KR100959799B1 - 이중 모드 dc-dc 전력 변환 시스템 및 방법 - Google Patents

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Abstract

멀티모드 전압 레귤레이터에서 사용되며, 전압 레귤레이터의 파워 스위치를 제어하기 위한 제어 출력을 포함하는 레귤레이터 제어기에 있어서, 본 발명의 일 실시예에 따른 레귤레이터 제어기는 제 1 레귤레이터 제어 회로, 제 2 레귤레이터 제어 회로 및 모드 제어 회로부를 구비한다. 상기 제 1 레귤레이터 제어 회로는 레귤레이팅된 전압을 레귤레이터 출력에 제공하기 위해서 상기 레귤레이터 제어기가 제 1 동작 모드에 있을 때에 상기 파워 스위치를 ON 상태와 OFF 상태 사이에서 스위칭하는 상기 제어 출력을 조절하도록 동작한다. 상기 제 2 레귤레이터 제어 회로는 상기 레귤레이터 출력에서의 상기 레귤레이팅된 전압이 제 1 레벨과 제 2 레벨 사이에서 유지되도록 하기 위해서 상기 레귤레이터 제어기가 제 2 동작 모드에 있을 때에 상기 제어 출력을 조절하도록 동작한다. 여기서, 상기 파워 스위치는 출력 전압이 상기 제 1 레벨로부터 상기 제 2 레벨로 천이하는 동안에 ON 상태를 계속적으로 유지하고, 상기 파워 스위치는 출력 전압이 상기 제 2 레벨로부터 상기 제 1 레벨로 천이하는 동안에 OFF 상태를 계속적으로 유지한다. 상기 모드 제어 회로부는 상기 레귤레이터의 출력 전류를 감지하고 감지된 출력 전류가 제 1 전류 레벨 아래로 떨어질 때에 상기 레귤레이터 제어기를 상기 제 2 동작 모드로 스위칭하도록 구성된다.

Description

이중 모드 DC-DC 전력 변환 시스템 및 방법
본 발명은 일반적으로는 바테리에 의해 동작되는 디바이스용 전력 공급원에 관한 것이며, 구체적으로는 이중 모드 DC - DC 전력 변환기에 관한 것이다.
랩 - 탑 ( lap - top ) 컴퓨터, 셀 전화기, 계산기 등과 같은 바테리에 의해 동작되는 전자 디바이스는 이러한 디바이스에 전력을 공급하는 바테리에 의해 출력되는 전압으로부터 상기 디바이스의 회로에 의해 요구되는 전압으로의 변환을 필요로 한다. 전형적으로, 재충전 가능한 바테리는 1.5 V 전압을 발생시킨다. 어떤 용도에 있어서, 여러개의 바테리는 직렬로 접속되어, 전압 출력을 1.5 에서 6 내지 12 볼트와 같은 보다 높은 전압까지 증가시킨다. 그러나, 바테리에 의해 동작되는 전자 디바이스 대부분을 형성하는 대부분의 집적 회로는 5.0 볼트 또는 3.3 볼트 중 어느 하나의 전압 공급원을 필요로 한다. 따라서, 바테리에 의해 발생되는 전압은 디바이스 회로의 전압 요구 값으로 변환되어야 한다.
스위칭 레귤레이터는 한 모드의 dc - dc 전력 변환을 제공한다. 제 2(a) 도는 스위칭 레귤레이터를 보여주는 단순화된 회로도이다. 스위칭 레귤레이터는 인덕터와 캐패시터로 구성되어 있는 저역 통과 필터에 접속된 인버터 회로로서 보여질 수 있다. 상기 인버터 회로는 펄스가 가해지는 동안에는 온 ( on ) 시간을, 그리고 펄스와 펄스사이에는 오프 ( off ) 시간을 지니는, 직사각형 파의 전압 파형을 발생시킨다. 상기 저역 통과 필터는 상기 파형을 평활하여 거의 일정한 레벨의 dc - 전압을 발생시킨다. 온 시간동안, 캐패시터는 충전하고 오프시간 중에는 방전한다. 전압 레벨은 스위칭 회로에 의해 발생되는 전압 펄스의 지속기간 및 주파수를 제어함으로써, 즉 온 시간대 오프 시간을 제어함으로써 스위칭 레귤레이터에서 규제된다. 온 시간대 온 시간 및 오프 시간 모두에 대한 총체적인 시간의 비는 듀티 사이클 ( duty cycle ) 로서 언급된다. 듀티 사이클을 낮춤으로써, 상기 전압은 낮게 되는데, 그 이유는 캐패시터에 대한 충전 시간이 짧아지고 방전 시간이 길어지기 때문이다. 이와는 반대로, 듀티 사이클을 증가시킴으로써, 전압이 증가되는데, 그 이유는 충전시간이 길어지고 방전시간이 짧아지기 때문이다.
한 형태의 스위칭 레귤레이터는 인버터 회로에서 스위치로서 트랜지스터를 사용한다. 상기 스위치는 트랜지스터의 게이트에 전압 또는 전류를 제공함으로써 턴온 및 턴오프된다. 트랜지스터가 턴온 및 턴오프되는 주파수는 펄스폭 변조기 ( PWM ) 에 의해 제어된다. 그러한 제어기는 PWM 제어기로서 언급된다. PWM 제어기의 일례는 미합중국, 캘리포니아, 산타 클라라에 소재하는 National Semiconductor Corporation 으로 부터 입수될 수 있는 전압 레귤레이터의 LM 1575 패밀리이다.
휴대용 디바이스의 가격은 디바이스의 바테리 수명의 지속기간에 비례한다. 따라서, 상기 디바이스의 전력 소비를 최소화시키는 것이 중요하다. 전력 소비를 감소시킴으로써 휴대용 디바이스의 바테리 수명을 연장하기 위하여 여러 기술이 구현되어 왔다. 휴대용 컴퓨터의 경우, 그러한 기술은 유휴시간동안 디스플레이 및/ 또는 마이크로 프로세서를 차단시키는 기술을 포함한다. 디스플레이 및 마이크로 프로세서가 상당한 전력 소비원이지만, 전력 공급원도 또한 상당량의 전력을 소비한다.
스위칭 레귤레이터에서, 낮은 부하시, 듀티 사이클을 감소시킴으로써 전력 소비가 감소될 수 있다. 그러나, 트랜지스터의 캐패시턴스 및 바이어스 전류에 기인하여 스위칭 회로에서는 여전히 비교적 높은 전력 소비가 존재한다. 상기 바이어스 전류는, 상기 회로가 스위칭 동작을 하고 있지 않은 경우에도 조차 트랜지스터 인버터 회로에 의해 요구되는 전류이다.
Pace 와 그의 동료명의의 미합중국 특허 제 5,028,861 호에는 dc - dc 변환기 전력 공급원에 기인한 전력 소비를 감소시키는 한가지 방법이 기재되어 있다. 이러한 방법은 출력 전압에 따라 전력 변환이 턴온 및 턴오프되는 규제 수단으로 이루어져 있다. 출력 전압이 미리 결정된 한계값 보다 높게 증가한 경우, 변환기는 차단되어, 캐패시터가 최저 제한값으로 방전되는 것을 허용한다. 이와같은 최저 제한값에서, 전력 변환은 재활성화됨으로써, 상기 캐패시터가 충전되는 것을 허용한다. 전력 변환의 턴온 및 턴오프 사이의 변화는 저전류부하시 뿐만아니라 고전류부하시 비교적 큰 리플 전압을 야기시킨다. 큰 리플 전압을 지니는 것은 디바이스의 기능 회로상에 보다 큰 필터링 부담을 주기때문에 불리하다.
