツチ Q 1と並列に接続された共振用コンデンサ C 1とトランス T 1 の巻線間のリ一ケージィンダク夕ンスとの共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中にスィッチ Q 1をオンさせる。

図 7は第 1の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。図 7に示すトランスは、日の字型のコア 2 0を有し、コア 2 0のコア部 2 0 aには、 1次巻線 5 aと、 1次巻線 5 aと近接して 1次巻線 5 aと密結合させた 2次巻線 5 bと、 1次巻線 5 aと疎結合させた 3次巻線 5 cとが巻回されている。 1次卷線 5 a 3次巻線 5 cとを疎結合させるために、コア部 2 0 aには 2 次巻線 5 bと 3次巻線 5 cとの間に突起部 2 0 bが形成されている。また、この突起部 2 0 bにより漏れ磁束が増加するので、 3次卷線 5 cのリ一ケ一ジィンダクタンスを大きくすることができる。次にこのように構成された第 1の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図 8 乃至図 10に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図 8は第 1の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチヤ一卜である。図 9は第 1の実施の形態に係る直流変換装置のスィツチ Q 1のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。図 10は第 1の実施の形態に係る直流変換装置のスィツチ Q 1の夕一ンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチヤ一トである。

なお、図 8乃至図 10では、スィッチ Q1の両端間の電圧 Q l v、スィッチ Q 1に流れる電流 Ql i、スィッチ Q 2の両端間の電圧 Q 2 v、スィッチ Q 2に流れる電流 Q 2 i、ダイオード D 4に流れる電流 D 4 i、トランス T 1の 3次巻線 5 cに流れる電流 n 3 iを示している。

まず、時刻 t 1 (時刻 t 11〜 t 12に対応）において、スィツチ Q 1をオンさせると、 Vd c l→5 a→Ql→Vdc lで電流 Q 1 i ( 1次卷線 5 aに流れる電流 I Iに相当）が流れる。また、これと同時に 1次巻線 5 aに疎結合した 3次巻線 5 cにも電圧が発生し、 5 c→C4→D2→5 cで電流 n 3 i (電流 I 1に対応した電流 I 1' に相当）が流れるため、負荷 RLに電力が供給される。 3次巻線 5 cは、 1次卷線 5 aと疎結合に結合され、大きなリ一ケージィンダク夕ンスを有する。このとき、等アンペアターンの法則により、 I 1 · n 1= I 1， · n 3が成立し、直流励磁分はキャンセルされる。

次に、時刻 t 2 (時亥 IJ t 21〜 t 22に対応）において、スィッチ Q 1をオフさせると、 1次巻線 5 aに蓄えられた励磁エネルギーにより電流が流れてコンデンサ C l，コンデンサ C 2が充電される。このとき、トランス T 1の 1次卷線 5 a のリーケージインダクタンスと共振用コンデンサ C 1とにより電圧共振が形成されて、スィッチ Q1の電圧 Q l Vが上昇する。

そして、スィッチ Q1の電圧がコンデンサ C 3の電圧と同電圧となったとき、即ち、時刻 t 23において、ダイオード D 4が導通して、ダイオード電流 D 4 i (図 8に示す。）が流れてコンデンサ C 3が充電されていく。このとき、スィッチ Q 2をオンさせることにより、スィッチ Q 2は、ゼロ電圧スィッチとなる。次に、コンデンサ C 3への充電が完了し、コンデンサ C 3へ蓄えられた電荷は、スィッチ Q 2を介して入力側、即ち、 1次巻線 5 aに帰還される。このとき、 1 次巻線 5 aの參印の有る側が—で他の側が +であるため、 2次側でも、 2次巻線 5 bの秦印の有る側が—で他の側が +となり、 3次卷線 5 cの ·印の有る側が一で他の側が +となる。また、 2次卷線 5 bと 3次卷線 5 cとに同電圧（巻数が同じ）が発生するため、両卷線 5 b , 5 c間の電圧の和はゼロとなる。このため、 3次巻線 5 cのリ一ケージインダクタンスにより、 5 b→D 1→5 c→R L→5 bで電流 n 3 iが流れ続ける。このため、負荷 R Lにはスィツチ Q 1がオン時でもオフ時でも電流が流れることになり、コンデンサ C 4のリツプル電流を軽減させることができる。

