JP2005341708A - 無停電電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、回復充電時間の短い無停電電源装置を提供することを目的とする。
【解決手段】入力端子Ａ，Ｂに供給される電力を出力端子Ｃ，Ｄへ供給しつつバッテリ６を充電し、入力端子への電力の供給が断たれたときにバッテリから出力端子へ電力を供給する無停電電源装置において、前記バッテリの充電電力最大値を制御するバッテリ充電最大電力値制御手段として、入力電流を検出する電流検出器４、バッテリ充電電流を検出する電流検出器５、及びこれら電流検出器からの電流値情報Ｉｉ及びＩｃを受けて充電電力最大値を設定するための電圧値Ｉcsetを生成するＡ／Ｄコンバータ１００９、ＣＰＵ１０１０及びＤ／Ａコンバータ１０１１を備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は、無停電電源装置に関し、特に、無停電電源装置の回復充電時間の短縮に関するものである。

コンピュータをはじめとする情報機器や情報処理システムの信頼性や運用性を向上させるために種々の手段が考慮されている。無停電電源装置もそのような手段の一つとして効果の著しいもので、電源供給がシステム稼働に必要不可欠であることから、システムの信頼性や運用性の向上に大いに寄与している。

従来の無停電電源装置の一例として図１０に示すようなものがある。

図１０の無停電電源装置７は、入力端子Ａ及びＢと、入力端子Ａ及びＢに接続されたフィルタ回路２と、フィルタ回路２に接続された過電流保護器３と、過電流保護器３に接続された高力率整流回路３０と、高力率整流回路３０に接続されたインバータ回路４０と、インバータ回路４０に接続された出力端子Ｃ及びＤと、過電流保護器３と高力率整流回路３０との接続点である交流入力端子Ｅ及びＦに接続された充電回路２０と、充電回路２０に接続されたバッテリ６と、高力率整流回路３０とインバータ回路４０との接続点である直流端子Ｇ及びＨと充電回路２０とバッテリ６との接続点であるバッテリ電圧端子Ｉ及びＪとの間に接続された昇圧回路５０と、充電回路２０とバッテリ６との間に流れる充電電流を検出する電流検出器５と、電流検出器５及びバッテリ電圧端子Ｉに接続されるとともに前記充電回路に接続される充電器制御回路６０とを備えている（例えば、非特許文献１参照。充電器制御回路６０については、例えば、非特許文献２参照。）。

図１０の無停電電電装置において、入力端子Ａ及びＢから入力される交流電力は、フィルタ回路２、過電流保護器３、及び交流入力端子Ｅ及びＦを介して高力率整流回路３０に入力される。

高力率整流回路３０は、例えば、リアクトルと高速スイッチング素子ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）とを備え、ＭＯＳＦＥＴを開閉制御することにより交流入力端子Ｅ及びＦを介して入力される交流電源電圧を昇圧して電圧が安定化された直流電力を直流端子Ｇ、Ｈに供給するとともに入力電流波形を入力電圧波形と相似形になるように制御し、結果として力率改善制御を実施する。高力率整流回路３０から直流端子Ｇ、Ｈに供給された直流電力は、インバータ回路４０に入力される。

また、交流入力端子Ｅ及びＦに供給された交流電力は、充電制御回路６０により出力電圧（充電電圧）を安定化制御される充電回路２０にも入力される。

充電回路２０は、例えば、図示のようにＭＯＳＦＥＴ２００９とトランス２００８と整流ダイオード２００１〜２００４，２００７及び２０１０〜２０１１とリアクトル２００５及び２０１２とコンデンサ２００６及び２０１３とを備えている。そして、充電回路２０は、充電器制御回路６０の制御に従いＭＯＳＦＥＴ２００９を開閉し、交流入力端子Ｅ及びＦを介して入力される交流電源電圧を所定の安定化直流電圧に変換し、バッテリ充電電力としてバッテリ電圧端子Ｉ及びＪを介してバッテリ６に供給する。

充電器制御回路６０は、例えば、図示のように誤差増幅器１００１及び１００６、基準電圧源１００５及び６００１、抵抗器１００２及び１００７、比較器１００３、鋸歯状波発生部１００８，及び駆動回路１００４を備えている。充電器制御回路６０は、電流検出器５からの充電電流情報に基づいてバッテリ充電電圧値を制御し、バッテリ充電電流が所定の電流値以上の場合には充電回路２０からの安定化出力電圧値が所定の量以下（充電電流が所定値以下）になるように制御し、結果的にバッテリ６にとって定電流定電圧充電がなされるようにしている。

充電回路２０の出力は、上述したようにバッテリ電圧端子Ｉ及びＪを介してバッテリ６に供給されるとともに、昇圧回路５０にも入力される。昇圧回路５０の出力は、直流端子Ｇ及びＨを介してインバータ回路４０に入力される。

高力率整流回路３０の出力及び昇圧回路５０の出力が供給されるインバータ回路４０は、例えば、ＭＯＳＦＥＴとトランスとリアクトル及びコンデンサによるＡＣフィルタを備えており、ＭＯＳＦＥＴを開閉制御することにより、直流端子Ｇ及びＨを介して入力される直流電圧を断続させる。このＭＯＳＦＥＴの開閉制御によりトランスの二次側に誘起される所定の断続電圧は、前記ＡＣフィルタ回路に与えられる。前記ＡＣフィルタ回路はこの断続電圧を平滑して、所定の交流出力電圧Ｖｏとして出力端子Ｃ及びＤを介して負荷機器（図示せず）に供給する。

上記構成において停電が発生した場合、即ち入力端子Ａ、Ｂ間（あるいは交流入力端子Ｅ、Ｆ間）に入力される交流電力が途絶えた場合、充電回路２０および高力率整流回路３０からそれぞれ出力される所定の直流電力は絶たれる。このとき、バッテリ６からの直流電力が、必要に応じて昇圧回路５０によって昇圧され、直流端子Ｇ及びＨを介してインバータ回路４０に供給される。その結果、停電が発生した場合であっても、インバータ回路４０は所定の交流出力電圧Ｖｏの交流電力を、所定の時間、出力端子Ｃ及びＤを介して負荷機器に供給することができる。

上述したような無停電電源装置の性能の優劣を決定する大きな要因としての定格出力電力（大きいほど良い）と、回復充電時間（短いほど良い）に対応する充電初期電力の合算値（Ｐout＋Ｐcha）は、入力許容最低電圧（Ｖiacmin）と入力電流の制限値（Ｉiaclim×α）から決定付けられる。即ち、入力電流をＩiac、許容出力電力をＰout、充電初期電力をＰcha、全体効率をη、全体力率をξ、入力許容最低電圧をＶiacmin、過電流保護器３の過電流検出電流をＩiaclim、過電流保護器３の低減率をαとすると、これらの関係は数式１により表される。

ここで一般的に流通している、出力容量が１，０００［Ｗ］程度で、バッテリバックアップ時間が６分程度で、高力率整流回路を有する常時インバータ型無停電電源装置を考える。このような無停電電源装置において、その全体効率η、全体力率ξ等は使用される回路や部品等に依存するが、現状では、経済性等の理由により、全体効率ηが０．８５〜０．９０程度、全体力率ξが０．９５〜０．９９程度である。ここでは、全体効率η＝０．８７、全体力率ξ＝０．９７とする。また、使用されるバッテリ６の容量は、概ね１２Ｖ２８Ａｈ程度が選択され、また過電流保護器３の過電流検出電流Ｉiaclimは１５［Ａ］が選択され、また過電流保護器３の低減率α＝０．９５程度が選択される。ここでは、これらの値を採用する。このような条件下で、入力許容最低電圧をＶiacmin＝８５［Ｖ］とすれば、充電初期電力Ｐchaに消費可能な電力は数式２により求められる。

