CN111193327B - 高性能无线功率传输系统，装置与器件 - Google Patents

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Abstract

本发明是一种系统包括第一装置，第二装置，及一个功率控制器。第一装置具有第一功率变换器，其与包括第一谐振电容和第一线圈的第一振荡器其耦接。第二装置具有第二功率变换器，其与包括第二谐振电容和第二线圈的第二振荡器耦接，其中所述第二功率变换器被耦接到一个可控比例功率变换器，并且其中所述第一线圈和所述第二线圈有磁耦合。所述功率控制器被配置来协调调整系统频率，所述第二功率变换器的输出电压，以及所述第一线圈的电流。

Description

高性能无线功率传输系统，装置与器件
技术领域
本发明涉及功率转换和功率传输系统，在具体实施例中，尤其涉及适用于 高性能应用的先进无线功率传输和功率变换的拓扑和控制技术。
背景技术
由于更好的用户体验和对恶劣环境的更好的耐受性，对于许多应用来说， 无线功率传输(WPT)是一门很重要的技术。尽管WPT的基本理论已存在多年， 并且近年来WPT产品已经在一些应用中(如移动设备的无线充电)使用，实现低 成本高效率的无线功率传输仍然是一个技术挑战。大规模市场应用还需要技术 改进来提供可行的解决方案，以在智能手机，可穿戴设备，无人机和电动汽车 等移动应用中实现更高功率更高效率的无线充电。
效率，磁辐射，可靠而稳定的运行以及系统成本是影响WPT技术广泛采用 的关键因素。尤其是，在许多应用中，接收器(RX)的空间有限，限制严格的 尺寸和散热预算严重影响了系统设计和运行。在其它应用中的限制因素也可能 是发送器功率放大器的功率损耗，系统效率，系统成本，或系统辐射水平。因 此，开发创造性的系统技术以优化系统性能，同时减轻诸如某些关键组件的功率损耗之类的应力就非常重要。
发明内容
通过本发明所提供的无线功率传输设备，系统和方法的改进优选实施例， 上述和其他问题总体上可得以解决或避免，并且总体上实现了技术优势。
根据本发明的一个实施例，一种系统包括第一装置，第二装置，及一个功 率控制器。第一装置具有第一功率变换器，其与包括第一谐振电容和第一线圈 的第一振荡器其耦接。第二装置具有第二功率变换器，其与包括第二谐振电容 和第二线圈的第二振荡器耦接，其中所述第二功率变换器被耦接到一个可控比 例功率变换器，并且其中所述第一线圈和所述第二线圈有磁耦合。所述功率控制器被配置来协调调整系统频率，所述第二功率变换器的输出电压，以及所述 第一线圈的电流。
根据本发明的另一实施例，一个供电系统用的一种装置包括一个具有谐振 电容和线圈的振荡器，一个功率变换器，及一个控制器。该振荡器被配置成运 行在至少两个独特的频带上，并且其线圈和谐振电容中的至少一个被配置成在 不同的频带有不同的等效容值或感值。所述功率变换器具有一个直流电压的端 口，并且该直流电压被设置成在不同的频带具有不同的值。所述控制器协调该直流电压随所述供电系统功率,频带或输出的改变而调整。
根据本发明的又一个实施例，一个器件包括一个有多个控制开关和多个电 容的开关-电容网络，多个功率开关，一个具输入电压的输入电容和一个具输出 电压的输出电容，及一个设置为控制所述功率开关和控制开关的控制器。所述 控制开关设置为使所述电容在第一个配置的运行中处于串联状态，在第二个配 置的运行中处于并联状态。该控制器使所述开关-电容网络作为一个开关电容功率变换器的能量传输电容运行，并在充电阶段和放电阶段以不同的方式和不同 的配置被耦接到所述输入电容和输出电容上，并通过设置所述控制开关在所述 充电阶段和放电阶段工作在不同的配置，从而得到不同的输出/输入电压比。
前文已相当广泛地概括了本发明的特征和技术优点，以便于可以更好地理 解下述本发明的详细内容。下文将描述本发明的附加特征和优点，其构成本发 明权利要求的主题。本领域技术人员应当理解，所公开的概念和具体实施例可 以容易地用作修改或设计用于实现本发明相同目的的其他结构或过程的基础。 本领域技术人员还应该认识到，此类等同构造并不脱离所附权利要求书所阐述的本发明的精神和范围。
附图说明
为了更完整地理解本发明及其优点，现在结合附图参考以下描述，其中：
图1示出了一个无线功率传输系统的典型框图；
图2示出了根据本发明的各个实施例的一个无线功率传输系统的框图；
图3示出了一个开关电容变换器的电路图；
图4示出了根据本发明的各个实施例的一个可控非对称电容网络的电路图；
图5A示出了根据本发明的各个实施例的图4所示的可控非对称电容网络的 第一个运行模式；
图5B示出了根据本发明的各个实施例的图4所示的可控非对称电容网络的 第二个运行模式；
图6示出了根据本发明的各个实施例的一个三态可控非对称电容网络的电 路图；
图7A示出了根据本发明的各个实施例的图6所示的三态可控非对称电容网 络的第一个运行模式；
图7B示出了根据本发明的各个实施例的图6所示的三态可控非对称电容网 络的第二个运行模式；
图7C示出了根据本发明的各个实施例的图6所示的三态可控非对称电容网 络的第三个运行模式；
图8示出了根据本发明的各个实施例的图4中所示的可控不对称电容网络 的级联拓扑的实施例；