また、 2次巻線 5 bと 3次巻線 5 cとは、巻数が同じで極性が逆であることから、両巻線 5 b , 5 cの起磁力は打ち消されてゼロとなる。即ち、直流励磁分がキャンセルされる。

従って、 1次側から見た 2次側のインピーダンスは高くなり、時刻 t 3 (時刻 t lと同様）において、スィッチ Q 2がオフした場合には、スィッチ Q 2の電流は、ほとんど共振用コンデンサ C 1，コンデンサ C 2を放電する。このため、時刻 t 1 2において、スィッチ Q 1の電圧は降下してゼロとなり、ダイオード D 3 が導通する。このとき、スィッチ Q 1をオンさせることにより、ゼロ電圧スイツチを達成することができる。

このように第 1の実施の形態に係る直流変換装置によれば、トランス T 1の 2 次側に 3次巻線 5 cを設け、 1次巻線 5 aと 3次巻線 5 cとを疎結合させ、 1次巻線 5 aと 2次巻線 5 bとを密結合させ、スィツチ Q 1がオン時には、動作状態でのトランス T 1の直流励磁は、 1次巻線 5 aと 3次卷線 5 cとにおいて同一で逆な起磁力によりキャンセルされ、また、スィッチ Q 1がオフ時には、動作状態でのトランス T 1の直流励磁は、 2次巻線 5 bと 3次巻線 5 cとにおいて同一で逆な起磁力によりキャンセルされる。このため、励磁インダクタンスを高くできるため、励磁電流が少なく損失も低減できる。また、ゼロ電圧スイッチングを可能とし、小型、高効率、低ノイズ化することができる直流変換装置を提供することができる。

図 1 1は第 1の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスの B—H 特性を示す図である。前述したように、第 1の実施の形態に係る直流変換装置では、直流励磁がキャンセルされるので、図 1 1に示すように、直流励磁分は略ゼ口となる。図 1 1に示す B— H特性において、スィッチ Q 1がオン時には磁界 H 及び磁束 Bが上昇して、斜線部分で示す励磁エネルギー E 1がコアに蓄えられる (図 1 1の S 1 )。

次に、スィッチ Q 1がオフ時には、磁界 H及び磁束 Bが下降して、斜線部分で示すエネルギー E 1がコンデンサ C 1とコンデンサ C 2に蓄えられる（図 1 1の S 2 ) ₀

さらに、スィッチ Q 1がオフ時には、コンデンサ C 3に蓄えられた電荷がスィツチ Q 2を介して 1次巻線 5 aに放電し、磁界 H及び磁束 Bがさらに下降して、磁界 H及び磁束 Bがマイナス方向に移行する。即ち、 1次巻線 5 aに逆方向電流が流れてエネルギー E 2が蓄えられる（図 1 1の S 3 )。ここで、ロスがなければ、エネルギー E 1とエネルギー E 2とは同じになるが、一般には、ロスがあるので、エネルギー E 2はエネルギー E 1よりも小さくなるため、エネルギーは、元の値には戻らない。

また、直流励磁分は略ゼロとなるので、コア 2 0のギャップをゼロにすることができる。また、直流励磁分は略ゼロとなるので、磁束の動作範囲が拡大することができる。これにより、トランスを小型化することができる。第 2の実施の形態