더군다나, 낮은 부하시, 미합중국 특허 제 5,028,861 호에 기재된 기술은 낮은 부하시에도 조차 전력 변환이 턴온 및 턴오프됨으로써 게이트 트랜지스터에 및 바이어스 회로에 인가될 전압을 필요로 하기 때문에 비교적 비효율적이다.
더군다나, 미합중국 특허 제 5,028,861 호에 기재된 제어기에 의해 발생되는 출력 전압 파형은 항시 가변 주파수이다.
또 다른 절전 기술은 미합중국, 캘리포니아, 밀피타스에 소재하는 Linear Technology Corp. 의 스위칭 레귤레이터 제어기의 LTC 1148 패밀리에 의해 예증된다. 고전류 부하시, LTC 1148 은 PWM 제어기의 작용을 보인다. 낮은 부하시, LTC 1148 은 출력 전압이 규제값으로 부터 최고 제한 값으로 드리프트하는 것을 허용한다. 이러한 단계에서, LTC 1148 은, 최고 제한 값에서 전력 변환이 차단되고 출력 전압이 최저 제한 값으로 떨어질 때까지 캐패시터가 방전하도록 허용된다는 점에서, 미합중국 특허 제 5,028,861 호에 기재된 제어기와 유사하다. 출력 전압이 최저 한계값 이하로 떨어진 경우, LTC 1148 은 PWM 모드로 복귀한다. 즉, LTC 1148 은 스위칭 트랜지스터의 게이트로 인가되는 전압을 턴온 및 턴오프시킴으로써 전력 변환을 제어한다. 따라서, LTC 1148 은 스위칭 트랜지스터의 게이트 전압을 턴온 및 턴오프시키기 때문에 저전류 부하 동작시 비효율적이다.
LTC 1148 은 전압 감지용 외부수단에 의존한다. LTC 1148 은 스위칭 회로를 통한 전류 유동을 결정하기 위한 감지용 저항기에 의존한다. 상기 저항기는 낮은 부하시 및 높은 부하시 전력 소비의 부가적인 원인이다. 이외에도, 입력 전압이 변하는 경우, LTC 1148 은 회로상에 보다 큰 잡음 필터링 부담을 주는 스위칭 주파수를 변화시킨다.
그러므로, 낮은 부하시 전력을 보존하고 여전히 선행기술을 참고로 상기에 기술된 문제점을 극복하는, dc - dc 전력 변환 시스템 및 방법을 제공하는 것이 바 람직스럽다.
발명의 개요
본 발명의 제 1 목적은 바테리에 의해 동작되는 전자 디바이스의 바테리 수명을 연장시키는 것이다.
본 발명의 제 2 목적은 전력 공급원상에서의 낮은 전류 부하시 절전을 제공하는 것이다.
본 발명의 제 3 목적은 전력 공급원상에서의 전류 부하의 온칩 ( on - chip ) 감지를 제공하는 것이다.
본 발명의 제 4 목적은 고전류 부하 전력 변환 회로 및 저전류 부하 전력 변환 회로사이를 선택하는데 전류 부하의 온칩 감지를 사용하는 것이다.
본 발명의 제 5 목적은 바테리에 의해 동작되는 디바이스에 이중모드 dc - dc 전력 변환을 제공하는 것이다.
본 발명의 제 6 목적은 고전류 부하시 낮은 출력 리플 전압을 제공하는 것이다.
본 발명의 제 7 목적은 고전류 부하시 펄스폭 변조 스위칭의 일정 주파수를 제공하는 것이다.
본 발명의 제 8 목적은 절전 모드시 직선 충전을 제공하는 것이다.
본 발명의 제 9 목적은 고전류 부하 전력 변환 회로 및 저전류 부하 전력 변환 회로사이의 자동 선택을 제공하는 것이다.
본 발명의 제 10 목적은 낮은 부하시 펄스폭 변조 전력 변환을 완전히 턴오 프시키는 것이다.
본 발명의 제 11 목적은 고전류 부하 모드 dc - dc 전력 변환 방식에 관계없는 낮은 부하 dc - dc 전력 변환 수단을 제공하는 것이다.
본 발명의 제 12 목적은 고전류 부하 전력 변환 회로 및 저전류 부하 전력 변환 회로사이를 선택하는 한계값을 조정하기 위한 외부수단을 제공하는 것이다.
본 발명에 의하면, 고전력 dc - dc 변환기 및 저전력 dc - dc 변환기를 포함하는 dc - dc 전력 변환기가 제공되어 있다. 상기 dc - dc 전력 변환기는 dc - dc 전력 변환기상의 전류 부하를 검출하기 위한 회로를 부가적으로 포함한다. 상기 dc - dc 전력 변환기는 상기 고전력 dc - dc 변환기 및 저전력 dc - dc 변환기사이의 스위칭 동작을 운영할 수 있는 선택 회로를 부가적으로 포함한다. 상기 선택 회로는 고전류 부하 상태시 고전력 dc - dc 변환기를 선택하고 저전류 부하시 저전력 dc - dc 변환기를 선택하도록 동작될 수 있다.
본 발명의 여전히 다른 목적 및 이점은, 본 발명을 실시하는 것이라고 생각되는 가장 양호한 형태를 단순히 예를들어 본 발명의 바람직한 실시예만이 도시 및 기술되어 있는 이하의 상세한 설명으로부터 당업자에게 용이할 정도로 자명해 질 것이다. 알다시피, 본 발명은 다른 상이한 실시예가 가능하며, 그의 여러 세부사항은 본 발명으로 부터 이탈하지 않고서도 모두 여러 명백한 실시 태양에서의 수정이 가능하다. 따라서, 이하 도면 및 설명은 제한적인 것이 아니라 주로 예시적인 것으로서 간주되어야 한다.
제 1 도는 랩탑 컴퓨터에 대한 아키텍쳐의 개략도이다.
제 2 (a) 도는 펄스폭 변조 스위칭 레귤레이터 dc - dc 전력 변환기의 회로도이다.
제 2 (b) 도는 인버터 회로에 의해 발생된 전압의 파형도이다.
제 2 (c) 도는 저역 통과 필터에 의해 필터링된 전압의 파형도이다.
제 3 도는 본 발명에 따른 전력 변환기의 블록 다이어그램이다.
제 4 도는 본 발명에 따른 전력 변환기의 회로도이다.
제 5 (a) 도는 본 발명에 따른 dc - dc 변환기로 부터의 휴지 ( sleep ) 모드의 파형을 예시한 그래프이다.
제 5 (b) 도는 본 발명의 이력 ( hysteretic ) 변환기의 출력 신호의 파형을 예시한 그래프이다.
제 6 (a) 도는 dc - dc 변환기상의 전류 부하, dc - dc 변환기 상의 평균 전류 부하, 및 본 발명에 따른 dc - dc 변환기에 의해 사용된 PWM 의 하나의 온 - 펄스를 예시한 그래프이다.
제 6 (b) 도는 본 발명에 따른 발진기 램프의 파형도이다.
제 6 (c) 도는 본 발명에 따른 이중 발진기 램프에 대한 파형도이다.