图9示出了根据本发明的各个实施例的由图4所示的可控非对称电容网络 组成的一个开关电容变换器的一个实施例；
图10示出了根据本发明的各个实施例的由图6所示的三态可控不对称电容 网络组成的开关电容变换器的一个实施例；
图11示出了根据本发明的各个实施例的图10所示的开关电容变换器的各 种状态图；
图12示出了根据本发明的各个实施例的一个软开关开关电容变换器的拓扑 结构；
图13示出了根据本发明的各个实施例的第二个软开关电容电容变换器的拓 扑结构；
图14示出了根据本发明的各个实施例的图13所示的软开关开关电容变换 器的仿真运行波形；
图15A示出了根据本发明的各个实施例的图10所示的开关电容变换器在 S1的占空比为50％时的仿真运行波形；
图15B示出了根据本发明的各个实施例的图10所示的开关电容变换器在 S1的占空比为66.7％时的仿真运行波形；
图16示出了根据本发明的各个实施例的一个无线功率接收器的框图；
图17示出了根据本发明的各个实施例的具有频率相关的无源开关网络的无 线功率发送器的电路框图；以及
图18示出了根据本发明的各个实施例的具有频率相关的无源开关网络的多 层线圈的一个实施例。
除非另外指出，否则不同附图中的相应数字和符号通常指代相应的部分。 为了清楚地示出各个实施例的相关方面而绘制附图，并且不一定按比例绘制。
具体实施方式
下面详细讨论本优选实施例的制造和使用。然而，应当理解，本发明提供 了许多可于各种具体环境中实施的可应用的发明构思。所讨论的具体实施例仅 仅是制造和使用本发明的示例性具体方式，并不限制本发明的范围。
本发明对具体环境中的优选实施例，即用于移动设备的无线功率传输和功 率变换的高性能技术进行描述。然而，本发明也可以应用于各种其他电子系统 或电子装置，包括集成电路，CPU(中央处理单元)，计算机，通信设备，电动车辆，它们的任何组合和/或类似物。在下文中，将参考附图详细解释各种实施 例。
图1示出了可以采用磁共振(MR)或磁感应(MI)技术的一个典型的WPT 系统的框图，其中包括功率发送器(TX)101和功率接收器(RX)150。当RX 150靠近一个合适的TX 101时，TX线圈L1和RX线圈L2就建立起磁耦合(其 耦合系数为K)。L1和L2构成了一种功率变压器，但是这个功率变压器的性能 在很大程度上取决于磁耦合系数K。K的值在典型的WPT系统中可能比在典型电源要低得多，因此就需要特殊的技术来高效传输适当的功率。在WPT系统中 磁耦合系数K主要由TX线圈L1和RX线圈L2的尺寸和相对位置确定，因此 其允许的变化范围在很大程度上决定了WPT系统的用户体验。同样，这样的功 率传输可以是双向的，即，一个RX可以将功率输出出去以用作一个发送器，而 一个TX可以接收功率以用作一个接收器。为了实现无线功率传输，TX 101中 的功率放大器121(即功率变换器或逆变器)会产生一个高频的交流电压和/或 电流，并将其施加到发送线圈L1上，后者可以与谐振电容C1一起形成一个振 荡器121。在一些应用或运行模式中可以控制高频交流波形的频率和/或占空比 来实现功率调节，在某些其他应用或运行模式中他们也可以是固定的。某些系统中可能存在多个发送器或接收器，但是此类系统的功率传输机制类似于单个 TX-RX系统。下面将使用单个TX-RX系统来描述本发明，但是本发明中的技术 也适用于具有多个RX或TX的系统。
由功率放大器/变换器102产生的高频电压通常被馈送到包括谐振电容C1 和发射线圈L1的TX振荡器121，以在L1中产生合适的电流I(L1)。功率接收 器150包括一个RX振荡器171(包括一个RX谐振电容C2和一个RX线圈L2) 和一个RX整流器152，整流器152将RX振荡器171传输的AC电压/电流整流 为DC输出电压Vr(或流入Vr的DC电流)。输出电压Vr可施加到各种负载电 路，包括电池或下游功率变换器。功率控制器180，有时用以调节输出电压，有 时用以调节供应至负载电路的输出电流，通常体现为功率变换器102或TX 101 中的预稳压变换器的电压控制，频率控制，或占空比控制。由于TX 101和RX 150 在物理上常常是不同的单元，此为了实现功率控制通常需要TX 101和RX 150 之间提供一个通信通道。有时，该通信通过带内通信进行，该带内通信调制RX 150或TX 101中的频率，电压/电流，或负载。有时，该通信是通过带外通信(例 如蓝牙或NFC(近场通信)通道)进行的。