図 1 2は第 2の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。図 1 2に示す直流変換装置は、低圧大電流用途で 2次側ダイオードを F E Tからなる同期整流器とした場合の回路例である。 F E Tは、オン抵抗（例えば 0 . 0 1 Ω) が非常に小さいため、損失が非常に小さくなる。このため、 F E Tを整流素子とする同期整流器を用いた。また、図 1 2に示す直流変換装置は、励磁電流ゃリ一ケージインダク夕ンスを増やすことなくソフトスイッチングを行い、高効率としたことを特徴とする。

図 1 2において、ダイオード D 1の両端には MO S F E T等からなるスィッチ Q 3が接続され、ダイオード D 2の両端には MO S F E T等からなるスィツチ Q 4が接続されている。

制御回路 1 1は、スィッチ Q 1〜Q 4の各々のゲートに各々のゲート信号を出力してスィッチ Q 1〜Q 4の各々をオン/オフ制御する。制御回路 1 1は、スィツチ Q 1とスィツチ Q 2とを相補的にオン/オフさせ、スィツチ Q 1とスィツチ Q 4とを同時にオン又はオフさせ、スィツチ Q 2とスィツチ Q 3とを同時にオン又はオフさせる。

また、制御回路 1 1は、スィッチ Q 1をオンさせる直前（スィッチ Q 2がオン、スィッチ Q 3がオンの状態）にスィツチ Q 4をオンさせた後、スィッチ Q 2をォフさせ、スィッチ Q 1をオンさせることを特徵とする。

なお、図 1 2に示すその他の構成は、図 6に示す直流変換装置の構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。

次に、このように構成された第 2の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図 1 3乃至図 1 6に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。

図 1 3は第 2の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。図 1 4は第 2の実施の形態に係る直流変換装置のスィッチ Q 1がオンする時の各部における信号のタイミングチヤ一トである。図 1 5はスィツチ Q 2のオフ時の電流が多いとき（I ) とオフ時の電流が少ないとき（Π ) のスィッチ Q 1の共振電圧波形を示す図である。図 1 6は第 2の実施の形態に係る直流変換装置のスィツチ Q 1がオフする時の各部における信号のタイミングチヤ一卜である。

なお、図 1 3、図 1 4、図 1 6では、スィッチ Q 1の両端間の電圧 Q l V、スイッチ Q 1に流れる電流 Q 1 i、スィッチ Q 2の両端間の電圧 Q 2 v、スィッチ Q 2に流れる電流 Q 2 iを示し、図 1 4及び図 1 6に示す Q 1 g〜Q 4 gは、各スィッチ Q 1〜Q 4のゲート信号を示している。

まず、スィッチ Q 1をオンするときの動作を図 1 4に示すタイミングチャートを用いて説明する。期間 T1では、スィッチ Q1がオフ、スィッチ Q 2がオン、スィッチ Q 3がオン、スィッチ Q4がオフである。このとき、 5 b→Q3→5 c →RL→5 bで電流が流れる。

スィッチ Q 1をオンするときには、その前（期間 T1) からスィッチ Q 2とスイッチ Q 3がオンしているが、期間 T 2において、スィッチ Q 4のゲートにゲ一ト信号を出力し、スィッチ Q4を先にオンする。このため、スィッチ Q2とスィツチ Q 3とスィッチ Q4がオンすることになる。すると、 2次卷線 5 bが短絡されるため、 1次巻線 5 aのインピーダンスが低くなり、 5 a→Q2→C3と電流が流れて、スィッチ Q 2の電流が直線的に増加する。即ち、 1次巻線 5 aの電流を増大させることができる。