また、４８Ｖ７Ａｈの容量を持つバッテリ６として、市場に広く流通している１２Ｖ７Ａｈのバッテリを４個直列に接続して使用する場合について検討する。一般に、１２Ｖバッテリに対し、バッテリメーカーから提示されている推奨充電電圧は１３．６５Ｖ程度であり、このようなバッテリを４個直列に使用する場合の充電電圧は５４．６０Ｖ程度となる。上記数式２で求めたように、バッテリ充電電圧として消費可能な充電初期電力は２２［Ｗ］以下なので、充電初期電流は０．４０（＝２２（Ｗ）／５４．６（Ｖ））［Ａ］以下となる。仮に充電初期電流を０．３５［Ａ］とした場合、この充電電流ＣＡ値は０．０５（＝０．３５／７）となる。この場合の回復充電時間は、図３（充電初期電流（ＣＡ）ｖｓ回復充電時間（時））で示される例では１２時間であり、この回復充電時間は実際に使用される出力電力に依存せずに一定の値となる。つまり、従来の無停電電源装置の回復充電時間は、結果的に充電制御回路６０における基準電圧源６００１の設定電圧により一義的に決まる。

平地克也、「ミニＵＰＳの回路方式の変遷と今後の課題」、信学技報、社団法人電子情報通信学会、２００４年２月、ＥＥ２００３−５７、ｐ．１−６（特に、ｐ．２−４） 長谷川彰、「スイッチング・レギュレータ設計ノウハウ」、ＣＱ出版、昭和６０年４月１０日、ｐ．１１５−１１９

従来の無停電電源装置は、上述したように、定電流定電圧充電がなされるように構成されているため、無停電電源装置の実負荷電力の負荷率に関係なく、回復充電時間は一定の時間となっている。ところが、現実の無停電電源装置の使用形態としては、バッテリ寿命末期のバッテリバックアップ時間の低下（１／２程度となる）を考慮して、無停電電源装置の定格出力電力より低い負荷電力で使用されることが多い。このように負荷電力が定格出力電力よりも低い場合には、より多くの電力をバッテリの充電に振り向けることができるはずである。つまり、無停電電源装置の過電流保護器３の制限電流内で、より多くの電流をバッテリの充電に利用することができ、それによって回復充電時間を短縮することができるはずである。それにも関わらず、従来の無停電電源装置では、定格出力電力から制限される一定の充電初期電力に依存する長い回復充電時間がかかってしまう。換言すれば、従来の無停電電源装置は、所定のバッテリバックアップ時間を保証できる満充電あるいは９０％充電状態に至るまでの時間が必要以上に長くかかり、結果としてシステムの運用性を十分に向上させられないといった問題点がある。

本発明は、回復充電時間の短い無停電電源装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明は以下のような特徴を有する。

本発明の第１の態様によれば、外部から入力端子に供給される電力を出力端子へ供給しつつバッテリを充電し、前記入力端子への電力の供給が断たれたときに前記バッテリから前記出力端子へ電力を供給する無停電電源装置において、前記バッテリの充電電力最大値を制御するバッテリ充電最大電力値制御手段を備えていることを特徴とする。

また、本発明の第２の態様によれば、前記無停電電源装置において、前記バッテリ充電最大電力値制御手段が、前記入力端子に流れる入力電流の大きさを表す入力電流値に基づいて前記充電電力最大値を制御するようにしたことを特徴とする。

さらに、本発明の第３の態様によれば、前記無停電電源装置において、前記バッテリ充電最大電力値制御手段が、予め設定された入力電流制限値と、前記入力電流値との差を低減するように前記充電最大電力値を制御するようにしたことを特徴とする。

本発明によれば、バッテリの充電電力最大値を制御するバッテリ充電最大電力値制御手段を備えたことにより、バッテリの回復充電時間を従来よりも短縮することができ、もって、運用性の高い無停電電源装置を提供することができる。

次に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

図１は、本発明の第１の実施の形態に係る無停電電源装置１−１を示す回路図である。同図において、従来と同一のものには同一符号を付し、その説明を省略する。

図示の無停電電源装置１−１は、従来の構成加え、過電流保護器３と交流入力端子Ｅとの間に流れる電流（入力電流）を検出し、その大きさを表す入力電流情報Ｉｉを発生する電流検出器４を有している。また、この無停電電源装置１−１は、従来の充電器制御回路６０に代えて、充電器制御回路１０を有している。

充電器制御回路１０は、従来の基準電圧源６００１に代えて、電流検出器４からの入力電流情報Ｉｉと電流検出器５からの充電電流情報Ｉｃとを受け、これらをＡ／Ｄ変換して入力電流情報Ｉidと充電電流情報Ｉcdとを出力するＡ／Ｄコンバータ１００９と、Ａ／Ｄコンバータ１００９からの入力電流情報Ｉidと充電電流情報Ｉcdとに基づいて充電電流設定値（目標電流値）Ｉcdsetを発生するＣＰＵ（演算部）１０１０と、充電電流設定値Ｉcdsetに対応する電圧値Ｉcsetを出力するＤ／Ａコンバータ１０１１とを有している。これら電流検出器４及び５、Ａ／Ｄコンバータ１００９、ＣＰＵ１０１０及びＤ／Ａコンバータ１０１１が、バッテリ充電最大電力値制御手段として働く。

以下、図１の無停電電源装置１−１の動作について、従来の無停電電源装置７と異なる点を中心に説明する。

入力端子Ａ及びＢに供給された交流電力が、フィルタ回路２、過電流保護器３、電流検出器４及び交流入力端子Ｅ及びＦを介して充電回路２０及び高力率整流回路３０に供給されると、電流検出器４は過電流保護器３と交流入力端子Ｅとの間に流れる電流を検出する。そして、電流検出器４は、検出した電流の大きさを表す入力電流情報Ｉｉを出力する。

充電器制御回路１０では、Ａ／Ｄコンバータ１００９が電流検出器４から出力される入力電流情報Ｉｉと、電流検出器５から出力される充電電流情報ＩｃをＡ／Ｄ変換して、ＣＰＵ１０１０へ供給する。ＣＰＵ１０１０は、例えば、図２に示すように動作する。

図２を参照すると、ＣＰＵ１０１０は、まずステップＳ２−１において、Ａ／Ｄコンバータ１００９を介して数値化された入力電流情報Ｉidと入力電流制限値Ｉidlimitを比較する。ここで、入力電流制限値Ｉidlimitは、過電流保護器３の過電流検出電流Ｉiaclimに基づいて決められる最大値（＜Ｉiaclim）よりも小さい値であれば任意に設定可能である。入力電流制限値Ｉidlimitは、図示しない入力設定部より予め入力設定され、図示しないメモリに格納される。

ＣＰＵ１０１０は、ステップＳ２−１の比較の結果、Ｉid＞Ｉidlimitであると判断すると、ステップＳ２−２に進み、充電電流設定値Ｉcdsetを、例えば所定量、減少させる。

一方、ＣＰＵ１０１０は、ステップＳ２−１において、Ｉid≦Ｉidlimitであると判断すると、ステップＳ２−３に進み、充電電流を制限する必要があるバッテリであるのか否か（即ち、バッテリの種類）を判断する。この判断は、予め入力設定器より入力され、メモリに格納されたバッテリ情報に基づいて行う。

ステップＳ２−３における判断の結果、制限不要（例えば、フロート充電が可能な鉛蓄電池）と判断されると、ＣＰＵ１０１０は、ステップＳ２−４に進み、充電電流設定値Ｉcdsetを、例えば所定量、増加させる。