对于大功率的WPT应用，通常更希望在保持对环境的磁辐射以及RX或TX 的功率损耗在限制范围内的同时实现高效率的功率传输。线圈L1和L2是WPT 系统的关键元件，常常在很大程度确定了系统的性能。假设L1有N1匝并流过 频率为f有效值为I1的电流，而L2有N2匝并流过频率为f有效值为I2的电流。 在空间给定的条件下，一个线圈的电阻和电感大致上与它的匝数(L1为N1， L2为N2)的平方成正比。RX 150的功率损耗中，接收器线圈L2的功率损耗通 常是处于支配地位。为降低L2或RX其它部件的功率损耗，有时希望增加整流器152的输出电压Vr，以对于给定的输出功率Po减少线圈L2中的电流。因为L2中的功率损耗与(N2Po/Vr)2成正比，Kp2＝N2/Vr可以作为接收器线圈效 率或功率损耗的一个参数，与L2中的功率损耗直接相关。接收器其它元件(如 整流电路中的MOSFET管)的功率损耗通常也随Vr的增加而减小。当接收器 振荡器171采用MR技术运行在它的谐振频率时(其结果，在给定发送器线圈 的电流I1时可以实现最大功率传输)，可以证明在理想的条件下， Kwpt＝N1N2KfI1/Vr是一个常数。这表明MR系统中，Vr在一定程度上直接取 决于发送器线圈电流I1，传输频率f和磁耦合系数K，而与传输的功率无关。考虑到磁耦合系数K不快速动态改变，并且一旦一个设计固定下来就不可有意控 制，f和I1可以进行协调控以调节输出并控制Vr在合适的值上，并且K在一定 范围内的变化可以通过f和/或I1和的调节来补偿。另外，通过设定Vr至一个 合适的值，I1或f就可以得到比较优化的值以在TX和/或RX获得较低的功率损 耗并减少或减轻磁辐射。此外，依据上面的公式磁耦合系数K可以通过测量Vr 来间接地测算出来。另外，通过比较在不同的电容值C2下Vr/(fI1)的比例， 可以找到使RX中的振荡器171(L2和C2的谐振回路)的谐振频率最接近f的 谐振电容C2的电容值，这可以用于RX振荡器的调谐。如果RX振荡器以不在 其谐振频率的上工作(例如，采用常见的磁感应技术时)，则I1将高于上式所示， 或者对于相同的I1，Vr将较低。考虑到发送器发出的磁场强度与Kh1＝N1I1成 正比(这也是TX线圈功率损耗的良好指标)，因此可以将设计约束重新安排为：
Kwpt＝Kh1 Kp2 K f
因此，可以传输的最大功率与最大允许的磁辐射(或发送线圈，接收器线 圈中的损耗，所需的用户体验(其确定了磁耦合系数K的范围)和系统频率紧 密相关。从物理原理看，磁辐射水平，接收器的功率损耗，用户体验和传输/传 送频率f(也被称为系统频率)都连接在一起，并且它们中的一个参数不能随意 改变而不影响其它参数或可传输的功率。一个有趣的方面是，即使将RX线圈和 /或TX线圈的磁辐射和功率损耗保持在大致相同的水平，提高系统频率也可以 增加系统允许的传输功率水平。因此，当需要传输大功率时，如果可能，可以提高系统频率。上面的公式也可以改变形式以显示其他性能参数(例如其他关键组件的功率损耗)或系统变量(例如输入电压Vin)的影响。
建立上述关系可以在许多方面帮助系统的设计和控制。例如，Vin可以根据 给定的系统输出要求来大致计算，并通过前馈控制(而不是较慢的反馈控制) 在运行中进行调整。此外，为了维护高性能系统，对于给定的用户体验或用户 案例场景(即K在一定范围变化时)，可以协调调整系统频率f和RX整流器电 压Vr，以同时改善系统效率和维持RX和/或TX的功率损耗及磁辐射在预定范 围以内。
图2示出了实现这种协调控制技术的一个框图。在功率接收器(RX)250 中的RX整流器252和输出端口Vo之间接入了一个可控比例变换器253，以便 有有意调节Vr的自由度。Vo可以有连接到负责电路，如一个电池260，在许多 应用中需要有这样的电池。整流器252可以通常被实现为具有同步整流的功率 变换器，并且可以集成一些谐振控制，例如调整谐振电容C2的电容，因此它可 以称为功率调节器。RX振荡器271包括RX线圈L2和谐振电容C2，并且其谐 振频率可能受RX功率调节器252控制。类似地，功率发送器(TX)201中的 功率变换器(功率放大器)202也可以集成谐振控制和其他功能,因此它也可以 称为一个功率调节器。图2这种架构是双向的，因此发送器和接收器的作用是 可逆的。TX线圈L1和TX谐振电容C1形成TX振荡器221。为了便于功率控 制，TX功率调节器202的输入电压Vin也可以通过控制输入源203来调节。
功率控制器280通过基于输出电压Vo或输出电流Io以及其它系统要求来 协调一组参数(例如Vr，I2，I1，Vin和/或f)来控制RX 250和/或TX 201。在 需要时它也可以通过改变或切换谐振元件如C1和/或C2的值来调整振荡器的谐 振频率。控制TX和RX之间的功率传输可以使用各种控制方法。一种可能性是 系统频率f可以在不同且独特的(即两个频段间有显著的间歇)频段之间变化， 例如在IMS频段27.12MHz，13.56MHz和6.78MHz，以及低频段(例如110kHz 至205kHz，79-90KHz和59-61KHz等)之间变化-由于无线电频谱管理的要 求，这些频段通常彼此分开，互不相接，因此是独特的。为了更好地控制功率， 还可以通过改变或切换谐振电容的电容值或线圈的电感值来改变或在不同的值 之间切换振荡器221和/或271的谐振频率。例如，对谐振电容可通过打开或关闭几个并联或串联的电容支路来改变或切换电容的容值。如果分支的数量少， 例如小于4，则电容变化的步长可能比较大大。为了得到精细的控制，一个振荡 器可以在两个相邻的电容值下工作，并且可以调节在每个值下的占空比以有效 地控制该电容的等效电容(或该振荡器的等效谐振频率)。线圈或电感的感量也 可以被类似地改变。另外，当Vin是可控的时，可以调节发送器的输入电压Vin， 以与Vr和f同步提供必要的功率控制。以下是协调控制策略的示例：