제 1 도는 랩 - 탑 컴퓨터 (100) 의 개략적인 블록 다이어그램이다. 본 발명의 랩 - 탑 컴퓨터의 문맥으로 기술되어 있지만, 당업자는 본 발명에 대한 다른 용도, 예컨대 셀 전화기, 페이저, 전자 계산기, 휴대용 데이타베이스 디바이스, 글로벌 포지셔닝 새터라이터 ( GPS ) 시스템, 및 기타 바테리에 의해 동작되는 전자 디바이스에 대한 용도를 깨달을 것이다.
상기 랩 - 탑 컴퓨터 (100) 는 디스플레이 스크린 (103), 랜덤 액세스 메모리 ( RAM ; 105 ), 판독 전용 메모리 (107), 외부 디스크 드라이브 (109) 및 내부 디스크 드라이브 (111) 에 접속된 중앙 처리 유니트 (101) 로 이루어져 있다. 상기 랩 - 탑 컴퓨터 (100) 는 바테리 (113) 에 의해 전력 공급받는다. 바테리 (113) 는 대략 1.5 볼트를 각각 발생시키는 하나이상의 셀로 이루어져 있는 재충전 가능한 니켈 - 카드뮴 ( ni - cad ) 바테리일 수 있다. 여러개의 ni - cad 셀을 직렬로 접속시킴으로써, 상기 바테리 (113) 는 다수개의 전압, 예컨대 1.5, 3.0, 4.5, 6, 9 및 12 중 어느 한 전압을 발생시킬 수 있다. 더군다나, 랩 - 탑 컴퓨터 (100) 의 동작시, 랩 - 탑 컴퓨터 (100) 에 의해 소비되는 전력은 상기 바테리로 부터 출력된 전압이 어떤 범위에 걸쳐 변하게 한다. 일례로서, 한 바람직한 실시예에서, 바테리 (113) 는 직렬로 접속된 8 개의 ni - cad 셀로 이루어져 있는데, 이는 0 볼트가 완전히 배출된 바테리를 나타내며 12 볼트가 완전히 충전된 바테리를 나타내는 경우에, 0 - 12 볼트의 결합된 전압을 발생시킨다. 바테리 (113) 로 부터 출력된 전압은 전력 와이어 (115) 를 통해 사용가능하게 된다.
상기 중앙 처리 유니트 (101), 상기 외부 디스크 드라이브 (109), 및 상기 디스플레이 스크린 (103) 은 각각 서로 및 바테리 (113) 로 부터 출력된 전압과는 다를 수 있는 전압으로 동작한다. 전력 와이어 (115) 상의 출력 전압은 상기 중앙 처리 유니트 (101), 상기 외부 디스크 드라이브 (109), 및 상기 디스플레이 스크린 (103) 에 의해 각각 필요한 전압으로 dc - dc 전력 변환기 (117a 내지 117c) 에 의해 변환된다. 각각의 dc - dc 전력 변환기 (117a 내지 117c) 는 제 3 도와 연관지어 하기에 설명되겠지만 본 발명에 따른 전력 변환기일 수 있다.
바테리 (113) 로 부터의 출력은 변화 범위, 예컨대, 0 내지 12 볼트에 있을 수 있다. dc - dc 변환기 (117a 내지 117c) 로 부터의 출력 전압은 각각 비교적 안정하므로, 각각 전력 공급하는 디바이스에 의해 요구되는 전압을 제공한다. 전형적으로, 중앙 처리 유니트 (101) 와 같은 집적회로는 3.3 볼트 또는 5.5 볼트중 하나의 전압으로 동작한다. 따라서, 상기 중앙 처리 유니트 (101) 와 dc - dc 변환기 (117a) 를 접속시키는 전력 와이어 (119) 상의 출력 전압은 상기 중앙 처리 유니트 (101) 의 전압 요구에 해당하는 안정된 전압이다. 마찬가지로, 외부 디스크 드라이브 (109) 와 dc - dc 변환기 (117b) 를, 그리고 디스플레이 스크린 (103) 과 dc - dc 변환기 (117c) 를 각각 접속시키는 전력 와이어 (121, 123) 상의 출력 전압은 외부 디스크 드라이브 (109) 및 디스플레이 스크린 (103) 의 전압 요구에 각각 해당한다.
상기 중앙 처리 유니트는 와이어 (125) 를 거쳐 데이타 및 제어 신호를 제공한다. 상기 중앙 처리 유니트는 와이어 (131) 를 거쳐 데이타 및 제어 신호를 제공한다. 상기 중앙 처리 유니트 (101) 는 와이어 (127, 129, 133) 를 각각 통해 데이타, 제어 및 전력을 RAM (105), ROM (107), 및 내부 디스크 드라이브 (111) 에 제공한다.
바테리 (113) 는 와이어 (137) 를 통해 바테리 충전기 (135) 에 의해 재충전된다. 상기 바테리 충전기 (135) 는 와이어 (141) 를 거쳐 AC/DC 전력 공급원 (139) 에 접속되어 있다. 상기 AC/DC 전력 공급원은 접속기 (143) 및 와이어 (145) 에 의해 AC 전압원에 접속되어 있다. 상기 AC 전압원은 예를들면 120 볼트 AC 를 제공하는 가정용이나 사무실용 전기 출구일 수 있다. 상기 AC/DC 전력 공급원 (139) 으로 부터의 출력은 예를들면 7.5 볼트 DC 이다. 상기 AC/DC 전력 공급원 (139) 으로부터의 DC 출력은 또한 와이어 (147) 를 거쳐 dc - dc 전력 변환기 (117a 내지 117c) 에 직접 제공된다.
제 2(a) 도는 펄스폭 변조 스위칭 레귤레이터 dc - dc 전력 변환기 (200) 의 단순화된 회로도이다. 상기 펄스폭 변조 스위칭 레귤레이터는 dc 전력원 (201) 으로 이루어져 있다. 상기 dc 전력원 (201) 은 예를들면 다수개의 직렬 접속된 ni - cad 셀로 구성된 바테리이다. 상기 dc 전력원 (201) 은 2 개의 반전 스위치 (205, 207) 로 구성된 반전 회로 (203) 에 접속되어 있다. 상기 스위치 (205, 207) 는 예를들면 MOSFET 이다. 상기 스위칭의 주파수는 스위치 제어 신호 (Q) 에 의해 제어된다. 신호 (Q) 는 인버터 (208) 에 의해 반전된다. 스위치 (205, 207) 가 MOSFET 인 예에 있어서, 스위치 제어 신호 (Q) 는 도시되지 않은 펄스폭 변조기 ( PWM ) 에 의해 발생되며, 신호 (Q) 는 스위치 (205) 에 해당하는 MOSFET 의 게이트에 전송되고, Q 의 반전 신호는 게이트 (207) 에 전송됨으로써, 상기 MOSFET 의 턴온 및 턴오프사이를 교번한다. 상기 반전 회로 (203) 는 2 개의 출력 단자 (209, 211) 를 지닌다. Q 가 고레벨 ( 논리 1 ) 일 경우, 스위치 (205) 는 폐쇄되고, 스위치 (207) 는 개방됨으로써 단자 (209, 211) 사이에 일정전압을 발생시킨다. Q 가 저레벨 ( 논리 0 ) 일 경우, 스위치 (205) 는 개방되고 스위치 (207) 는 폐쇄됨으로써, 단자 (209, 211) 사이의 직접적인 접속을 제공한다. 후자의 상태는 단자 (209, 211) 사이에 0 볼트를 야기시킨다.