一方、ステップＳ２−３において、充電電流に制限が必要と判断すると、ＣＰＵ１０１０は、ステップＳ２−５に進み、Ａ／Ｄコンバータ１００９を介して数値化された充電電流情報Ｉcdと充電電流に制限が必要なバッテリの充電電流制限値Ｉcdlimitとを比較する。なお、バッテリの充電電流制限値は、前述したバッテリ情報に含まれている。

ステップＳ２−５において、Ｉcd≦Ｉcdlimitと判断すると、ＣＰＵ１０１０は、ステップＳ２−４に進み、前述のように、充電電流設定値Ｉcdsetを増加させる。

一方、ステップＳ２−５において、Ｉcd＞Ｉcdlimitと判断すると、ＣＰＵ１０１０は、ステップ２−６に進み、充電電流設定値Ｉcdsetを減少させる。

図１に戻ると、上述したような処理を経て得られる充電電流設定値Ｉcdsetは、ＣＰＵ１０１０からＤ／Ａコンバータ１０１１に供給される。Ｄ／Ａコンバータ１０１１は、充電電流目標電流値（充電電流最大値）である充電電流設定値ＩcdsetをＤ／Ａ変換し、対応する電圧値Ｉcsetとして、誤差増幅器１００６の反転入力端子へ出力する。

誤差増幅器１００６には、その非反転入力端子に電流検出器５からの充電電流情報Ｉｃが入力されている。誤差増幅器１００６は、この電流検出器５からの充電電流情報Ｉｃと、Ｄ／Ａコンバータ１０１１からの充電電流設定値Ｉcsetとの差に応じた出力電圧を発生する。即ち、誤差増幅器１００６は、充電電流情報Ｉｃと充電電流設定値Ｉcsetとの差（Ｉｃ−Ｉcset）のβ６倍（＝誤差増幅器１００６の増幅率）に相当する誤差増幅電圧Ｅ６を出力する。この誤差増幅電圧Ｅ６は、一端が誤差増幅器１００１の出力端子に接続される抵抗器１００２の他端と比較器１００３の反転入力端子との接続点に供給される。

他方、誤差増幅器１００１の非反転入力端子には充電回路２０からのバッテリ充電電圧Ｖchが入力され、反転入力端子にはバッテリ充電電圧を設定する基準電圧Ｖrefが基準電圧源１００５から入力されている。誤差増幅器１００１は、バッテリ充電電圧Ｖchと基準電圧Ｖrefとの差（Ｖch−Ｖref）のβ１倍（＝誤差増幅器１００１の増幅率）に相当する誤差増幅電圧Ｅ１を出力する。この誤差増幅電圧Ｅ１は、抵抗器１００２を介して比較器１００３の反転入力端子に供給される。

抵抗器１００２及び１００７を介して加算される誤差増幅器１００１及び１００６の誤差増幅電圧Ｅ１及びＥ６は、制御用信号Ｅとして比較器１００３の反転入力端子に入力される。比較器１００３の非反転入力端子には鋸歯状波発生器１００８からの鋸歯状波信号Ｓが入力される。比較器１００３は、制御用信号Ｅと鋸歯状波信号Ｓとを比較し、制御用信号Ｅのレベルに応じたパルス幅Δｔを持つパルス信号を生成する。

比較器１００３により生成されたパルス信号は、駆動回路１００４に供給される。駆動回路１００４は、比較器１００３からのパルス信号に応じて制御パルス信号Ｔ１を発生し、充電回路２０のＭＯＳＦＥＴ２００９の開閉制御を行う。

以上のように動作する結果、図１の無停電電源装置１−１では、バッテリ充電電流値が、入力電流制限やバッテリの充電電流制限値を加味されて設定される充電電流設定値Ｉcset以上となる場合には、充電回路２０からバッテリ６へ供給される安定化出力電圧値（充電電圧Ｖch）を低下させるようＭＯＳＦＥＴ２００９が制御され、結果的にバッテリ６は定電流定電圧充電される。

図１の無停電電源装置１−１においても、定格出力電力（大きいほど良い）と、回復充電時間（短いほど良い）を決定付ける充電初期電力の合算値は、入力許容最低電圧と入力電流の制限値から決定付けられる。即ち、入力電流Ｉiac、許容出力電力をＰout、充電初期電力をＰcha、全体効率をη、全体力率をξ、入力許容最低電圧をＶiacmin、過電流保護器３の過電流検出電流をＩiaclim、過電流保護器３の低減率をαとするとして、これらの関係は数式３（＝数式１）により表される。

ここで、出力容量が１，０００［Ｗ］、バッテリバックアップ時間が６分、全体効率η＝０．８５、全体力率ξ＝０．９７、使用するバッテリの容量＝１２Ｖ２８Ａｈ、過電流保護器３の過電流検出電流Ｉiaclim＝１５［Ａ］、過電流保護器３の低減率α＝０．９５、入力許容最低電圧Ｖiacmin＝８５［Ｖ］とすれば、充電初期電力Ｐchaに消費可能な電力は数式４で与えられる。

同様に、出力容量が９８３［Ｗ］、９４５［Ｗ］、９０７［Ｗ］及び７９２［Ｗ］の場合に充電初期電力Ｐchaとして消費可能な電力は、それぞれ数式５乃至８で与えられる。

本実施の形態に係る無停電電源装置１−１では、入力電流制限値Ｉidlimitとして、出力容量に応じた値を設定することにより、充電初期電流の大きさ（充電電力最大値）を変更することができる。充電初期電流（ＣＡ）と回復充電時間との関係は図３のようなものであるため、充電初期電流を大きくすることにより、回復充電時間を従来よりも短縮できる。具体例を図４に示す。

図４の例は、使用バッテリとして、市場に広く流通している１２Ｖ７Ａｈのバッテリを４個直列に使用する場合を想定したものである。１２Ｖバッテリに対してバッテリメーカーから提示されている推奨充電電圧は１３．６５Ｖ程度であるため、このバッテリを４個直列に使用する場合の充電電圧は５４．６０Ｖ程度となる。この時、上述した５種類の出力容量の各々について、バッテリ充電電圧として消費可能な充電初期電力、その場合の充電初期電流、その充電初期電流に対応した充電時間の関係は図４のようになる。

このように、本実施の形態に係る無停電電源装置１−１は、バッテリ充電電流値として、入力電流制限値やバッテリの充電電流制限値を加味されて設定される充電電流設定値Ｉcdsetに対応した充電初期電流値を自動設定することが可能となり、出力容量に見合った回復充電時間の短縮が図４の表のとおり可能となる。これにより、無停電電源装置の運用性の向上を図ることができる。

次に、本発明の第２の実施の形態に係る無停電電源装置１−２について図５を参照して詳細に説明する。以下では、主に第１の実施の形態に係る無停電電源装置１−１と異なる点について説明する。

図５の無停電電源装置１−２が図１の無停電電源装置１−１と異なる点は、充電器制御回路１０及び充電回路２０がそれぞれ２象限チョッパ制御回路１１及び２象限チョッパ回路２１に変更されている点、２象限チョッパ回路２１の入力兼出力端子が直流端子Ｇ、Ｈに接続されている点、及び昇圧回路５０が削除されている点である。

詳述すると、図５の無停電電源装置１−２の２象限チョッパ回路２１は、高効率整流回路３０とインバータ回路４０との接続点である直流端子Ｇ及びＨに接続されるとともにバッテリ６が接続されるバッテリ電圧端子Ｉ及びＪに接続されている。また、２象限チョッパ制御回路１１は、直流端子Ｇ及びＨとバッテリ電圧端子Ｉ及びＪとに接続されるとともに、電流検出器４及び５に接続されている。