1)。Vr，f和I1应一同协调控制。除非RX振荡器221的谐振频率被主动 地控制，以使其可以以可控方式远离谐振点运行，Vr，I1，和f中只有两个参数 可以独立控制。例如，系统频率f可用于调节输出(通常，更高的功率需要更高的频率，也可能在一个更高的频带中)，而I1可用于将Vr定位为系统性能所需 的一个比较优化的值，或者I1可用于调节输出和f用于将Vr定位在适当的范围 内，以实现所需的输出功率和性能优化。这样，输出调节和性能优化就可以解 耦，并以同步的方式执行，从而可以以简单的控制方案可靠地同时实现这两者。
2)。当Vr实际上是固定的或不能自由调节时，例如直接或通过固定比例变 换器为电池供电时，可以调整f和/或I1来控制功率传输。如果不控制接收器谐 振，则可以控制这两个参数的一个来调节功率传输。例如，可以固定系统频率f 或限制其在一定的范围内变化，因为这样更容易将RX振荡器调谐。I1(即L1 中电流的大小)可以用作调节功率的控制参数，f可以固定或缓慢调整以使RX 振荡器在该频率附近谐振。如果C2具有多个可选值，则C2还可用于输出功率 的控制。如果C2具有有限的步长，则C2可以在两个值之间切换，并且C2处 于某个值的占空比可以用于提供更精细的控制。
3)。控制RX振荡器的谐振，如改变其谐振频率可以提供功率控制，特别是 Vr和f都不能独立调整时。谐振控制可以被实现为C2或L2的精细调整，包括 采用前面讨论过的占空比控制来使其等效的容值/感量来在比较宽的范围平滑改 变。
4)。可以控制Vr随系统频率f和输出功率而变化以优化性能。比如，当所 需功率很高时，f可以被设定为比较高的值或高频带，Vr可以通过改变可控比例 变换器253的电压比(图2中的Vr/Vo)而设置为一个高值，因此降低RX线圈L2 和RX 250中的其它元件的功耗。当需要传输的功率较低时，可控比例变换器253 的电压比(Vr/Vo)可以减小以降低Vr,以降低系统中其它元件，如TX 201中的 发送线圈L1和其它元件的功率损耗，以及系统的磁辐射。如果有调整频率的空 间，则输出功率较低时，f也可降低，或移至更低的一个频段。这也使得WPT 系统200当功率不同时可以运行在可不同的频率段(频带)或根据不同标准运 行。例如，一个智能电话的无线充电系统需要的功率较高时可以运行在6.78MHz 或根据AirFuel的标准运行，在需要的功率较低时以较低的频带运行，例如低于 205KHz或甚至148KHz，或采用WPC的Qi标准来运行。特别是，当无线充电 器在待机模式下或以非常低的输出功率工作时，系统频率f和/或Vr可以设置为 最低的值，而使系统损耗和磁辐射也很小。在这样的低功率运行中，可控比例 变换器253可以工作在直通模式。
5)。当f和/或Vr改变时，可以控制I1以协调改变。也就是说，f和Vr可 用作实现I1的前馈控制的输入，例如可以调整Vin来对其进行调整。
7)。TX功率变换器202的Vin可以进行调整以提供对功率的精细控制，或 者可以用来限制TX线圈L1中的电流。
8)。控制系统可以调整包括f，Vr和Vin在内的控制参数，以当系统中一个 元件或整个系统接近运行极限时(例如某个元件的功率损耗或温度接近限制值 时，或磁辐射指标接近限制值时)，限制或调节线圈电流I1，Vr,和/或I2。
功率控制器280可以通过上面讨论过的通信来实现这样的控制功能。物理 上功率控制器280可以位于RX 250或TX 201中，或者分布到他们中间。诸如 异物检测之类的系统功能可以在对该功能最有效的一个或多个频率或频带中执 行，而不必在系统运行的所有频带中都实现。这将使得系统设计更简单，更容易，并使系统运行更可靠，更稳定。
可控比例变换器253可以是基于电感的功率变换器，例如降压型变换器， 升压型变换器或降压升压变换器，通过占空比调节这样的控制在其输出端保持 合适的电压或电流的同时调节Vr。它也可以是一个其输出/输入电压增益或比例 可以改变或控制的开关电容功率变换器(开关电容变换器)。它也可以是基于电 感的变换器和开关电容变换器的组合。以下讨论使用开关电容功率变换器作为 优选示例，因为开关电容功率变换器可以有很高的效率并且需要的空间小，特别是需要的高度低，因而非常适合移动电子设备。
图3示出的是一个电压比(输出电压/输入电压)为1/2的开关电容变换器 的电路拓扑。这个拓扑结构可以是双向的，但在这里，我们把V1作为输入电压， V2作为输出电压，电路用作降压功能。S1到S4是功率开关。根据能量传输电 容C1的状态，该开关电容变换器300可以在两种模式下工作：当S1和S4导通 (因此S2和S3关断)时，C1是在充电阶段(并与输出电容Co串联)；当S2 和S3接通(因此S1和S4断开)时，C1处于放电阶段(并与输出电容Co并联)。 当开关的占空比为50％时，Co的纹波电流很低。但是，输入电容Cin的纹波电 流不连续且比较高。当多个开关电容变换器交错运行时，Cin的纹波电流可能会变得连续并且会大大降低。交错运行还进一步降低了Co的纹波电流，因此可用 于更高功率的变换器。当S1和S2都导通时，变换器300处于直通模式，并且 V2/V1＝1，即电压比为1。开关电容拓扑还有其他变体，可以改善运行的各个方面。