고전류 부하시, 고레벨의 Q 펄스의 주파수는 고레벨로 유지된다. 제 2(b) 도는 고전류 부하시 스위치 제어 신호 (Q) 에 대한 파형의 그래프이다. 제 2(b) 도의 예시에 있어서, 고레벨의 Q ( 논리 1 ) 는 펄스 (223a 태지 223d) 에 의해 표시된다. 스페이스 (225a 내지 225d) 는 저레벨의 Q ( 논리 0 ) 를 나타낸다.
제 2(a) 도를 참조하면, 인버터 회로 (203) 는 저역 통과 필터 (213) 에 접속되어 있다. 상기 저역 통과 필터 (213) 는 인덕터 (215) 와 캐패시터 (217) 로 이루어져 있다. 단자 (209) 는 인덕터 (215) 에 접속되어 있으며, 상기 인덕터 (215) 는 다시 캐패시터 (217) 에 접속되어 있다. 단자 (211) 는 또한 캐패시터 (217) 에 접속되어 있다. 저역 통과 필터 (213) 로 부터의 출력 전압은 단자 (219, 221) 를 통해 사용될 수 있다. 단자 (219) 는 상기 인덕터 (215) 및 상기 캐패시터 (217) 사이의 저역 통과 필터에 접속되어 있으며 단자 (221) 는 상기 캐패시터 (217) 및 상기 단자 (211) 사이의 저역 통과 필터 (213) 에 접속되어 있다.
고레벨의 Q 동안, 단자 (209, 211) 사이의 전압은 캐패시터 (217) 가 충전되게 한다. 저레벨의 Q 동안, 상기 캐패시터 (217) 는 방전된다. 단자 (219, 221) 사이의 결과적인 전압 ( Vout ) 은 파형 (231) 으로서 제 2(c) 도에 예시되어 있다. 제 2(c) 도는 연속 동작 모드시 dc - dc 전력 변환기 (200) 로 부터의 전압 출력을 예시하는 그래프이다. 연속 동작 모드시, 전압 파형은 비교적 평활하며 일정한 상태를 유지하는데, 예컨대 파형 (231) 에 의해 예시된 바와같이 5.0 볼트에 근접한 상태를 유지한다.
인버터 회로 (203) 가 상기 저역 통과 필터 (213) 에 접속되어 있지 않은 경우, 단자 (209, 211) 사이의 전압에 대한 파형은 제 2(b) 도에서 파형 (227) 으로서 도시된 Q 에 대한 파형과 유사한 형상을 지니게 된다.
제 3 도는 본 발명에 따른 전력 변환기 (300) 의 블록 다이어그램이다. 전력 변환기 (300) 는 입력 단자 (319) 상의 입력 전압 ( Vin ) 을 출력 단자 (321) 상의 출력 전압 ( Vout ) 으로 변환시키고 인버터 (303) 및 캐패시터 (305) 로 구성된 저역 통과 필터에 접속된 자기 선택 dc - dc 전력 변환기 (301) 로 이루어져 있다. 상기 자기 선택 dc - dc 변환기는 펄스 폭 변조기 ( PWM ; 307 ) 및 이력 ( hysteretic ) 변환기 (309) 를 포함한다. 상기 자기 선택 dc - dc 변환기 (301) 는 고전류 부하시 PWM (307) 을, 그리고 저전류 부하시 이력 변환기 (309) 를 사용한다. 상기 PWM (307) 및 이력 변환기 (309) 는 각각 MOSFET 트랜지스터 (313, 315) 로 구성된 스위칭 회로 (311) 를 구동시킨다. 상기 스위칭 회로 (311) 로 부터의 출력은 인덕터 (303) 및 캐패시터 (305) 로 구성된 저역 통과 필터에 접속되어 있다.
자기 선택 dc - dc 전력 변환기 (301) 는 PWM (307) 에 및 이력 변환기 (309) 에 부착된 부하 전류 측정 및 변환기 선택 논리 회로 (317) 로 또한 구성되어 있다. 상기 부하 측정 회로 및 변환기 선택 회로 (317) 는 출력 단자 (321) 상의 전류 부하를 측정하며 PWM 변환기 (307) 또는 이력 변환기 (309) 중 하나를 선택하도록 동작될 수 있다. 고전류 부하시, 상기 부하 측정 회로 및 변환기 선택 논리 회로 (317) 는 PWM 변환기 (307) 를 선택하고 저전류 부하시, 상기 부하 측정 및 변환기 선택 논리 회로 (317) 는 이력 변환기 (309) 를 선택한다. 상기 이력 변환기가 사용되는 경우, PWM 변환기 (307) 는 완전히 차단되고 상기 이력 변환기 (309) 는 모든 제어 신호를 MOSFET (313, 315) 의 게이트에 제공한다. 상기 부하 전류 측정 및 변환기 선택 논리 회로 (317) 가 상기 PWM (307) 및 상기 이력 변환기 (309) 사이를 선택하는 방식은 제 4 도 및 제 6 도와 연관지어 하기에 보다 상세하게 기술되어 있다.
제 4 도는 본 발명에 따른 전력 변환기 (300) 의 한 실시예의 회로도이다. 제 1 도의 접속부 (115) 를 통해 제공되는 입력 전력, 즉 바테리 (113) 로 부터의 전력은 단자 (319) 를 통해 전력 변환기 (300) 에 제공되며 출력 전압은 즉 단자 (321) 를 통해 중앙 처리 유니트 (101) 에 사용될 수 있게 된다.
제 3 도와 연관지어 상기에 기술된 바와같이, 본 발명에 따른 전력 변환기의 한 실시예는 PWM 변환기, 이력 변환기, 및 전류 부하 감지 회로로 이루어져 있다. 제 4 도의 회로도에 있어서, PWM 변환기 (307) 는 발진기 (403) 및 오차 증폭기 (405) 에 의해 구동되는 펄스폭 변조기 (401) 로 이루어져 있다. 상기 PWM (401) 의 반전 입력은 발진기 (403) 로 부터 발생되는 톱니 전압 파형이다. 상기 PWM 의 비반전 입력은 오차 증폭기 ( amp ; 405 ) 로 부터의 출력이다. 상기 PWM 변환기로 부터의 출력 라인 (481) 은 OR 게이트 (427) 에 의해 인버터 회로에 접속되어 Q' 신호를 전송한다.
상기 PWM 변환기 (307) 는 MOSFET (411, 413) 각각의 게이트에 접속되어 있는 게이트 드라이브 (407, 409) 로 이루어져 있는 인버터 회로 (402) 를 구동시킨다. 상기 게이트 드라이브 (407) 를 통해 전송되는, 상기 PWM (401) 으로 부터의 라인 (481) 상의 논리 고레벨의 Q' 신호는 MOSFET (411) 가 턴온되게 함으로써, 전류가 단자 (319) 로부터, 인덕터 (415) 및 캐패시터 (417) 로 구성된 저역 통과 필터로 흐르는 것을 허용한다. 게이트 드라이브 (409) 에 전송되어 게이트 드라이브 (409) 에 의해 반전되는, PWM (401) 으로 부터의 논리 저레벨은 MOSFET (413) 가 상기 저역 통과 필터를 접지 접속부 (419) 에 접지되게 한다. 상기 MOSFET (413) 는 정류용 다이오드 (414) 와 병렬로 접속되어 있다. 상기 MOSFET (413) 는 다이오드 (414) 에서의 전력 소비를 낮춘다.