この電流が増加したところ、即ち、期間 T 3において、スィッチ Q 2をオフすると（スィッチ Q 1のターンオン時）、リ一ケ一ジインダクタンスと共振用コンデンサ C 1 (スィッチ Q1の寄生容量でも良い。）とで共振を起こす。このときの共振動作を図 15を用いて説明する。スィッチ Q 2のオフ時にはマイナスのサージ電圧が発生するので、図 15に示すように、オフ時のスィッチ Q 2の電流が多いと電圧の谷が深くなり（1)、電流が少ないと電圧の谷が浅くなり（Π)、ゼロ電圧まで届かない。従来のタイミング（先にスィッチ Q 2をオフする。）では、トランス Τ 1の励磁電流が流れているので、電流が小さく、スィッチ Q 2をオフしても逆起電力も小さく、スィッチ Q1の電圧がゼロ電圧まで下がらない（Π)。第 2の実施の形態では、スィッチ Q 2をオフする前（スィッチ Q1をオンする前）にスィッチ Q 4をオンして、トランス Τ 1のリーケージインダクタンスに電流を流して、その電流を増加させてからスィッチ Q 2をオフさせるので、逆起電力が大きく、スィツチ Q 1の電圧を容易にゼロ電圧まで下げることができる（ I )。なお、この期間 Τ 3では、スナバコンデンサ C 3が充電されてスィッチ Q 2の電圧が上昇する。また、スィッチ Q 2をオフした時に、共振用コンデンサ C l，コンデンサ C 2の電荷を急峻に放電することができ、スィッチ Q1, スィッチ Q 2のデットタイム（両方オフの時間）を短く、又は共振用コンデンサ C 1，コンデンサ C 2の容量が大きくても、ゼロ電圧スィッチが可能となる。次に、期間 T 4において、スィッチ Q lがゼロ電圧になった後に、ダイオード D 3に電流が流れている期間に、スィツチ Q 1のゲートにゲ一ト信号を入力する。即ち、ソフトスイッチングでスィッチ Q 1をオンしたことになるので、スィッチ Q 1のスイッチングロスを低減できる。

次に、期間 T 5では、スィッチ Q 1がオン、スィッチ Q 2がオフ、スィッチ Q 3がオフ、スィッチ Q 4がオンである。このとき、直流電源 V d c 1からトランス T 1の 1次巻線 5 aを介してスィッチ Q 1に電流が流れて、 1次巻線 5 aにェネルギー（ 1次巻線 5 aのき印の有る側が +で他の側が—）が蓄積される。また、 1次巻線 5 aに疎結合した 3次巻線 5 cにも電圧が発生し、 5 c→C 4→Q 4→ 5 cで電流 n 3 i (電流 I 1に対応した電流 I 1 ' に相当）が流れるため、負荷 R Lに電力が供給される。

次に、スィツチ Q 1がオフするときの動作を図 1 6に示すタイミングチヤ一トを用いて説明する。

まず、期間 T 6において、スィッチ Q 1をオフすると、トランス T 1のリーケ —ジインダクタンスと共振用コンデンサ C 1によって共振を起こし、スィッチ Q 1の電圧は上昇していき、スィツチ Q 2の電圧は下降していく。

そして、期間 T 7において、スィッチ Q 2の電圧が零になると、ダイオード D 4がオンしてダイオード D 4に電流が流れ、トランス T 1の 1次巻線 5 aに誘起されたエネルギーは、ダイオード D 4を介してスナバコンデンサ C 3に蓄えられる。次に、ダイオード D 4のオン期間に、スィッチ Q 2のゲート信号を入力してスィッチ Q 2がオンする。これにより、スィツチ Q 2をソフトスィツチングできる。

このように第 2の実施の形態に係る直流変換装置によれば、スィツチ Q 1をォンする直前にスィッチ Q 2がオン状態の時、スィッチ Q 4をオンすると、 2次巻線 5 bが短絡されるため、 1次巻線 5 aのインピーダンスが低くなり、 1次巻線 5 aの電流を増大させることができる。これにより、スィッチ Q 2をオフした時に共振用コンデンサ C 1，コンデンサ C 2の電荷を急峻に放電することができ、スィッチ Q 1 , スィッチ Q 2のデットタイム（両方オフの時間）を短く、又は共振用コンデンサ C l，コンデンサ C 2の容量が大きくても、ゼロ電圧スィッチが可能となる。