将图3所示的开关电容变换器中的能量传输电容C1更改为一个可控不对称 电容网络(CACN)，就可以改变和控制其电压比(即增益)。CACN是一个具有 控制开关的电容网络，根据控制开关的不同配置，其电压值可以控制或改变。 图4给出来一个CACN的示例。根据控制开关Sx1，Sx2和Sx3的状态，CACN 400可以显示不同的特性。例如，当Sx1和Sx2导通且Sx3关断时，两个电容 Cx1和Cx2并联，它们的电压被均压，并且CACN的电压Vx等于每个电容的 电压Vc。此配置如图5A所示。当Sx1和Sx2关断，Sx3导通时，两个电容Cx1 和Cx2串联，Vx变为2Vc。这个配置显示在图5B中。因此，控制开关的状态可以改变CACN 400的电压。
图6示出了一个具有三种不同配置的三态CACN的拓扑图，是从图4所示 的拓扑扩展而来。在稳态下，三个电容Cx1，Cx2和Cx3具有相同的直流电压 Vc。在控制开关Sx1到Sx6的不同的配置下，CACN的电压Vx因电路中电容 串并联形式的不同而具有不同的值：3Vc(三个电容串联，如图7A所示)，2Vc (两个电容串联，如图7B所示)和Vc(三个电容并联，如图7C所示)。从图 7A，7B和7C中所示的详细配置可以看出，通过切换控制开关Sx1至Sx6就可 以将Vx控制为Vc，2Vc和3Vc三个不同的值。请注意，可以采用不同的配置 来实现Vx＝Vc的配置，但是通常更希望将所有三个电容并联以实现这几个电 容的电压均衡。与此类似，也有不同的配置来实现Vx＝2Vc,这些配置可以轮 流使用，也可以只选择一种和两种来使用。
与开关电容变换器类似，也可以级联连接多个CACN。图8显示了基于图4 所示的拓扑的两个CACN级联的配置。级联的CACN可提供更多不同电压的配 置。
如在图9中所示，可以通过在一个CACN 940的左侧和右侧各增加一个隔 离开关来形成输入端口和输出端口，直接将CACN用作开关电容变换器。图中 的CACN 940采用了图4所示拓扑。可以在需要时将让开关Sd1导通把CACN 940连接到V1，并在需要将CACN连接到V2时将让开关Sd1关断以使其从V1 断开。同样的，隔离开关Sd2的也可以针对V2实现类似的功能。通过隔离开关 的接通和断开并同步地将CACN切换到不同的配置，可以将电压比V2/V1控制 为近似恒定的不同比例，不管负载电流如何。例如，如果当Sd1为ON且Sd2 为OFF时，将CACN控制为图5A的配置，而当Sd1为OFF且Sd2为ON时， 将CACN控制为图5B的配置，则V2＝2V1。然而，如果Sd1为ON(开通) 以及Sd2为OFF(关断)时CACN被控制为在图5B的配置，而Sd1中为OFF， Sd2为ON时CACN被控制为图5A的配置，则V2＝V1/2。如果Sd1和Sd2同 时导通，则开关电容变换器900工作在直通状态，V2＝V1。结果，通过控制器 930可以将CACN控制为在不同的阶段的处于不同的配置(状态)，从而可以从 开关电容变换器900获得不同的电压比。这样的除直通状态外还能产生至少具 有两个产生不同输出输入电压比的配置的开关电容变换器称为可控比例(或可 变比例，可编程比例)开关电容变换器。
此外，在传统的开关电容变换器中，可以将能量传输电容(或输入或输出 电容)改变为CACN结构，并且在充电阶段和放电阶段将CACN控制为不同的 配置,就可以比传统的比例变换器实现更多的输入输出电压比，从而实现可变比 例(比例或增益)变换器。图10示出了一个示例，采用了图3的拓扑，但其中 的能量传输电容C1被图4所示的CACN代替。S1到S4是功率开关，Sx1到Sx3是改变CACN配置的控制开关。如果在充电阶段或放电阶段CACN配置改 变，则电压比将被改变。通过在充电阶段或放电阶段将CACN控制成不同的配 置，电压比Vo/Vin，即电压增益(或叫电压比例)就成为可变的，可控的和可 编程的。如图11所示，通过控制器1030来设置图10拓扑中的控制开关Sx1， Sx2和Sx3，可以获得3个不同的电压增益2/3、1/2和1/3。由于开关电容变换 器还可以通过同时开通S1和S2来工作在直通模式下(此时Vo/Vin＝1)，因此 图10所示的可控比例开关电容变换器可以具有4种不同的电压增益或比例。更 多电压增益可通过使用有更多的电压比等级的CACN(例如在图6中所示的拓 扑)来获得。然而，其运行原理与上面的讨论类似，这里不再重复。
在许多应用中，常希望通过增加开关频率来减小开关电容变换器中的电容 的尺寸和成本。为了减少高开关频率下的开关功率损耗，功率开关可以工作在 软开关条件下，如常用的零电压开关。图12示出了一个零电压开关拓扑，其中 能量传输电容C1有一个串联的辅助电感L1。L1可以是分立电感或寄生电感，例如C1的串联等效电感，C1或变换器的其他组件的封装电感(包括连接线或 PCB上的导线)。控制器1230可以控制功率开关S1到S4的时序而实现软开关。 图13示出一个将软开关扩展到图10所示的可控比例变换器的软开关开关电容变换器，其中辅助电感Lx1和Lx2可以是上面讨论过的分立电感或寄生电感。 类似的，控制器1330可以同步控制功率开关S1到S4及控制开关Sx1到Sx3的时序而实现软开关。