오차 증폭기 (405) 는 저항기 (406, 408) 에 의해 분할되는 출력 전압을 기준 전압 ( Vr ) 에 비교한다. 한 실시예에서, 상기 기준 전압은, 실리콘의 고유 밴드갭 전압인 1.25 볼트로 세트된다. 상기 저항기 (406, 408) 는 출력 전압 ( Vout ) 이 기준 전압 ( Vr ) 과 비교될 수 있도록 선택된다. 상기 오차 증폭기 (405) 는 PWM (401) 이 고레벨의 Q' 를 출력할지 또는 저레벨의 Q' 를 출력할 지를 제어하는 신호를 출력한다. Vout 가 기준 전압 ( Vr ) 보다 낮다고 상기 오차 증폭기 (405) 가 감지하는 경우, 상기 오차 증폭기 (405) 는 전력 MOSFET (411) 를 턴온시키도록 PWM (401) 에 신호를 출력시킨다. 따라서, Vout 가 Vr 이하로 강하하는 경우, 인버터 회로 (402) 의 듀티 사이클은 증가된다. Vout 가 기준 전압 ( Vr ) 보다 크다고 상기 오차 증폭기 (405) 가 감지하는 경우, 상기 오차 증폭기 (405) 는 상기 전력 MOSFET (411) 를 턴오프시키도록 상기 PWM (401) 에 신호를 출력시킴으로써, 상기 인버터 회로 (402) 의 듀티사이클을 감소시킨다.
상기 PWM 변환기 (307) 는 저항기 (421) 및 캐패시터 (423) 를 더 포함한다. 상기 저항기 (421) 의 일단은 오차 증폭기 (405) 의 출력 및 PWM (401) 의 비반전 입력에 접속되어 있다. 상기 저항기 (421) 의 타단은 저항기 (406, 408) 사이에 배치된 핀 (473) 에 접속되어 있는 캐패시터 (423) 에 접속되어 있다. 상기 저항기 (421) 는 상기 캐패시터 (423) 와 관련하여 상기 오차 증폭기 (405) 의 보상을 제공한다.
전력 공급원 (300) 은 또한 이력 전력 변환기 (309)를 포함한다. 상기 이력 전력 변환기 (309) 는 이력 비교기일 수 있다. 상기 이력 전력 변환기 (309) 는, 인버터 회로 (402) 와 관련하여 가변 주파수 dc - dc 전력 제어기이다.
상기 이력 변환기 (309) 는, Q" 신호를 전송하는데 사용되고 OR 게이트 (427) 를 거쳐 인버터 회로 (402) 에 접속되는 출력 라인 (483) 을 지닌다.
상기 이력 변환기 (309) 는 저항기 (406, 408) 에 의해 분할되는 출력 전압이 최고 한계값 및 최저 한계값, 예를들면 5 V ± 25 mV 사이를 요동하는 것을 허용한다. 이러한 비교는 상기 이력 변환기 (309) 의 비반전 입력에 접속된 기준 전압 ( V2 ) 을 참고로 하여 이행된다. 상기 분할된 출력 전압이 최저 한계값이하로 강하하였다고 상기 이력 변환기 (309) 가 감지하는 경우, 상기 이력 변환기 (309) 는 고레벨의 Q" 를 인버터 회로 (402) 에 출력시키고, 상기 인버터 회로 (402) 는 그 후 상기 PWM 변환기 (307) 와 연관지어 상기에 기술된 바와같이 동작한다. 상기 분할된 출력 전압이 최고의 한계값이상으로 상승하였다고 상기 이력 변환기가 감지하는 경우, 상기 이력 변환기는 저레벨의 Q" 를 상기 인버터 회로 (402) 에 전송함으로써, 캐패시터 (417) 가 방전되는 것을 허용한다.
상기 PWM 변환기 (307) 및 상기 이력 변환기 (309) 는 동시에 동작하지 않는다. 상기 PWM 변환기 (307) 는 고전류 부하시 사용되고 상기 이력 변환기 (309) 는 저전류 부하시 사용된다. 상기 PWM 변환기 (307) 로 부터의 출력라인 (481) 및 상기 이력 변환기 (309) 로 부터의 출력라인 (483) 은 OR 게이트 (427) 의 입력에 접속되어 있다. 상기 OR 게이트 (427) 로 부터의 출력 신호 ( Q ) 는 인버터 회로 (402) 의 입력에 전송된다.
상기 PWM 변환기는 제어 논리 모듈 (429) 로 부터의 PWMON 신호에 의해 턴온 및 턴오프된다. 상기 PWMON 신호는 상기 오차 증폭기 (405) 및 발진기 (403) 의 제어 신호로서 상기 PWM 변환기 (307) 에 제공된다. 상기 오차 증폭기 (405) 가 고레벨의 PWMON 신호를 감지하는 경우, 상기 오차 증폭기 (405) 는 활성 상태로 된다. 더군다나, 고레벨의 PWMON 신호는 발진기 (403) 를 턴온시킴으로써, PWM (401) 을 활성화시킨다. 상기 PWMON 신호가 저레벨인 경우, 상기 오차 증폭기 (405) 는 불활성 상태이고 상기 발진기 (403) 는 턴오프됨으로써, 어떠한 신호도 상기 PWM (401) 에 제공하지 않는다. 제어 논리부 (429) 로 부터 출력된 PWMON 신호는 제 3 입력으로서 상기 이력 변환기 (309) 에 접속된다. 상기 PWMON 신호가 저레벨일 경우, 상기 이력 변환기는 활성화되고, 상기 PWMON 신호가 고레벨인 경우, 상기 이력 변환기는 불활성화된다. 고레벨의 PWMON 신호는 고전류 부하에 해당하며 저레벨의 PWMON 신호는 저전류 부하에 해당한다. 저전류 부하시, 전력 변환기 (300) 는 상기 PWM 변환기 (307) 를 턴오프시키고 상기 이력 변환기 (309) 를 턴온시키는 것을 수반하는 휴지 ( sleep ) 모드로 된다.
상기 논리 제어부 (429) 는 외부 휴지 회로 (431) 및 내부 휴지 회로 (433) 로 부터의 입력을 얻는다. 상기 외부 휴지 회로 (431), 내부 휴지 회로 (433) 및 상기 제어 논리부 (429) 의 컴비네이션은 제 3 도의 부하 전류 측정 및 변환기 선택 논리부 (317) 와 등가이다. 전류 부하가 외부 휴지 한계값이상으로 증가하였다고 외부 휴지 회로 (431) 가 검출하는 경우, 상기 외부 휴지 회로 (431) 는 논리 고레벨 신호를 상기 제어 논리부 (429) 에 제공한다. 이러한 논리 고레벨 신호는 다음에 사용될 수 있는 경우로 PWMON 을 고레벨로 되게 하라고 상기 제어 논리부 (429) 에 지시한다. 상기 논리 제어부 (429) 는 PWMON 신호를 저레벨로 부터 고레벨로, 또는 고레벨로 부터 저레벨로 순식간에 변화하지 않는데, 그 이유는 그렇게 행하는 것이 상기 이력 변환기 (309) 또는 상기 PWM 변환기 (307) 중 어느 하나의 동작을 방해할 수 있기 때문이다.
상기 외부 휴지 회로는 캐패시터 (435) 의 방전 전압을 기준 전압 ( V1 ) 에 비교함으로써 상기 이력 변환기 (309) 에서 인버터 회로 (402) 까지의 고레벨 펄스사이의 오프시간의 지속 기간을 측정한다.