また、スィツチ Q 2の電流を増加させてからスィツチ Q 2をオフさせるので、逆起電力が大きく、スィッチ Q 1の電圧を容易にゼロ電圧まで下げることができる。従って、トランス T 1の励磁電流やリーケージインダクタンスを増やすことなくスィッチ Q 1をソフトスイッチングでき、これによつて高効率な直流変換装置を提供することができる。

なお、第 2の実施の形態では、同期整流器に、スィッチ Q 3とこのスィッチ Q 3に並列に接続されたダイォ一ド D 1とを設けたが、ダイォード D 1のみを設けても良い。第 2の実施の形態では、期間 T 1において、スィッチ Q 3がオンであり、 5 b→Q 3→5 c→R L→5 bで電流が流れるが、ダイオード D 1のみでも、 5 b→D 1→5 c→R L→5 bで電流が流れる。即ち、ダイオード D 1に順方向に電流が流れて導通しているため、ダイォード D 1のみでも良い。第 3の実施の形態

次に第 3の実施の形態に係る直流変換装置を説明する。第 1及び第 2の実施の形態に係る直流変換装置では、スィッチとして、ノーマリオフタイプの MO S

F E T等を用いた。このノ一マリオフタイプのスィッチは、電源がオフ時にォフ状態となるスィッチである。

一方、 S I T (static induction transistor, 静電誘導トランジスタ）等のノ一マリオンタイプのスィッチは、電源がオフ時にオン状態となるスィッチである。このノーマリオンタイプのスィッチは、スィツチングスピードが速く、オン抵抗も低くスイッチング電源等の電力変換装置に使用した場合、理想的な素子であり、スィツチング損失を減少させ高効率が期待できる。

しかし、ノーマリオンタイプのスイッチング素子にあっては、電源をオンすると、スィッチがオン状態であるため、スィッチが短絡する。このため、ノ一マリオンタイプのスィツチを起動できず、特殊な用途以外には使用できない。

そこで、第 3の実施の形態に係る直流変換装置は、第 2の実施の形態に係る直流変換装置の構成を有すると共に、スィッチ Q 1にノーマリオンタイプのスィッチを使用するために、交流電源オン時に、入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する目的で挿入されている突入電流制限抵抗の電圧降下による電圧を、ノーマリオンタイプのスィッチの逆バイアス電圧に使用し、電源オン時の問題をなくす構成を追加したことを特徴とする。

図 1 7は第 3の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。図 1 7に示す直流変換装置は、図 1 2に示す第 2の実施の形態に係る直流変換装置の構成を有すると共に、交流電源 V a c 1から入力される交流電圧を全波整流回路 B 1で整流して、得られた電圧を別の直流電圧に変換して出力するもので、全波整流回路 B 1の一方の出力端 P 1と他方の出力端 P 2との間には、入力平滑コンデンサ C 5と突入電流制限抵抗 R 1とからなる直列回路が接続されている。なお、交流電源 V a c 1及び全波整流回路 B 1は、図 1 2に示す直流電源 V d e lに対応する。

全波整流回路 B 1の一方の出力端 P 1には、トランス T 1の 1次巻線 5 aを介して S I T等のノーマリオンタイプのスィッチ Q 1 nが接続され、スィッチ Q 1 nは、制御回路 1 1 aの PWM制御によりオン Zオフする。なお、スィッチ Q 1 n以外のスィツチ Q 2乃至スィッチ Q 4は、ノ一マリオフタイプのスィッチである。

また、突入電流制限抵抗 R 1の両端にはスィツチ S 1が接続されている。このスィッチ S 1は、例えばノーマリオフタイプの M〇S F E T， B J T (バイポ一ラ接合トランジスタ）等の半導体スィッチであり、制御回路 1 1 aからの短絡信号によりオン制御される。