以下、図５の無停電電源装置１−２の動作について説明する。

入力端子Ａ、Ｂから入力される交流電力は、フィルタ回路２、過電流保護器３、電流検出器４、交流入力端子Ｅ及びＦを介して、高力率整流回路３０に入力される。高力率整流回路３０は、入力される交流電源電圧を昇圧して電圧が安定化された直流電力を直流端子Ｇ及びＨに供給する。高力率整流回路３０から直流端子Ｇ及びＨへ出力された直流電力は、インバータ回路４０及び２象限チョッパ回路２１に入力される。

２象限チョッパ回路２１は、例えば、図示のようにＭＯＳＦＥＴ２１０１及び２１０２と、リアクトル２１０３と、コンデンサ２１０４とを備えている。ＭＯＳＦＥＴ２１０１及び２１０２は、２象限チョッパ制御回路１１から与えられるゲート駆動信号Ｔ２、Ｔ３により開閉制御される。

交流入力受電時、２象限チョッパ回路２１は高力率整流回路３０からの直流電圧を降圧制御（安定化制御）し、バッテリ６に対する充電器として動作する。この場合、２象限チョッパ制御回路１１から出力されるゲート駆動信号Ｔ３は常にＬレベルとなり、従ってＭＯＳＦＥＴ２１０２は常にＯＦＦ状態にある。一方、２象限チョッパ制御回路１１から出力されるゲート駆動信号Ｔ２は、このときＨレベルとＬレベルとを交互に繰り返す。

ゲート駆動信号Ｔ２がＨレベルのときはＭＯＳＦＥＴ２１０１がＯＮし、直流端子Ｇ→ＭＯＳＦＥＴ２１０１→リアクトル２１０３→電流検出器５→バッテリ電圧端子Ｉ→バッテリ６→バッテリ電圧端子Ｊ→直流端子Ｈの経路で電流が流れ、リアクトル２１０３にエネルギーが蓄積される。また、２象限チョッパ制御回路１１から出力されるゲート駆動信号Ｔ２がＬレベルのときはＭＯＳＦＥＴ２１０１がＯＦＦし、リアクトル２１０３に蓄積されたエネルギーは、リアクトル２１０３→電流検出器５→バッテリ電圧端子Ｉ→バッテリ６→バッテリ電圧端子Ｊ→ＭＯＳＦＥＴ２１０２のボディーダイオード（図示せず）→リアクトル２１０３の経路で電流が循環してバッテリ６に供給される。

ゲート駆動信号Ｔ２のＨレベルの期間を大に、Ｌレベルの期間を小とすると、２象限チョッパ回路２１の出力電圧と出力電流は増加する。逆にゲート駆動信号Ｔ２のＨレベルの期間を小に、Ｌレベルの期間を大とすると、２象限チョッパ回路２１の出力電圧と出力電流は減少する。

以上のように交流入力受電時はＭＯＳＦＥＴ２１０１のゲート駆動信号Ｔ２のＨレベルとＬレベルの時比率を適切に制御することにより、２象限チョッパ制御回路１１にて２象限チョッパ回路２１の出力電圧と電流、即ちバッテリ充電電圧、電流を所望の値に制御することができる。

上記構成において停電が発生した場合、高力率整流回路３０から出力される所定の直流電力は絶たれるが、バッテリ６からのバッテリ電圧に対して２象限チョッパ回路２１は昇圧（安定制御）器として働き、所定の時間、インバータ回路４０に対し所定の直流電力を供給する。その結果、インバータ回路４０からは所定の交流出力電圧Ｖｏの交流電力が所定の時間、出力端子Ｃ、Ｄを介して負荷機器に供給される。

停電発生時、２象限チョッパ制御回路１１から出力されるゲート駆動信号Ｔ２は常にＬレベルとなり、従ってＭＯＳＦＥＴ２１０１は常にＯＦＦ状態にある。一方、２象限チョッパ制御回路１１から出力されるゲート駆動信号Ｔ３はＨレベルとＬレベルとを交互に繰り返す。

２象限チョッパ制御回路１１から出力されるゲート駆動信号Ｔ３がＨレベルのときはＭＯＳＦＥＴ２１０２がＯＮし、バッテリ６→バッテリ電圧端子Ｉ→電流検出器５→リアクトル２１０３→ＭＯＳＦＥＴ２１０２→バッテリ電圧端子Ｊ→バッテリ６の経路で電流が流れ、リアクトル２１０３にエネルギーが蓄積される。また、２象限チョッパ制御回路１１から出力されるゲート駆動信号Ｔ３がＬレベルのときはＭＯＳＦＥＴ２１０２はＯＦＦし、リアクトル２１０３に蓄積されたエネルギーは、リアクトル２１０３→ＭＯＳＦＥＴ２１０１のボディーダイオード（図示せず）→直流端子Ｇ→インバータ回路４０及び出力端子Ｃ，Ｄに接続された負荷機器（図示せず）→直流端子Ｈ→バッテリ電圧端子Ｊ→バッテリ６→バッテリ電圧端子Ｉ→電流検出器５→リアクトル２１０３の経路で電流が循環して負荷機器に無停電電力を供給する。

ゲート駆動信号Ｔ３のＨレベルの期間を大に、Ｌレベルの期間を小とすると、２象限チョッパ回路２１の出力電圧と出力電流は増加する。逆にゲート駆動信号Ｔ３のＨレベルの期間を小に、Ｌレベルの期間を大とすると、２象限チョッパ回路２１の出力電圧と出力電流は減少する。

以上のように停電時はＭＯＳＦＥＴ２１０２のゲート駆動信号Ｔ３のＨレベルとＬレベルの時比率を適切に制御することにより、２象限チョッパ制御回路１１にて２象限チョッパ回路２１の出力電圧、即ちインバータ回路４０の入力電圧を所望の値に制御することができる。

２象限チョッパ制御回路１１は、上記のように２象限チョッパ回路２１を制御するため、Ａ／Ｄコンバータ１００９、ＣＰＵ１０１０、Ｄ／Ａコンバータ１０１１、２象限チョッパ電圧制御回路１１０１、誤差増幅器１１０２、及び抵抗器１１０３を備えている。

２象限チョッパ制御回路１１では、電流検出器４からの入力電流情報Ｉｉと、電流検出器５からの充電電流情報ＩｃをＡ／Ｄコンバータ１００９で入力電流情報Ｉidと充電電流情報Ｉcdに変換しＣＰＵ１０１０に供給する。ＣＰＵ１０１０は、第１の実施の形態の場合と同様（図２参照）に動作して、入力された入力電流情報Ｉidと充電電流情報Ｉcdとに基づいて充電電流設定値Ｉcdsetを生成し、Ｄ／Ａコンバータ１０１１へ出力する。Ｄ／Ａコンバータ１０１１は、ＣＰＵ１０１０の処理結果を変換し、目標電流値に対応した電圧値Ｉcsetとして誤差増幅器１１０２の反転入力端子へ出力する。

誤差増幅器１１０２の非反転入力端子には電流検出器５からの充電電流情報Ｉｃが入力されている。そして、誤差増幅器１１０２は、この充電電流情報Ｉｃと反転入力端子に入力されるＤ／Ａコンバータ１０１１からの目標電流値に対応した電圧値Ｉcsetとの差（Ｉｃ−Ｉcset）のβ２（誤差増幅器１１０２の増幅率）倍に相当する誤差増幅電圧Ｅ２を発生し、抵抗器１１０３を介して２象限チョッパ電圧制御回路１１０１に供給する。