在诸如图12或图13所示的拓扑之类的软开关电容变换器的控制中，可以 通过在功率开关和控制开关的门极控制时序之间添加一个适当的相移时间来创 建一个软开关过渡时间，例如，对于图12所示的拓扑，在S1和S2之间以及 S4和S3之间。在相移期间，辅助电感中电流的方向都将反转。以这种方式，辅 助电感的电流(例如在图13中Lx1的电流I(Lx1)和Lx2的电流I(Lx2))在相移过渡时间的起始点和终点分别为正值和负值，让所有开关包括主(功率)开 关和控制开关都可以在零电压下开通，从而为所有开关创造了软开关条件。图14显示了仿真出的图13中所示拓扑的典型运行波形，其中Td显示的是一个相 移过渡时间的持续时间。在此期间，辅助电感Lx1和Lx2的电流从正值变为负 值。首先，可以断开S1，正电感电流将使S2两端的电压逐步减少到零，因此在 短暂的延迟后，S2可以以零电压开通。与此同步，可以先关断Sx1和Sx2，并 在一段延迟后以零电压开通Sx3。在此相移周期结束时，电感Lx1和Lx2的电 流变为负，因此S4可以关断，并且在电感电流将其电压放电至零的短暂延迟后，将S3开通。其他相移周期内的运行与此类似。这种相移控制原理可用于为所有配置中的所有功率开关实现软开关，或只为部分开关实现软开关。持续时间Td 可以根据负载大小及运行电压来调整，以在所有负载条件下优化辅助电感的电 流，实现良好的功率转换效率。另外，变换器的开关频率可以根据负载条件而 改变。通常，如果负载较高，则开关频率也应较高，以减少电容中的电压纹波。 如果负载较低，则可以降低开关频率以减少功率损耗并保持良好的效率。
当可控比例开关电容变换器中运行不同的状态时，可以改变开关的占空比 以减小电容的纹波电流。图15A和图15B比较了在图11所示的配置下，图10 中的输出电容Co，输入电容Cin和能量传输电容Cx1的电流与输出电压在S1 的占空比分别为50％和66.7％时的仿真波形。我们可以看到，尽管输出电压实 际上是相同的，但是在这些不同的占空比下，所有电容的纹波电流都有些不同。每个电容在不同的占空比下可能具有不同的纹波电流值。例如，当占空比从50％ 变为66.7％时，输出电容Co和输入电容Cin中的电流降低，而能量传输电容 Cx1的电流增加。因此，可以用占空比来调整各电容的电流纹波值，以改善运行 条件或实现电容(及开关)之间的均衡运行。考虑到这些电容的纹波电流值也与 开关频率成反比，因此可以协调调整占空比和开关频率，以实现变换器的最佳运 行，让所有功率组件(电容和开关)都得到合理和均衡的的利用。
有时还期望在开关电容变换器中实现一些电压调节。在图9至图13的开关 电容变换器中，通过调节开关频率可以稍微调节输出电压，即改变输出输入电 压比。图12-13中辅助电感以及由此产生的软开关过渡时间可以增加电压调节的 范围。CACN中的控制开关可以工作在线性状态因此产生一定的阻抗和压降， 因而用来进行一定程度的电压调节。这样的线性状态运行可以让能量传输电容和输出电容的电压逐步变化或处于低压状态，因此可以用在这些开关电容变换 器的保护，启动，配置切换及其他过渡状态的运行中。由于可控比例变换器已 经有能力通过比例控制提供若干粗步的输出电压调节，可以和上面这些另外的 电压调整配合使用，在一些运行模式下连续调节输出电压，让电压增益在一定 范围实际上连续可调。
在启动或模式切换过程中，可以通过适当控制CACN里的控制开关来减少 系统的功率和能量损耗。以图10的拓扑为例。如果两个能量传输电容Cx1和 Cx2，以及输出电容Co的电压相对输入电压小很多(如在启动中的某个状态)， Sx3，以及S1和S4可以工作在线性状态，而Sx1,Sx2,以及S2和S3关断，这样 S1,Cx1,Sx3,Cx2,S4以及Co串联，流过的电流就可以同时给Cx1,Cx2,和Co充电， Cx1和Cx2上的电压可能会比Co上的电压上升快(因为Co一般比较大)。当 在另一个状态Cx1和Cx2上的电压充分高时，Sx3可以关掉而时Sx1和Sx2工 作在线性状态，这样Cx1实际上就与Cx2并联，这时Sx1和Sx2的充电电流之 和给Co充电。这只是通过适当控制CACN的控制开关来减少线性运行状态的 开关的电压因而减少功率损耗的例子。由于在线性工作状态更多的开关和电容 串联，这些功率开关和控制开关在线性工作状态的安全工作区的要求可以降低，有些开关甚至可以不在线性状态工作，因此可以设计得更小，和/或在运行时损 耗更小。