突入電流制限抵抗 R 1の両端には、コンデンサ C 6と抵抗 R 2とダイォード D

5とからなる起動電源部 1 2が接続されている。この起動電源部 1 2は、突入電流制限抵抗 R 1の両端に発生する電圧を取り出し、コンデンサ C 6の両端電圧をスィッチ Q 1 nのゲートへの逆バイアス電圧として使用するために、制御回路 1 l aに出力する。また、入力平滑コンデンサ C 5に充電された充電電圧を制御回路 1 1 aに供給する。制御回路 11 aは、交流電源 Va c 1をオンしたときに、コンデンサ C6から供給された電圧により起動し、制御信号として端子 bからスィッチ Ql nのゲートに逆バイアス電圧を出力し、スィッチ Q I nをオフさせる。この制御信号は、例えば、 — 15 Vと 0 Vとのパルス信号からなり、 _ 15 Vの電圧によりスイツチ Q I nがオフし、 0Vの電圧によりスィッチ Q 1 nがオンする。

制御回路 11 aは、入力平滑コンデンサ C 5の充電が完了した後、端子から制御信号として 0Vと— 15 Vとのパルス信号をスィッチ Q 1 nのゲートに出力し、スィッチ Ql nをスイッチング動作させる。制御回路 11 aは、スィッチ Q 1 nをスイッチング動作させた後、所定時間経過後にスィッチ S 1のゲートに短絡信号を出力し、スィッチ S 1をオンさせる。

また、トランス T1に設けられた 4次巻線 5 d (巻数 n4) の一端は、スイツチ Q I nの一端とコンデンサ C 7の一端と制御回路 11 aとに接続され、 4次卷線 5 dの他端は、ダイオード D 7の力ソードに接続され、ダイオード D 7のァノ一ドはコンデンサ C 7の他端及び制御回路 11 aの端子 cに接続されている。 4 次巻線 5 dとダイオード D 7とコンデンサ C 7とは通常動作電源部 13を構成し、この通常動作電源部 13は、 4次巻線 5 dで発生した電圧をダイオード D 7及びコンデンサ C 7を介して制御回路 11 aに供給する。

次にこのように構成された第 3の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図 1 7乃至図 19を参照しながら説明する。

なお、図 19において、 Vac 1は、交流電源 V a c 1の交流電圧を示し、入力電流は、交流電源 Vac 1に流れる電流を示し、 R1電圧は、突入電流制限抵抗 R 1に発生する電圧を示し、 C5電圧は、入力平滑コンデンサ C 5の電圧を示し、 C6電圧は、コンデンサ C 6の電圧を示し、出力電圧は、コンデンサ C 4の電圧を示し、制御信号は、制御回路 11 aの端子 bからスィッチ Qlnのゲートへ出力される信号を示す。

まず、時刻 t oにおいて、交流電源 Vac 1を印加（オン）すると、交流電源 Va c 1の交流電圧は全波整流回路 B 1で全波整流される。このとき、ノーマリ

Inは、オン状態であり、スィッチ S 1は、オフ状態である。このため、全波整流回路 B 1からの電圧は、入力平滑コンデンサ C 5を介して突入電流制限抵抗 R 1に全て印加される（図 1 8中の①)。

この突入電流制限抵抗 R 1に発生した電圧は、ダイオード D 5、抵抗 R 2を介してコンデンサ C 6に蓄えられる（図 1 8中の②)。ここで、コンデンサ C 6の端子 f側が例えば零電位となり、コンデンサ C 6の端子 g側が例えば負電位となる。このため、コンデンサ C 6の電圧は、図 1 9に示すように、負電圧（逆バイアス電圧）となる。このコンデンサ C 6の負電圧が端子 aを介して制御回路 1 1 aに供給される。

そして、コンデンサ C 6の電圧が、スィッチ Q 1 nのスレツシホ一ルド電圧 T H Lになった時点（図 1 9の時刻 t 1 ) で、制御回路 1 1 aは、端子 bから— 1 5 Vの制御信号をスィッチ Q l nのゲートに出力する（図 1 8中の③)。このため、スィツチ Q 1 nは、オフ状態となる。

すると、全波整流回路 B 1からの電圧により、入力平滑コンデンサ C 5は、充電されて（図 1 8中の④)、入力平滑コンデンサ C 5の電圧が上昇していき、入力平滑コンデンサ C 5の充電が完了する。 .