２象限チョッパ電圧制御回路１１０１は、誤差増幅器１１０２から抵抗器１１０３を介して供給される誤差増幅電圧Ｅ２の他、直流端子Ｇ及びＨとバッテリ電圧端子Ｉ及びＪとからの電位Ｖｇ、Ｖｈ、Ｖｉ及びＶｊが与えられている。２象限チョッパ電圧制御回路１１０１は、これら電圧Ｅ２及び電位Ｖｇ〜Ｖｊに基づき、公知の方法により２象限チョッパ回路２１に与えるゲート駆動信号Ｔ２、Ｔ３を生成する。

つまり、２象限チョッパ電圧制御回路１１０１は、交流入力（電源電圧）受電時は、ゲート駆動信号Ｔ３を常にＬレベルにするとともに、バッテリ電圧端子Ｉ、Ｊ間の電圧、即ちバッテリ６に対するバッテリ充電電圧、を安定化制御するようにゲート駆動信号Ｔ２のＨレベルとＬレベルの時比率を制御する。このとき、２象限チョッパ電圧制御回路１１０１は、抵抗器１１０３を介して誤差増幅器１１０２から与えられる誤差増幅電圧Ｅ２に基づき、充電電流Ｉｃが充電電流設定値Ｉcdsetより大きくならないようにゲート駆動信号Ｔ２のＨレベルとＬレベルの時比率を制限する。このようにして、２象限チョッパ電圧制御回路１１０１は、交流入力受電時に、２象限チョッパ回路２１の出力電圧と電流、即ちバッテリ充電電圧、電流を所望の値に制御することができる。

一方、停電発生時には、２象限チョッパ回路２１は、バッテリ６からのバッテリ電圧に対して昇圧器として働き、ゲート駆動信号Ｔ２を常にＬレベルにするとともに、直流端子Ｇ、Ｈ間の電圧、即ちインバータ回路４０の入力電圧、を安定化制御するようにゲート駆動信号Ｔ３のＨレベルとＬレベルの時比率を制御する。

以上のようにして、本実施の形態に係る無停電電源装置１−２においても、第１の実施の形態に係る無停電電源装置１−１と同様に、バッテリ充電電流値として、入力電流制限値やバッテリの充電電流制限値を加味されて設定される充電電流設定値Ｉcdsetに対応した充電初期電流値を自動設定することが可能となり、出力容量に見合った回復充電時間の短縮が可能となる。これにより、無停電電源装置の運用性の向上を図ることができる。

次に、本発明の第３の実施の形態に係る無停電電源装置について図６を参照して詳細に説明する。以下では、主に第１の実施の形態に係る無停電電源装置１−１と異なる点について説明する。

図６の無停電電源装置１−３が図１の無停電電源装置１−１と異なる点は、図１の充電器制御回路１０及び充電回路２０がそれぞれ双方向コンバータ制御回路１２及び双方向コンバータ回路２２に変更されている点と、双方向コンバータ回路２２の入力兼出力端子が交流入力端子Ｅ及びＦと出力端子Ｃ及びＤとに接続されている点と、図１の高力率整流回路３０、インバータ回路４０及び昇圧回路５０が削除されている点である。

詳述すると、図６の無停電電源装置１−３は、入力端子Ａ及びＢがフィルタ回路２、過電流保護器３、電流検出器４、及び交流入力端子Ｅ及びＦを介して出力端子Ｃ及びＤに接続されている。双方向コンバータ回路２２は、交流端子Ｅ及びＦに接続されるとともに、バッテリ電圧端子Ｉ及びＪに電流検出器５を介して接続されている。また、双方向コンバータ制御回路１２は、交流入力端子Ｅ及びＦとバッテリ電圧端子Ｉ及びＪとに接続されるとともに、電流検出器４及び５にも接続されている。

以下、図６の無停電電源装置１−３の動作について説明する。

入力端子Ａ、Ｂに入力される交流電力は、フィルタ回路２、過電流保護器３、電流検出器４、交流入力端子Ｅ及びＦ、及び出力端子Ｃ及びＤを介して負荷機器（図示せず）に供給される。また、交流電力は、交流入力端子Ｅ及びＦから双方向コンバータ回路２２及び双方向コンバータ制御回路１２に入力される。

双方向コンバータ回路２２は、例えば、図示のようにトランス２２０１、コンデンサ２２０２及び２２０８、リアクトル２２０３、ＭＯＳＦＥＴ２２０４〜２２０７により構成される。この双方向コンバータ回路２２は、双方向コンバータ制御回路１２から与えられるゲート駆動信号Ｔ４〜Ｔ７によりＭＯＳＦＥＴ２２０４〜２２０７の開閉制御がなされ、交流入力（電源電圧）受電時には、バッテリ６に対する充電器として動作する。

詳述すると、交流入力受電時、交流入力端子Ｆの電位より交流入力端子Ｅの電位が高い期間（以降、「正の半サイクル」と称する。）、双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ４、Ｔ６及びＴ７は常にＬレベルとなり、ＭＯＳＦＥＴ２２０４、２２０６及び２２０７は常にＯＦＦ状態となる。このとき、双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ５がＨレベルであれば、ＭＯＳＦＥＴ２２０５がＯＮし、交流入力端子Ｅ→トランス２２０１→交流入力端子Ｆの経路で流れる電流によりトランス２２０１の二次側に誘起された電流が、トランス２２０１→リアクトル２２０３→ＭＯＳＦＥＴ２２０５→ＭＯＳＦＥＴ２２０７のボディーダイオード（図示せず）→トランス２２０１の経路で流れ、リアクトル２２０３にエネルギーが蓄積される。

他方、正の半サイクル期間中、双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ５がＬレベルのときはＭＯＳＦＥＴ２２０５がＯＦＦし、リアクトル２２０３に蓄積されたエネルギーは、リアクトル２２０３→ＭＯＳＦＥＴ２２０４のボディーダイオード（図示せず）→電流検出器５→バッテリ電圧端子Ｉ→バッテリ６→バッテリ電圧端子Ｊ→ＭＯＳＦＥＴ２２０７のボディーダイオード（図示せず）→トランス２２０１→リアクトル２２０３の経路で電流が循環してバッテリ６に供給される。

正の半サイクルの期間において、双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ５のＨレベル期間を長くすると（即ち、ＭＯＳＦＥＴ２２０５のＯＮ期間を大にすると）リアクトル２２０３に蓄積されるエネルギーが大となりバッテリ６への充電電圧、電流は増加する。逆に双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ５のＬレベル期間を長くすると（即ち、ＭＯＳＦＥＴ２２０５のＯＦＦ期間を大にすると）リアクトル２２０３に蓄積されるエネルギーが小となりバッテリ６への充電電圧、電流は減少する。

次に、交流入力受電時であって、交流入力端子Ｅの電位より交流入力端子Ｆの電位が高い期間（以降、「負の半サイクル」と記す）の動作について説明する。

負の半サイクルの期間中、双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ４、Ｔ５及びＴ６は常にＬレベルとなり、ＭＯＳＦＥＴ２２０４、２２０５及び２２０６は常にＯＦＦ状態となる。このとき、双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ７がＨレベルであれば、ＭＯＳＦＥＴ２２０７がＯＮし、交流入力端子Ｆ→トランス２２０１→交流入力端子Ｅに流れる電流によってトランス２２０１の二次側に誘起された電流は、トランス２２０１→ＭＯＳＦＥＴ２２０７→ＭＯＳＦＥＴ２２０５のボディーダイオード（図示せず）→リアクトル２２０３→トランス２２０１の経路で流れ、リアクトル２２０３にエネルギーが蓄積される。