제 5(a) 도는 휴지 모드시, 즉 상기 이력 변환기 (309) 가 동작 상태에 있는 동안 dc - dc 제어기 (300) 로 부터의 출력 전압의 파형을 예시하는 그래프이다. 제 5(a) 도 그래프에서의 수직축은 제 3 도 및 제 4 도의 단자 (321) 에 걸린 출력 전압 ( Vout ) 을 나타내며, 수평축은 시간을 나타낸다. 대시라인 (501) 은 최고의 한계 전압을 나타내고 대시라인 (503) 은 최저의 한계 전압을 나타낸다.
제 5(b) 도는 상기 이력 변환기로 부터의 출력 신호 ( Q" ) 에 대한 파형을 예시하는 그래프이다. 수직축은 신호의 논리 상태를 나타내며 수평축은 시간을 나타낸다.
출력 전압 ( Vout ) 이 시간 (505) 으로 표시할 때, 최고의 한계 전압 (501) 과 동일하거나 크다고 상기 이력 변환기 (309) 가 감지하는 경우, 상기 이력 변환기 (309) 는 논리 저레벨을 인버터 회로 (402) 에 전송함으로써, 캐패시터 (417) 가 방전되게 한다. 시간 (507) 으로 표시할 때, 전압이 최저 한계 전압 (503) 과 동일하거나 작다고 상기 이력 변환기 (309) 가 감지할 때까지 상기 캐패시터 (417) 는 방전하도록 허용된다. 지점 (505, 507) 사이의 그래프 섹션은 캐패시터 (417) 가 방전하도록 허용되는 시간을 나타낸다. 전압이 최저 한계 전압 (503) 으로나 그 이하로 강하한 경우, 상기 이력 변환기 (309) 는 제 5(b) 도에서 시간 (507' ) 으로 도시된 바와같이 상기 인버터 회로에 고레벨의 Q" 신호를 전송한다. 상기 이력 변환기 (309) 는, 시간 (509) 으로 표시할 때, 다시 한계 전압 (501) 에나 그 이상에 있을 때까지 고레벨의 Q" 신호를 유지한다. 그때, 상기 이력 변환기는 제 5(b) 도에서 시간 (509' ) 으로 표시할 때 Q" 신호를 낮춘다.
이력의 주파수는 전류 부하의 양호한 지표이다. 이력의 주파수를 측정하기 위하여, 외부 휴지 회로 (431) 는 Q" 가 저레벨로 유지되는 시간의 주기동안 캐패시터 (435) 가 충전되는 것을 허용한다. 상기 캐패시터 (435) 는 전류원 (438) 에 접속되어 있으며, 상기 전류원 (438) 은 상기 캐패시터 (435) 를 충전시키도록 전류를 제공한다. 상기 캐패시터 (435) 가 재충전하도록 허용되는 비율은 외부 휴지 조정용 저항기 (437) 에 의해 조정된다. 상기 캐패시터 (435) 는 MOSFET (439) 를 통해 방전하도록 허용된다. 상기 MOSFET (439) 는 예컨대 제 5(b) 도에 시간 (505' ) 으로 도시된 바와같이 Q" 가 이력 비교기에 의해 낮춰지는 경우에 턴온된다. 상기 MOSFET (439) 는 MOSFET (439) 의 게이트에 접속되어 있는 원 쇼트 ( one shot ; 441 ) 에 의해 턴온된다. 상기 원 쇼트 (441) 의 입력은 출력 라인 (483) 에 접속된 인버터 (442) 에 접속됨으로써, 상기 이력 변환기 (309) 로 부터 출력된 Q" 신호를 수신한다. 따라서, Q" 가 낮춰지는 경우, 상기 인버터 (442) 는 Q" 신호를 반전시키고 이러한 반전 신호를 상기 원 쇼트 (441) 에 제공한다. 상기 원 쇼트 (441) 는 양 (+) 의 엣지로 트리거되고 상기 반전된 Q" 신호의 양 (+) 엣지를 수신하자마자 상기 MOSFET (439) 에 충분한 게이트 전압을 제공하여 전류가 MOSFET (439) 를 통해 흐르는 것을 허용함으로써, 매우 신속하게 상기 캐패시터를 방전시킨다.
제 5(c) 도는 상기 캐패시터 (435) 양단에 걸린 전압의 파형을 예시하는 그래프이다. 제 5(b) 도에서 시간 (505' ) 에 해당하는 시간 (505" ) 에서, 시간 (505' ) 에서 Q" 신호를 낮추는 것에 응답하여, 상기 캐패시터 양단에 걸린 전압은 시간 (505" ) 으로 표시된 바와같이 매우 신속하게 강하한다. 시간 (505' ) 및 시간 (509' ) 사이에서는, 상기 캐패시터는 다시 충전하도록 허용된다. 시간 (505' ) 및 시간 (509' ) 사이의 동안에는 어떠한 게이트 전압도 상기 MOSFET (439) 에 인가되지 않는다. 그러므로, 전류원 (438) 으로부터의 출력 전류는 상기 캐패시터 (435) 를 충전시킨다.
상기 전류원 (438) 에 의해 발생되는 전류의 양은 외부 휴지 조정용 저항기 (437) 에 의해 제어된다. 상기 외부 휴지 조정용 저항기 (437) 는 핀 (477) 에 접속되어 있으며, 상기 핀 (477) 은 다시 전류원 (438) 에 접속되어 있다. 예컨대 1.25 볼트인 전압은 핀 (477) 에 인가된다. 이러한 전압은 상기 외부 휴지 조정용 저항기 (437) 를 통해 전류를 발생시킨다. 상기 전류원 (438) 은 이러한 전류를 반조 ( mirror ) 시킨다. 즉, 상기 전류원 (438) 은 상기 외부 휴지 조정용 저항기 (437) 를 통해 전송되는 전류의 양과 거의 동일한 전류의 양을 발생시킨다.
또한, 상기 전류원 (438) 은 또한 MOSFET (447) 에 접속되어 있다. 상기 MOSFET (447) 는 상기 전류원 (438) 용 스위치로서 작용한다. 상기 MOSFET (447) 의 게이트는 이력 변환기 (309) 의 출력 라인 (483) 에 접속되어 있다. 상기 출력 라인 (483) 에 의해 전송되는 신호 ( Q" ) 는 이 신호가 상기 MOSFET (447) 의 게이트에 입력되기 전에 반전된다. 따라서, Q" 가 저레벨일 경우, 상기 MOSFET (447) 는 턴온되고, 이는 다시 상기 전류원 (438) 을 턴온시킨다. 그러므로, 시간 (505" , 507" ) 사이에서는 상기 캐패시터 (435) 가 충전된다. 이와는 반대로, Q" 가 고레벨일 경우, 시간 (507' , 509' ) 사이에서도 상기 MOSFET (447) 는 턴오프되고, 이는 다시 상기 전류원 (438) 을 턴오프시킨다. 이는, 제 5c 도에서 시간 (507" , 509" ) 사이로 표시된 바와같이, Q" 가 고레벨인 동안 상기 캐패시터 (435) 상의 전하가 일정한 상태로 유지되게 한다.