次に、時刻 t 2において、制御回路 1 1 aは、スイッチング動作を開始させる。始めに、端子 bから 0 Vの制御信号をスィッチ Q I nのゲートに出力する（図 1 8中の⑤)。このため、スィッチ Q I nは、オン状態となるため、全波整流回路 B 1の一方の出力端 P 1からトランス T 1の 1次卷線 5 aを介してスィッチ Q 1 n に電流が流れて（図 1 8中の⑥）、トランス T 1の 1次巻線 5 aにエネルギーが蓄えられる。このとき、 1次巻線 5 aに疎結合した 3次巻線 5 cにも電圧が発生し、 5 c→C 4→Q 4→5 cで電流が流れるため、負荷 R Lに電力が供給される。また、トランス T 1の 1次巻線 5 aと電磁結合している 4次巻線 5 dにも電圧が発生し、発生した電圧は、ダイオード D 7及びコンデンサ C 7を介して制御回路 1 1 aに供給される（図 1 8中の⑦)。このため、制御回路 1 1 aが動作を継続することができるので、スィッチ Q 1 nのスイッチング動作を継続して行うことができる。

次に、時刻 t 3において、端子 bから _ 1 5 Vの制御信号をスィッチ Q l nのゲートに出力する。このため、時刻 t 3にスィッチ Q 1 nがオフして、 1次卷線 5 aに発生した逆起電力により、 5 b→Q 3→5 c→R L→5 bで電流が流れ、負荷 R Lに出力電圧が発生する。また、時刻 t 3にトランス T 1の漏洩インダク夕ンスと共振用コンデンサ C 1による共振を起こし、スィツチ Q 1 nの電圧は上昇していき、スィッチ Q 2の電圧は下降していく。

また、時刻 t 3に制御回路 1 1 aから短絡信号をスィッチ S 1に出力すると、スィッチ S 1がオンして（図 1 8中の⑧)、突入電流制限抵抗 R 1の両端が短絡される。このため、突入電流制限抵抗 R 1の損失を減ずることができる。

なお、時刻 t 3は、交流電源 V a c 1をオンしたとき（時刻 t o ) からの経過時間として設定され、例えば入力平滑コンデンサ C 5と突入電流制限抵抗 R 1との時定数（て = C 5 - R 1 ) の約 5倍以上の時間に設定される。以後、スィッチ Q 1 nはオン Zオフによるスイッチング動作を繰り返す。スィッチ Q 1 nがスィツチング動作を開始した後には、スィッチ Q l n及びスィッチ Q 2〜Q 4は、図 6に示す第 1の実施の形態に係る直流変換装置のスィツチ Q 1〜Q 4の動作、即ち、図 1 3、図 1 4、図 1 6に示すタイミングチャートに従った動作と同様に動作する。

このように第 3の実施の形態に係る直流変換装置によれば、制御回路 1 1 aは、交流電源 V a c 1がオンされたときに突入電流制限抵抗 R 1に発生した電圧によりスィッチ Q l nをオフさせ、入力平滑コンデンサ C 5が充電された後、スイツチ Q l nをオン/オフさせるスイッチング動作を開始させるので、電源オン時における問題もなくなる。従って、ノ一マリオンタイプの半導体スィッチが使用可能となり、損失の少ない、即ち、高効率な直流変換装置を提供することができる。以上説明したように、本発明によれば、一つのコアでトランスを構成でき、第 1スィッチがオン時及びオフ時ともに直流励磁をキャンセルし、平滑コンデンサのリップル電流も軽減できるため、小型、高効率、低ノイズの直流変換装置を提供することができる。