他方、負の半サイクルの期間中、双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ７がＬレベルのときはＭＯＳＦＥＴ２２０７がＯＦＦし、リアクトル２２０３に蓄積されたエネルギーは、リアクトル２２０３→トランス２２０１→ＭＯＳＦＥＴ２２０６のボディーダイオード（図示せず）→電流検出器５→バッテリ電圧端子Ｉ→バッテリ６→バッテリ電圧端子Ｊ→ＭＯＳＦＥＴ２２０５のボディーダイオード（図示せず）→リアクトル２２０３の経路で電流が循環してバッテリ６に供給される。

負の半サイクルの期間において、双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ７のＨレベル期間を長く（即ちＭＯＳＦＥＴ２２０７のＯＮ期間を大）にするとリアクトル２２０３に蓄積されるエネルギーが大となりバッテリ６への充電電圧、電流は増加する。逆に、負の半サイクルの期間中、双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ７のＬレベル期間を長く（ＭＯＳＦＥＴ２２０７のＯＦＦ期間を大）にするとリアクトル２２０３に蓄積されるエネルギーが小となりバッテリ６への充電電圧、電流は減少する。

以上のように、本実施の形態に係る無停電電源装置１−３では、交流入力受電時における正の半サイクル時はＭＯＳＦＥＴ２２０５のゲート駆動信号Ｔ５のＨレベルとＬレベルの時比率を適切に制御することにより、交流入力受電時における負の半サイクル時はＭＯＳＦＥＴ２２０７のゲート駆動信号Ｔ７のＨレベルとＬレベルの時比率を適切に制御することにより、双方向コンバータ制御回路１２にて双方向コンバータ回路２２の出力電圧と電流、即ちバッテリ充電電圧、電流を所望の値に制御（安定化制御）することができる。

次に、停電が発生した場合、即ち交流電源電圧が断した場合、の無停電電源装置１−３の動作について説明する。

停電が発生した場合、入力端子Ａ及びＢに入力され交流入力端子Ｅ及びＦを介して双方向コンバータ回路２２に供給される交流電力が途絶える。このとき、双方向コンバータ回路２２は、バッテリ６からのバッテリ電圧に対してインバータとして動作し、所定の交流出力電圧Ｖｏの交流電力を、所定の時間、出力端子Ｃ、Ｄを介して負荷機器（図示せず）に供給する。

双方向コンバータ回路２２のインバータとしての動作を、交流入力端子Ｅ及びＦの電位に応じて場合分けして以下に説明する。

まず、双方向コンバータ回路２２が、交流入力端子Ｅの電位より交流入力端子Ｆの電位が高い（以降、「正の半サイクル」と称す。）出力電圧を発生する期間について説明する。

双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ４及びＴ７によりＭＯＳＦＥＴ２２０４とＭＯＳＦＥＴ２２０７が同時にＯＮすると、トランス２２０１の２次コイル側にバッテリ電圧が正方向に印加される。次に、双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ４及びＴ６によりＭＯＳＦＥＴ２２０４とＭＯＳＦＥＴ２２０６が同時にＯＮすると、トランス２２０１の２次コイル電圧はゼロとなる。つまり、ＭＯＳＦＥＴ２２０４をＯＮさせた状態で、ＭＯＳＦＥＴ２２０６とＭＯＳＦＥＴ２２０７とを交互にＯＮ／ＯＦＦさせることにより、トランス２２０１の２次コイル側には、バッテリ電圧とゼロ電圧とを交互に繰り返すＰＷＭ波が印加される。このＰＷＭ波は交流フィルタを構成するリアクトル２２０３とコンデンサ２２０２とで平滑され、トランス２２０１の１次コイルには、１次コイルと２次コイルの巻数比に応じた電圧の正弦波が誘起され、この正弦波が交流入力端子Ｅ、Ｆ間に印加され、出力端子Ｃ、Ｄから出力される。

正の半サイクル期間中において、ＭＯＳＦＥＴ２２０４とＭＯＳＦＥＴ２２０７が同時にＯＮする期間を大にしＭＯＳＦＥＴ２２０４とＭＯＳＦＥＴ２２０６が同時にＯＮする期間を小にすると、トランス２２０１の２次側はバッテリ電圧が印加される期間が大となりゼロ電圧が印加される期間が小となる。その結果、トランス２２０１の１次側に誘起される正弦波の平均電圧は増加し、交流入力端子Ｅ、Ｆ間に発生する電圧は増加する。

逆に、ＭＯＳＦＥＴ２２０４とＭＯＳＦＥＴ２２０７が同時にＯＮする期間を小にしＭＯＳＦＥＴ２２０４とＭＯＳＦＥＴ２２０６が同時にＯＮする期間を大にすると、トランス２２０１の２次側はバッテリ電圧が印加される期間が小となりゼロ電圧が印加される期間が大となる。その結果、トランス２２０１の１次側に誘起される正弦波の平均電圧は減少し、交流入力端子Ｅ、Ｆ間に発生する電圧は減少する。

以上のようにして、ＭＯＳＦＥＴ２２０４とＭＯＳＦＥＴ２２０７が同時にＯＮする期間と、ＭＯＳＦＥＴ２２０４とＭＯＳＦＥＴ２２０６が同時にＯＮする期間の時比率を適切に制御することにより、交流入力端子ＥとＦとの間には所望の振幅を有する正弦波の正の半サイクルを発生させることができる。

次に、双方向コンバータ回路２２が、交流入力端子Ｅの電位より交流入力端子Ｆの電位が低い（以降、「負の半サイクル」と称す。）出力電圧を発生する期間について説明する。

双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ５及びＴ６によりＭＯＳＦＥＴ２２０５とＭＯＳＦＥＴ２２０６が同時にＯＮすると、トランス２２０１の２次コイル側にバッテリ電圧が負方向に印加される。また、双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ５及びＴ７によりＭＯＳＦＥＴ２２０５とＭＯＳＦＥＴ２２０７が同時にＯＮすると、トランス２２０１の２次コイル電圧はゼロとなる。つまり、ＭＯＳＦＥＴ２２０５をＯＮさせた状態で、ＭＯＳＦＥＴ２２０６とＭＯＳＦＥＴ２２０７とを交互にＯＮ／ＯＦＦさせることにより、トランス２２０１の２次コイル側には、バッテリ電圧とゼロ電圧とを交互に繰り返すＰＷＭ波が印加される。このＰＷＭ波は交流フィルタを構成するリアクトル２２０３とコンデンサ２２０２とで平滑され、トランス２２０１の１次コイルには、１次コイルと２次コイルの巻数比に応じた電圧の正弦波が誘起され、この正弦波が交流入力端子Ｅ、Ｆの間に印加され、出力端子Ｃ、Ｄから出力される。

負の半サイクル期間中において、ＭＯＳＦＥＴ２２０５とＭＯＳＦＥＴ２２０６が同時にＯＮする期間を大にしＭＯＳＦＥＴ２２０５とＭＯＳＦＥＴ２２０７が同時にＯＮする期間を小にすると、トランス２２０１の２次側にバッテリ電圧が負方向に印加される期間が大となりゼロ電圧が印加される期間が小となる。その結果、正弦波の平均電圧は負方向に増加し、交流入力端子Ｅ、Ｆ間に発生する電圧は負方向に増加する。

逆に、負の半サイクル期間中において、ＭＯＳＦＥＴ２２０５とＭＯＳＦＥＴ２２０６が同時にＯＮする期間を小にしＭＯＳＦＥＴ２２０５とＭＯＳＦＥＴ２２０７が同時にＯＮする期間を大にすると、トランス２２０１の２次側はバッテリ電圧が負方向に印加される期間が小となりゼロ電圧が印加される期間が大となり、その結果正弦波の負方向の平均電圧は減少し、交流入力端子Ｅ、Ｆ間に発生する負方向の電圧は減少する。