캐패시터 (435) 양단에 걸린 전압은 전압 비교기 (441) 에 의해 항상 감시된다. 캐패시터 (435) 양단에 걸린 전압은 전압 비교기 (441) 에 의해 기준 전압 ( V1 ) 과 비교된다. 본 발명의 한 실시예에서, V1 은 2.0 볼트로 세트된다. 비교기 (441) 의 출력은 D - 플립 - 플롭 (443) 의 D 단자에 접속되어 있다. 상기 비교기 (441) 로 부터의 출력은 상기 캐패시터 (435) 양단에 걸린 전압이 기준 전압 ( V1 ) 보다 큰지 또는 작은지를 나타낸다. 예컨대 VC 가 V1 보다 큰 경우, 상기 비교기 (441) 로 부터의 출력은 논리 1 로 세트되고, VC 가 V1 보다 작을 경우, 상기 비교기 (441) 로 부터의 출력은 논리 0 으로 세트된다. 상기 D - 플립 - 플롭 (443) 의 클록 입력은 원 쇼트 (445) 를 거쳐 상기 출력 라인 (483) 에 접속됨으로써 이력 비교기 (309) 에 의해 출력된 Q" 신호를 얻는다. 상기 원 쇼트 (445) 는 그의 입력상의 양 (+) 엣지에 의해 트리거된다. 따라서, 제 5(b) 도에서 시간 (507' ) 으로 표시된 바와같이 Q" 의 상승 구간상에서는, 상기 비교기 (441) 로 부터의 출력이 상기 D - 플립 - 플롭 (443) 으로 클록된다. 상기 비교기 (441) 로 부터의 출력이 기준 전압 ( V1 ) 과, 상기 캐패시터 (435) 양단에 걸린 전압 ( VC ) 과의 연속적인 비교값이기 때문에, 상기 비교기 (441) 의 출력이 상기 원 쇼트 (445) 에 의해 상기 D - 플립 - 플롭 (443) 으로 클록되는 것은 D - 플립 - 플롭 (443) 이 이력 비교기 (309) 로 부터 출력된 Q" 신호의 상승 구간의 시간에 상기 비교기 (435) 양단에 걸린 전압의 측정값을 저장하게 한다. 상기 D - 플립 - 플롭 (443) 으로 클록되는 전압 측정값은 이력의 주파수를 나타내는데, 그 이유는 도면 부호 (505" , 507" ) 사이의 시간이
Figure pct00001
과 같은 관계식으로 부터 유도될 수 있기 때문이다. 상기 전류원 (438) 에 의해 발생되는 전류가 외부 휴지 조정용 저항기 (437) 에 의해 제어되기 때문에, 상기 캐패시터 (435) 에 인가되는 전류 ( I ) 는 알게 되며 상기 조정용 저항기 (437) 를 통한 저항값을 변화시킴으로써 조정될 수 있다. 캐패시턴스 ( C ) 는 상기 캐패시터 (435) 용으로 알게 된다. 전압의 변화 ( dv ) 는 상기 비교기 (441) 에 의해 결정된다. I, C 및 dv 를 알게 되기 때문에, 상기 캐패시터 (435) 에 대한 충전시간인 dt 는 등식 (1) 으로부터 결정될 수 있다. 짧은 dt 는 고전류 부하를 나타나며, 긴 dt 는 저전류 부하를 나타낸다. 상기 D - 플립 - 플롭 (443) 으로 부터의 출력은 dt 가 고전류 부하를 나타내는 것으로 간주될 정도로 충분히 짧은지 여부를 나타낸다.
또한, 제어 논리부 (429) 는 내부 휴지 회로 (433) 로 부터 입력을 얻는다. 상기 내부 휴지 회로 (433) 는 PWM 모드시 전류 부하를 감시한다. 상기 내부 휴지 회로 (433) 는 전력 MOSFET (411) 의 드레인에 접속된 드레인을 갖는 감지 트랜지스터 (449) 로 이루어져 있다. 따라서, 상기 감지 트랜지스터는 상기 전력 MOSFET (411) 와 병렬로 접속되어 있다. 상기 감지 트랜지스터 (449) 는 상기 전력 MOSFET (411) 를 통해 1/1000 배의 전류를 전송하도록 사이즈가 정해진다. 상기 감지 트랜지스터 (449) 는 이 감지 트랜지스터가 상기 전력 MOSFET (411) 를 통한 전류에 비례하는 전류를 전송한다는 의미에서 상기 전력 MOSFET (411) 의 미러이다. 따라서, 상기 감지 트랜지스터를 통한 전류를 감시함으로써, 상기 전력 MOSFET (411) 상의 전류부하를 결정하는 것이 가능하다.
상기 감지 트랜지스터 (449) 의 드레인은 PNP 트랜지스터 (451) 의 콜렉터에 접속되어 있다. 다이오드 (453) 의 애노드는 상기 전력 MOSFET (411) 의 소오스에 접속되어 있다. 상기 다이오드 (453) 의 캐소드는 상기 PNP 트랜지스터 (451) 의 베이스에 접속되어 있다. 상기 다이오드 (453) 의 캐소드는 또한 전류원 (455) 에도 접속되어 있는데, 상기 전류원 (455) 은 다시 접지에 접속되어 있다. 상기 PNP 트랜지스터 (451) 의 에미터는 전류원 (457) 에 접속되어 있는데, 상기 전류원 (457) 은 다시 접지에 접속되어 있다. 상기 전류원 (457) 으로 부터의 출력 전류는 내부 휴지 저항기 (459) 를 거쳐 조정된다.
상기 전류원 (457) 에 의해 발생되는 전류는 상기 감지 트랜지스터 (449) 를 통해 그리고 상기 PNP 트랜지스터 (451) 를 통해 전송되는 전류와 경쟁한다.
상기 감지 트랜지스터 (449) 를 통해 전송되는 전류는, 상기 전류원 (457) 과 상기 PNP 트랜지스터의 에미터를 접속시키는 라인상의 접속점 (461) 에 걸린 전압을 기준 전압 ( V3 ) 에 대하여 비교함으로써 상기 내부 휴지 조정용 저항기 (459) 에 의해 제어되는, 상기 전류원 (457) 으로 부터의 전류에 필적하게 된다. 상기 PNP 트랜지스터 (451) 및 상기 다이오드 (453) 는 전압 버퍼로서 작용하여, 전력 MOSFET (411) 가 턴온되는 동안 상기 접속점 (461) 상의 전압이 일정하게 유지되는 것을 보장한다. 상기 접속점 (461) 은 비교기 (463) 에 접속되어 있다. 상기 비교기 (463) 의 제 2 입력은 기준 전압 ( V3 ) 에 접속되어 있다. 상기 감지 트랜지스터 (449) 및 상기 PNP 트랜지스터 (451) 를 통한 전류가 감소할 경우, 접속점 (461) 에 걸린 전압은 감소한다. 상기 접속점 (461) 에 걸린 전압이 V3 전압이하로 강하한 경우, 상기 비교기 (463) 는 논리 1 로 부터 논리 0 으로 상태 변환한다.
상기 전류원 (457) 에 의해 발생되는 전류의 양은 내부 휴지 조정용 저항기 (459) 에 의해 제어된다. 상기 내부 휴지 조정용 저항기 (459) 는 핀 (475) 에 접속되는데, 상기 핀 (475) 은 다시 상기 전류원 (457) 에 접속되어 있다. 예컨대, 1.25 볼트인 전압은 핀 (475) 에 인가된다. 이러한 전압은 상기 내부 휴지 조정용 저항기 (459) 를 통해 전류를 발생시킨다. 상기 전류원 (457) 은 이러한 전류를 반조시킨다. 즉, 상기 전류원 (457) 은 상기 내부 휴지 조정용 저항기 (459) 를 통해 전송되는 전류의 양과 거의 동일한 전류의 양을 발생시킨다.