设计功率变换器的一个挑战是为开关，尤其是高压轨上的开关提供偏置功 率。这可以通过将RX功率调节器(变换器)中的整流器电路或其他开关电路与 下游功率变换器集成在一起并协调设计与控制来克服。图16示出了一个RX系统的框图，该系统1600中的RX电路1650为下游功率变换器1670中的开关提 供了偏置功率。在整流电路1650中，接收线圈L2使交流电流在整流桥臂(包 括SR1和SR2)中流动，因此周期性地连接“a”点到高电压轨和低电压轨。通 常RX 1650中的每个功率开关以50％左右的占空比工作，即SR1与SR2具有较 长的持续导通时间，方便自举开关(或二极管)Sbr工作，从而通过偏置电源 Vbr对偏置电容Cbr可靠充电，并产生脉动的偏置电压Vb。Vb随后被馈送到下 游功率变换器1670，通过偏置功率开关网络1675为功率开关网络1672中的功 率开关(如功率变换器1670的主功率开关)与其他电路提供控制功率。由偏置开关Sb1至Sbn组成的偏置功率开关网络1675可以在正确的时间选择性地对偏 置电容Cb1至Cbn充电，因此偏置电容Cb1至Cbn两端的电压可以用于为不同 的功率开关和控制电路供电。偏置开关Sb1至Sbn可以是三极管，N沟道或P 沟道MOSFET或二极管或其他合适的开关，在需要时可以是双向开关。Sb1至 Sbn的控制时序应该适当确定，以使电压Vb1至Vbn在合适的范围内，同时功 率损耗相对较小，即，这些开关当其两端的电压相对较小时导通，而在通过它们的电流变为负之前断开。为了便于控制Sb1到SbN这些开关，功率变换器1670 的开关频率可以与整流器1650的开关频率同步，并且该同步可以通过解码器或 编码器电路实现，从而一组开关的开关频率可以是另一组开关的整数倍。控制 器1680可以有数字或模拟电路，甚至带存储器的MCU，既可以是单独的一个 器件，也可以和功率电路集成在一起。
在以上讨论中，在RX中使用了可控比例变换器，通过优化Vr来改善RX 和系统的运行。类似地，可控比例或比例变换器可用于TX中，例如作为输入电 源的一部分。特别地，如果WPT系统被设计为在多个频带下工作，则输入电压 Vin可能必须在非常宽的范围内工作。可以用各种快速充电协议或USB功率传 送协议这样的标准来提供输入电压的电压控制，也可以用可控比例或固定增益 的功率变换器来扩大提供给功率变换器的电压范围。
设计多频带WPT的一个挑战是，当系统从一个频带切换到另一频带运行时， 一些无源器件，如TX和RX的振荡器，滤波器和阻抗匹配电路中的一些电容和电感，必须切换到不同的值。可用功率开关来实现此类切换功能。当两个频带 是独特的且相对较远时(例如6.78MHz频带和Qi标准低频频带)，电感和电容 值适当的无源网络也可以起开关器件使的作用。以TX中的阻抗匹配电路为例图 17示出了一个实施例。LC开关网络Lf2和Cf3以及Cf2和Lf3的谐振频率被设 置为在低频带和高频带之间的中间值附近。因此，可以认为Cf3在低频带实际 上是开路的，而在高频带是短路的。因此，网络Lf的等效电感在高频带为Lf1， 在低频带为Lf1+Lf3。类似地，网络Cf的等效电容在低频带为Cf1+Cf2，在高 频带为Cf1。此外，对功率放大器1701而言，在高频带Lf3添加了一个感性电 流，因此有助于其开关，如图17所示功率放大器1701的S1和S2，工作在软开关状态。因而，在不同频带上一个无源网络为一个无源器件或网络提供了不同 的等效电感或等效电容，一个阻抗匹配或滤波电路可以借助于这样的无源开关 网络在多个频带内实现所需的特性。
在图18中示出了一个在不同频带上具有不同电感值的可切换电感或线圈的 特定示例，该电感或线圈是在诸如多层PCB这样的载体或结构上分层实现，或 在一层的多个区域实现的多个线圈。在图18的示例性图中，线圈1 1815实施在 PCB 1804的一层上(例如，第1层1804-1)或某一区域上，线圈2(1825)实施在PCB 1804的另一层上(例如，第2层1804-2)或另一区域上。线圈1(1815) 与线圈2(1825)可以有或也可以没有磁耦合。通过包括Ls1，Cs1和Cs2的无 源开关网络1805，可以将几个线圈在一个频带上并联，而在另一频带上串联。例如，线圈1(1815)实际上在低频带与线圈2(1825)串联，而在高频带与 线圈2(1825)并联。因此，由线圈1(1815)和线圈2(1825)组成的电感或 线圈在低频带中将具有高等效电感，而在高频带中将具有低等效电感。当线圈 具有良好的磁耦合时，例如在PCB的同一区域中时，采用此技术的电感或线圈 具有很宽的电感范围。被动元件Ls1，CS1和CS2可以被安装在同一个PCB 1804上面或埋在该PCB里面。
上面的讨论主要是针对无线功率传输或无线充电应用的背景下进行的。然 而，所讨论的技术的应用不限于无线功率传输，可以用于需要高效功率变换和功率控制的任何其他应用，设备和设备中。这些技术可用于独立电源设备，电 源IC，电源模块和电源系统，也可用于具有内置电源解决方案的设备或系统。 例如，如果图2中的L1与L2紧密耦合就构成了一个变压器，TX 201与RX 250 一同成为一个典型的高效隔离电源。除用作主要功率处理以外，本发明讨论的技术也可以用作电子器件或设备的辅助功能，如控制电源。
尽管已经详细描述了本发明的实施例及其优点，但是应当理解，在不脱离 所附权利要求书所限定的本发明的精神和范围的情况下，可以进行各种改变、 替换和变更。
此外，本申请的范围不旨在限于说明书中描述的过程、机器、制造、物质 组成、手段、方法和步骤的特定实施例。如本领域的普通技术人员将从本发明 的公开内容中容易地理解的是，根据本发明，可以使用目前存在或以后将要开 发的，执行与本文描述的相应实施例基本功能相同或达到基本相同的效果的过程、机器、制造、物质组成、手段、方法或步骤。因此，所附权利要求旨在在 其范围内包括此类过程、机器、制造、物质组成、手段、方法或步骤。