このようにして、ＭＯＳＦＥＴ２２０５とＭＯＳＦＥＴ２２０６が同時にＯＮする期間と、ＭＯＳＦＥＴ２２０５とＭＯＳＦＥＴ２２０７が同時にＯＮする期間の時比率を適切に制御することにより、交流入力端子ＥとＦとの間には所望の振幅を有する正弦波の負の半サイクルを発生させることができる。

以上のようにして、本実施の形態に係る無停電電源装置１−３では、双方向コンバータ制御回路１２から出力されるゲート駆動信号Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６及びＴ７を制御することにより所望の振幅を有する正弦波の出力電圧を得ることが出来る。

次に、双方向コンバータ制御回路１２の動作について説明する。

双方向コンバータ制御回路１２のＡ／Ｄコンバータ１００９、ＣＰＵ１０１０、Ｄ／Ａコンバータ１０１１、誤差増幅器１２０２及び抵抗器１２０３は、第２の実施の形態に係る無停電電源装置１−２のＡ／Ｄコンバータ１００９、ＣＰＵ１０１０、Ｄ／Ａコンバータ１０１１、誤差増幅器１１０２及び抵抗器１１０３と同様に動作する。即ち、電流検出器４から入力される入力電流情報Ｉｉと、電流検出器５から入力される充電電流情報Ｉｃに基づいて目標電流値に対応する電圧値Ｉcsetを生成して誤差増幅器１２０２の反転入力端子へ出力する。誤差増幅器１２０２は、電流検出器５からの充電電流情報Ｉｃと、目標電流値に対応する電圧値Ｉcsetとの差（Ｉｃ−Ｉcset）のβ２（誤差増幅器１１０２の増幅率）倍に相当する誤差増幅電圧Ｅ２を生成し、抵抗器１２０３を介して双方向コンバータ電圧制御回路１２０１へ供給する。

双方向コンバータ電圧制御回路１２０１は、前記誤差増幅電圧Ｅ２と、交流入力端子Ｅ及びＦとバッテリ電圧端子Ｉ及びＪからの電位Ｖｅ、Ｖｆ、Ｖｉ、Ｖｊとに基づいて、公知の方法で双方向コンバータ回路２２に与えるゲート駆動信号Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６、Ｔ７を生成する。

以上のように、本実施の形態に係る無停電電源装置１−３では、交流入力受電時における正の半サイクル時はＭＯＳＦＥＴ２２０５のゲート駆動信号Ｔ５のＨレベルとＬレベルの時比率を適切に制御し、交流入力受電時における負の半サイクル時はＭＯＳＦＥＴ２２０７のゲート駆動信号Ｔ７のＨレベルとＬレベルの時比率を適切に制御することにより、双方向コンバータ制御回路１２にて双方向コンバータ回路２２の出力電圧と電流、即ちバッテリ充電電圧、電流を所望の値に制御することができる。なお、双方向コンバータ電圧制御回路１２０１は、抵抗器１２０３を介して誤差増幅器１２０２から与えられる誤差増幅電圧Ｅ２に基づいて、充電電流Ｉｃが充電電流設定値Ｉcdsetより大きくならないように、ゲート駆動信号のＨレベルとＬレベルの時比率に制限を加えている。

また、本実施の形態に係る無停電電源装置１−３は、停電発生時において、双方向コンバータ回路２２をバッテリ６からのバッテリ電圧に対してインバータとして働かせ、ＭＯＳＦＥＴ２２０５とＭＯＳＦＥＴ２２０６が同時にＯＮする期間と、ＭＯＳＦＥＴ２２０５とＭＯＳＦＥＴ２２０７が同時にＯＮする期間の時比率を適切に制御することにより、所望の振幅を有する正弦波出力電圧を得ることができる。

以上のようにして、本実施の形態に係る無停電電源装置１−３においても、第１及び２の実施の形態に係る無停電電源装置１−１及び１−２と同様に、バッテリ充電電流値として、入力電流制限値やバッテリの充電電流制限値を加味されて設定される充電電流設定値Ｉcdsetに対応した充電初期電流値を自動設定することが可能となり、出力容量に見合った回復充電時間の短縮が可能となる。これにより、無停電電源装置の運用性の向上を図ることができる。

次に、本発明の第１，２及び３の実施の形態に適用されるフローを図７を参照して詳細に説明する。

図７は、第１、２及び３の実施の形態に係る無停電電源装置１−１，１−２及び１−３にそれぞれ使用されるＣＰＵ１０１０における他の処理例を示すフローチャートである。

図７を参照すると、ＣＰＵ１０１０は、まずステップＳ７−１にて、Ｉidlimitのマニュアル設定を受け付ける。即ち、図示しない入力設定部からのＩidlimitの入力を受け付ける。ここでは、複数個のＩidlimit候補Ｉ_１，Ｉ_２，・・・、が予めメモリに格納されており、それを指定するものとする。

ＣＰＵ１０１０は、ステップＳ７−１でＩidlimit候補が指定されると、指定されたＩidlimit候補を、ステップＳ７−２において、Ｉidlimitに設定する。

以降は、図２と同じ処理（ステップＳ２−１〜Ｓ２−６）を繰り返し、Ｉcdsetを制御する。

本実施の形態によれば、マニュアルでＩidlimitを設定するようにしたことで、バッテリ６として任意のバッテリを使用することが可能になる。

なお、上記実施の形態では、予めメモリに格納されているＩidlimit候補を指定する場合について説明したが、直接Ｉidlimitを設定するようにしてもよい。

次に、本発明の第１，２及び３の実施の形態に適用されるフローを図８を参照して詳細に説明する。

図８は、第１、２及び３の実施の形態に係る無停電電源装置１−１，１−２及び１−３にそれぞれ使用されるＣＰＵ１０１０における、さらに他の処理例を示すフローチャートである。図８においては、図７と同様、図２のフローチャートと同一のステップには同一符号が付されている。

図８を参照すると、ＣＰＵ１０１０は、まずステップＳ２−１において、Ａ／Ｄコンバータ１００９を介して数値化された入力電流情報Ｉidと入力電流制限値Ｉidlimitと比較照合する。そして、Ｉid＞Ｉidlimitと判断すると、ＣＰＵ１０１０は、ステップＳ２−３に進み、バッテリが、その充電電流を制限する必要があるものなのか否か判断する。

ステップＳ２−３において、充電電流に制限が必要と判断すると、ＣＰＵ１０１０は、ステップＳ８−１に進み、バッテリの種類を判別する。この判別は、例えば初期設定時にメモリに格納されるバッテリ情報に基づいて行ってもよいし、バッテリ種別を検出する検出手段を設け、検出結果に基づいて行ってもよい。

次に、ＣＰＵ１０１０は、ステップＳ８−２において、バッテリの種類（例えばアルカリ電池など）に応じてＩcdlimitを設定する。この設定は、例えば、図示しないメモリに、バッテリの種類に応じた複数のＩcdlimit候補を予め格納しておき、判別したバッテリの種類に応じたＩcdlimit候補を読み出すことにより行われる。