また、ゼロ電圧スイッチングを達成でき、共振作用により電圧の立ち上がり、立下りも緩やかとなり、低ノイズ、高効率な直流変換装置を提供することができる。

Claims

請求の範囲

1 . 直流電源の両端に接続され、トランスのコアに巻回された 1次卷線と第 1スィツチとが直列に接続された第 1直列回路と、

前記第 1スィッチの両端又は前記 1次巻線の両端に接続され、第 2スィッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第 2直列回路と、

前記コアに前記 1次巻線と密結合させて巻回された前記トランスの 2次巻線と、前記コァに前記 1次巻線と疎結合させて卷回された前記トランスの 3次巻線と、前記 2次巻線に直列に接続された第 1整流素子、及び該第 1整流素子と該 2次巻線との直列回路に並列に接続された第 2整流素子を有する整流回路と、

前記第 2整流素子に並列に前記 3次巻線を介して接続された平滑回路と、前記第 1スィツチと前記第 2スィツチとを交互にオン/オフさせる制御回路と、を有することを特徴とする直流変換装置。

2 .前記 2次巻線の巻数と前記 3次巻線の巻数とは同数であり、前記 2次巻線は、前記 1次巻線に対して逆相に巻回され、前記 3次巻線は、前記 1次巻線と同相に巻回されていることを特徴とする請求項 1記載の直流変換装置。

3 . 前記制御回路は、前記第 1スィッチをターンオンするときに、前記第 1スィツチの電圧が該第 1スィツチと並列に接続された共振用コンデンサと前記トランスの巻線間のリ一ケージィンダク夕ンスとの共振によりゼロ電圧となつた時から所定期間中に前記第 1スィツチをオンさせることを特徴とする請求項 1又は請求項 2記載の直流変換装置。

4. 前記第 1整流素子の両端に接続された第 3スィッチと、

前記第 2整流素子の両端に接続された第 4スィッチとを有し、

前記制御回路は、前記第 1スィツチと前記第 2スィツチとを交互にオン/オフさせ、前記第 1スィッチと前記第 4スィッチとを同時にオン又はオフさせ、前記 2スィツチと前記第 3スィツチとを同時にオン又はオフさせることを特徴とする請求項 1又は請求項 2記載の直流変換装置。

5. 前記第 1整流素子の両端に接続された第 3スィッチと、

前記制御回路は、前記第 1スィツチと前記第 2スィツチとを交互にオン Zオフさせ、前記第 1スィッチと前記第 4スィッチとを同時にオフさせ、前記 2スイツチと前記第 3スィツチとを同時にオン又はオフさせ、前記第 1スィツチをオンさせる直前に前記第 3スィツチと前記第 4スィツチをオンさせることを特徴とする請求項 1又は請求項 2記載の直流変換装置。

6 . 前記直流電源は、交流電源と、この交流電源に接続されて交流電圧を整流する入力整流回路とからなり、

前記入力整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、入力平滑コンデンサと前記交流電源がオンされたときに前記入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗とが直列に接続された直列回路を有し、

前記第 1スィツチは、前記入力整流回路の一方の出力端に前記トランスの 1次巻線を介して接続されたノ一マリオンタイプのスィッチからなり、

前記制御回路は、前記交流電源がォンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記第 1スィッチをオフさせ、前記入力平滑コンデンサが充電された後、前記第 1スィツチをオン Zオフさせるスィツチング動作を開始させることを特徴とする請求項 1又は請求項 2記載の直流変換装置。

7 . 前記トランスは 4次巻線をさらに備え、該トランスの 4次巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする請求項 6 記載の直流変換装置。

8 · 前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スィツチを有し、前記制御回路は、前記第 1スィッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スィツチをオンさせることを特徴とする請求項 6記載の直流変換装置。

9 . 前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スィツチを有し、

前記制御回路は、前記第 1スィッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スィツチをオンさせることを特徵とする請求項 7記載の直流変換装置。