Claims (20)

1.一种系统，包括有：
具有第一功率变换器和与其耦接的包括第一谐振电容和第一线圈的第一振荡器的第一装置；其中，所述第一功率变换器配置为以系统频率运行；
具有第二功率变换器和与其耦接的包括第二谐振电容和与第一线圈磁耦合的第二线圈的第二振荡器的第二装置，其中所述第二功率变换器被耦接到一个具有输入电压和输出电压的可控比例开关电容功率变换器，且其中所述可控比例开关电容功率变换器包括一个或多个功率开关，并被配置为所述输入电压与所述输出电压的电压比当所述一个或多个功率开关在充电阶段和放电阶段交替工作时在第一模式和第二模式有不同的数值；和
一个控制器，被配置为当所述系统频率变化或所述第一线圈与所述第二线圈间的磁耦合强度变化时，调整所述电压比，以使所述输入电压维持在预订的范围内。
2.如权利要求1所述的系统，其中所述第一振荡器和第二振荡器中的至少一个的谐振频率被设置为在该系统的运行过程中可以被调整。
3.如权利要求2所述的系统，相应的振荡器被设置为可以以一定的占空比运行在两个模式之间运行，且该振荡器的谐振频率在两个模式中不同。
4.如权利要求1所述的系统，其中所述控制器设置为可以改变系统频率使该系统运行在至少两个独特的频带上。
5.如权利要求4所述的系统，其中一个无源器件被设置为其值在频段间被一个无源开关网络改变。
6.如权利要求1所述的系统，其中所述第二振荡器的一个谐振频率与所述系统频率大致相等。
7.如权利要求1所述的系统，其中所述可控比例开关电容功率变换器还包括一个可控非对称电容网络，并且所述可控非对称电容网络被配置为在至少一个运行模式里，在所述充电阶段和所述放电阶段以不同的设置运行。
8.如权利要求1所述的系统，其中所述可控比例功率变换器的输出输入电压比被配置为可以在运行中调整以减少所述系统的功率损耗或磁辐射。
9.如权利要求1所述的系统，其中所述功率控制器被配置为能同步执行输出调节和系统性能优化。
10.一个供电系统用的配置为工作在一系统频率的一种装置，包括有：
一个具有第一谐振电容和第一线圈的振荡器，其中所述第一线圈被配置为与所述供电系统的第二线圈磁耦合；
一个具有输入电压和输出电压且通过第二功率变换器耦接到所述振荡器的可控比例开关电容功率变换器，其中所述可控比例开关电容功率变换器包括一个或多个功率开关，并被配置为所述输入电压与所述输出电压的电压比当所述一个或多个功率开关在充电阶段和放电阶段交替工作时在第一模式和第二模式有不同的数值；和
一个控制器，被配置为当所述系统频率变化或所述第一线圈与所述第二线圈间的磁耦合强度变化时，调整所述电压比，以使所述输入电压维持在预订的范围内。
11.如权利要求10所述的装置，其中所述可控比例开关电容功率变换器包括一可控非对称电容网络和一个或多个控制开关，其中所述电压比被配置为在通过所述一个或多个控制开关的控制信号来调整，以使在一个运行模式中所述可控非对称电容网络的多个电容在第一阶段串联连接而在第二阶段并联连接。
12.如权利要求10所述的装置，其中所述输出输入电压比在运行中被调整，以减少所述装置的一个元件的功率损耗或温度。
13.如权利要求10所述的装置，所述多个功率开关中的至少一个的占空比可以被调整以减小所述可控比例开关电容功率变换器中一个电容或功率开关的纹波电流或功率损耗。
14.一个用于工作在一个系统频率的装置的器件，包括有：
一个包括有多个控制开关和多个电容的开关-电容网络，所述控制开关设置为使所述电容在第一个配置的运行中处于串联状态，在第二个配置的运行中处于并联状态；
多个功率开关，所述功率开关耦接在一个具输入电压的输入电容和一个具输出电压的输出电容之间；并
一个设置为可以控制所述功率开关和控制开关的控制器，使所述开关-电容网络作为一个开关电容功率变换器的能量传输电容运行，并在充电阶段和放电阶段以不同的方式和不同的设置被耦接到所述输入电容和输出电容上，从而通过设置控制开关使得所述输出电压和所述输入电压的电压比可控，且在所述系统频率变化时，通过调整该电压比使得所述输入电压保持在预订的范围内。
15.如权利要求14所述的器件，进一步包括多个辅助电感，其中所述功率开关和控制开关有移相控制，并且至少一个辅助电感的电流在一个移相过渡时间中反向，以使多个功率开关和控制开关可以在软开关状态切换。
16.如权利要求15所述的器件，其中所述移相过渡时间的时间长度随器件的负载，所述的输入电压或输出电压的变化而调整。
17.如权利要求14所述的器件，其中所述的输出电压通过改变开关频率来调整。
18.如权利要求14所述的器件，其中所述控制开关和功率开关的一个或多个在一个运行状态中工作在线性状态，且所述控制开关设置为减少所述器件或其所属系统的一个功率损耗。
19.如权利要求14所述的器件，其中所述功率开关中的至少一个的占空比被调整，以减少电容或开关的纹波电流和损耗。
20.如权利要求14所述的器件，其中系统是一个有多个发送器和多个接收器的无线功率传输系统，并且其中所述的电压比被配置为当所述接收器的一个线圈与所述发送器的一个线圈的磁耦合强度发生变化时而被调整。
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