残りのステップについては、図２を参照して説明したとおりである。

本実施の形態によれば、バッテリの種類に応じてＩidlimitを設定するようにしたことで、種類の異なるバッテリ６を使用することが容易にできる。

次に、本発明の第１，２及び３の実施の形態に適用されるフローを図９を参照して詳細に説明する。

図９は、第１、２及び３の実施の形態に係る無停電電源装置１−１，１−２及び１−３にそれぞれ使用されるＣＰＵ１０１０における、さらにもう一つの処理例を示すフローチャートである。図９のフローチャートが図８のフローチャートと異なる点は、ステップＳ８−１に代えてステップＳ９−１を有している点である。ステップＳ８−２とステップＳ９−２とは実質的に差異はない。

なお、本実施の形態に係る無停電電源装置１−１，１−２及び１−３は、図１，５及び６にそれぞれ示す構成に加え、周囲温度を検出するための温度検出器（図示せず）を備えているものとする。そして、その温度検出器からの検出出力が（Ａ／Ｄコンバータ１００９を介して）ＣＰＵ１０１０に与えられているものとする。

図９を参照すると、ＣＰＵ１０１０は、ステップＳ２−３において、バッテリが充電電流を制限する必要があるものなのか否か判断し、充電電流を制限する必要があると判断すると、ステップＳ９−１に進む。

ステップＳ９−１において、ＣＰＵ１０１０は、温度検出器からの検出温度が、予め設定された複数の温度範囲のうち、どの範囲に含まれるのかを判別する。なお、複数の温度範囲には、それぞれ、設定すべきＩidlimitが割り当てられており、その関係がメモリ（図示せず）に格納されている。

次に、ＣＰＵ１０１０は、ステップＳ９−２において、検出温度が含まれる範囲に割り当てられたＩidlimitをメモリから読み出して設定する。

残りのステップについては、図２と同様である。

本実施の形態によれば、無停電電源装置の周囲温度に応じてＩidlimitを自動設定するようにしたことで、定電流定電圧充電を行った場合に、周囲温度が高くなるに従ってバッテリが過充電傾向を示すのを防止することができる。

以上、本発明についていくつかの実施の形態に即して説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されるものではない。例えば、無停電電源装置の構成や制御方式に関しては、直流出力無停電電源装置を含め他の無停電電源装置の構成や制御方式、処理フローチャート等を用いる場合にも本発明が適用できる。また、上記実施の形態では、入力電流を検出して充電電力最大値を制御する場合について説明したが、出力端子Ｃ及びＤから負荷に供給される出力電流を検出する出力電流を検出するようにしてもよい。この場合、検出した出力電流値をＣＰＵに与え、ＣＰＵが負荷との関係に基づいて入力電流値に換算するようにすれば、上述した実施の形態と同様の制御が実現できる。

本発明の第１の実施の形態に係る無停電電源装置の構成を示す回路図である。 図１の無停電電源装置に含まれるＣＰＵの動作を説明するためのフローチャートである。 バッテリの充電特性を示すグラブであって、充電初期電流（ＣＡ）と回復充電時間（時）との関係を示すグラフである。 バッテリの全体電力と、負荷電力と、充電初期電力と、充電電圧と、充電初期電流と、回復充電時間との関係を示す一覧表である。 本発明の第２の実施の形態に係る無停電電源装置の構成を示す回路図である。 本発明の第３の実施の形態に係る無停電電源装置の構成を示す回路図である。 図１、図５及び図６の無停電電源装置にそれぞれ含まれるＣＰＵにおける他の処理を示すフローチャートである。 図１、図５及び図６の無停電電源装置にそれぞれ含まれるＣＰＵにおけるさらに他の処理を示すフローチャートである。 図１、図５及び図６の無停電電源装置にそれぞれ含まれるＣＰＵにおけるさらにもう一つの処理を示すフローチャートである。 従来の無停電電源装置の一構成例を示す回路図である。

符号の説明

１−１，１−２，１−３ 無停電電源装置
２ フィルタ回路
３ 過電流保護器
４，５ 電流検出器
６ バッテリ
１０ 充電器制御回路
１１ ２象限チョッパ制御回路
１２ 双方向コンバータ制御回路
２０ 充電回路
２１ ２象限チョッパ回路
２２ 双方向コンバータ回路
３０ 高力率整流回路
４０ インバータ回路
５０ 昇圧回路
Ａ，Ｂ 入力端子
Ｃ，Ｄ 出力端子
Ｅ，Ｆ 交流入力端子
Ｇ，Ｈ 直流端子
Ｉ，Ｊ バッテリ電圧端子
１００１，１００６，１１０２，１２０２ 誤差増幅器（Ｅ−ＡＭＰ）
１００２，１００７，１１０３，１２０３ 抵抗器
１００３ 比較器（ＣＭＰ）
１００４ 駆動回路
１００５，６００１ 基準電圧源
１００８ 鋸歯状波発生器
１００９ Ａ／Ｄコンバータ
１０１０ ＣＰＵ
１０１１ Ｄ／Ａコンバータ
１１０１ ２象限チョッパ電圧制御回路
１２０１ 双方向コンバータ制御回路
２１０１，２１０２，２２０４〜２２０７ ＭＯＳＦＥＴ
２１０３，２２０３ リアクトル
２１０４，２２０２，２２０８ コンデンサ
２２０１ トランス

Claims (9)

1. 外部から入力端子に供給される電力を出力端子へ供給しつつバッテリを充電し、前記入力端子への電力の供給が断たれたときに前記バッテリから前記出力端子へ電力を供給する無停電電源装置において、
   前記バッテリの充電電力最大値を制御するバッテリ充電最大電力値制御手段を備えていることを特徴とする無停電電源装置。
2. 請求項１に記載された無停電電源装置において、
   前記バッテリ充電最大電力値制御手段が、前記入力端子に流れる入力電流の大きさを表す入力電流値に基づいて前記充電電力最大値を制御するようにしたことを特徴とする無停電電源装置。
3. 請求項２に記載された無停電電源装置において、
   前記入力電流値を検出するための入力電流検出器を備えていることを特徴とする無停電電源装置。
4. 請求項２に記載された無停電電源装置において、
   前記出力端子に流れる出力電流の大きさを表す出力電流値を検出するための出力電流検出器と、
   該出力電流検出器が検出した前記出力電流値に基づいて前記入力電流値を演算により求める演算部と、
   を備えていることを特徴とする無停電電源装置。
5. 請求項２，３又は４に記載された無停電電源装置において、
   前記バッテリ充電最大電力値制御手段が、予め設定された入力電流制限値と、前記入力電流値との差を低減するように前記充電最大電力値を制御するようにしたことを特徴とする無停電電源装置。
6. 請求項５に記載された無停電電源装置において、
   前記入力電流制限値を入力設定するための設定手段を備えていることを特徴とする無停電電源装置。
7. 請求項１乃至６のいずれかに記載された無停電電源装置において、
   前記バッテリの充電電流の大きさを表す充電電流値を検出する充電電流検出器を備え、
   前記バッテリ充電最大電力値制御手段が、さらに前記充電電流検出器が検出した前記充電電流値に基づいて前記バッテリ充電最大電力値を制御するようにしたことを特徴とする無停電電源装置。
8. 請求項７に記載された無停電電源装置において、
   前記バッテリ充電最大電力値制御手段が、前記充電電流値が予め設定された充電電流制限値以下となるように前記バッテリ充電最大電力値を制御するようにしたことを特徴とする無停電電源装置。
9. 請求項８に記載された無停電電源装置において、
   前記バッテリの使用環境温度を検出する温度検出器を備えるとともに、
   前記予め設定された充電電流制限値として複数の温度範囲に対応する複数の候補値を用意し、
   前記バッテリ充電最大電力値制御手段が、前記温度検出器が検出した前記使用環境温度に基づいて、前記複数の候補値の中から前記充電電流制限値を選択するようにしたことを特徴とする無停電電源装置。
   
   

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