상기 비교기 (463) 로 부터의 출력은 상기 전력 MOSFET (411) 의 온 사이클의 중간에서 샘플링된다. 제 6(a) 도는 순간적인 스위치 전류 ( 펄스 (601) 에 의해 표시됨 ), 전력 MOSFET (411) 상의 부하 전류 ( 플로트 ( plot ; 603 ) 에 의해 표시됨 ), 및 평균 부하 전류 ( 라인 (605) 에 의해 표시됨 ) 를 보여주는 그래프이다. 상기 전력 MOSFET (411) 의 온 시간의 한 펄스는 시간 (607, 609) 사이에서 생긴다. 상기 평균 부하 전류는 시간 (611) 에서, 펄스 (601) 의 중간에서의 부하 전류와 교차한다. 그러므로, 상기 비교기 (463) 에 의해 측정되는 부하전류는 상기 전력 MOSFET (411) 의 온 시간의 중간에서 샘플링된다.
상기 전력 MOSFET (411) 의 온 시간의 중간은 발진기 (403) 의 발진기 램프의 2 배의 값을 오차 증폭기 (405) 의 오차 증폭기 전압에 비교함으로써 결정된다. 제 6(b) 도는 발진기 (403) 의 발진기 램프 ( ramp ) ( 톱니 (613) 에 의해 표시됨 ) 및 오차 증폭기 (405) 의 오차 증폭기 전압 ( 라인 (615) 에 의해 표시됨 ) 을 예시하는 그래프이다. 상기 전력 MOSFET (411) 는 시간 (607' ) 에서, 상기 발진기 램프의 개시부분에서 턴온된다. 상기 전력 MOSFET (411) 는, 시간 (609' ) 에서 표시된 바와같이 상기 발진기 램프 (613) 가 상기 오차 증폭기 전압 (615) 과 교차하는 경우에 턴오프된다.
제 4 도를 참조하면, 상기 발진기 (403) 는 발진기 램프의 2 배의 값을 갖는 제 2 의 출력을 지닌다. 즉, 발진기 (403) 의 제 2 출력의 발진기 램프는 PWM (401) 에 접속된 발진기 출력의 발진기 램프의 2 배값이다. 발진기 (403) 의 제 2 출력은 PWM (465) 에 접속되어 있다. 제 6(c) 도는 상기 발진기 (403) 의 2 배의 램프 출력 ( 톱니 (617) 로서 표시됨 ) 을 예시하는 그래프이다. 상기 톱니 (617) 는 제 6(b) 도 톱니 (613) 의 2 배의 가파른 기울기를 지닌다. 제 6(c) 도는 또한 오차 증폭기 전압 (615) 의 플로트를 포함한다. 상기 오차 증폭기 전압 (615) 는 제 6(b) 도에서 및 제 6(c) 도에서 동일한 값이다. 상기 2배의 램프 발진기 출력 (617) 은 제 6(a) 도의 시간 (607, 609) 사이의 절반부인 시간 (611" ) 에서 상기 오차 증폭기 전압 (615) 과 교차한다. 상기 PWM (465) 은, 상기 2 배의 발진기 램프 (617) 가 상기 오차 증폭기 전압 (615) 보다 클 경우 논리 고레벨 신호를 출력시킨다. PWM (465) 으로 부터의 출력은, D - 플립 - 플롭 (469) 의 클록 입력에 접속된 출력을 갖는 양 (+) 에지 트리거용 원 쇼트 (467) 에 접속되어 있다. 상기 비교기 (463) 로 부터의 출력은 상기 D - 플립 - 플롭 (469) 의 D 입력에 접속되어 있다. 따라서, 상기 2 배의 발진기 램프 (617) 가 상기 오차 증폭기 전압 (615) 보다 크다는 것을 상기 PWM (465) 이 검출할 경우, 상기 비교기 (463) 의 출력은 상기 D - 플립 - 플롭 (469) 으로 클록된다.
상기 D - 플립 - 플롭 (443, 469) 의 Q 출력은 상기 제어 논리부 (429) 에 모두 접속되어 있다. 상기 제어 논리부 (429) 는 라인 (485) 상의 PWM 변환기 (307) 및 이력 변환기 (309) 에 전송되는 출력 신호 ( PWMON/PWMOFF ) 를 지닌다. 상기 제어 논리부 (429) 는 dc - dc 변환기 (300) 가 PWM 모드에서 동작하는지 또는 이력 모드에서 동작하는지에 관한 상태 정보를 유지한다. PWM 모드인 경우, 상기 제어 논리부 (429) 는 상기 D - 플립 - 플롭 (469) 으로부터의 Q 출력을 감시한다. 상기 D - 플립 - 플롭 (469) 의 Q 출력이 PWM 모드동안 저레벨로 되는 경우, 상기 제어 논리부 (429) 는 상기 PWMON/PWMOFF 신호를 저레벨로 되게 함으로써, 상기 PWM 변환기 (307) 를 턴오프시키고 상기 이력 변환기 (209) 를 턴온시킨다.
이력 모드에 있는 경우, 상기 제어 논리부 (429) 는 상기 D - 플립 - 플롭 (443) 으로 부터의 Q 출력을 감시한다. 상기 D - 플립 - 플롭 (443) 의 Q 출력이 이력 모드시 저레벨로 되는 경우, 상기 제어 논리부 (429) 는 상기 PWMON/PWMOFF 신호를 고레벨로 되게 함으로써, 상기 PWM 변환기 (307) 를 턴온시키고 상기 이력 변환기 (309) 를 턴오프시킨다.
상기 제어 논리부 (429) 는 PWM 모드로 부터 이력 모드로의 천이가 단지 적절한 시간에만 실행되도록 지연을 포함한다. 예를들면, 상기 논리 제어부 (429) 는 dc - dc 전력 변환기 (300) 가 일정시간동안, 예컨대 최소한 1 msec 동안 한 모드로 유지한 후에만 스위칭을 허용함으로써 이력 모드 및 PWM 모드사이의 과도한 스위칭을 방지한다.
한 실시예에서, 상기 dc - dc 변환기 (300) 는 주로 한 모듈, 예컨대 한 집적 회로로서 구현된다. 이러한 실시예에서, 상기 dc - dc 변환기 (300) 의 어떤 요소들은 주 모듈 외부에 배치될 수 있다. 제 4 도에 예시된 실시예에서, 내부 및 외부 요소사이의 접속은 단자 (319, 321) 및 핀 (471, 473, 475, 477, 479) 에 의해 표시된다. 핀 (471, 473) 은 상기 전력 MOSFET (411) 및 상기 캐패시터 (417) 사이의 회로에 인덕터 (415) 를 접속시키는 수단을 제공한다. 핀 (475) 은 내부 휴지 조정용 저항기 (459) 를 상기 전류원 (457) 에 접속시키는 수단을 제공한다. 핀 (477) 은 외부 휴지 저항기 (437) 를 전류원 (438) 에 접속시키는 수단을 제공한다. 핀 (479) 은 상기 오차 증폭기 (405) 및 PWM (401) 의 비반전 입력사이의 라인에 저항기 (421) 에 대한 접속부를 제공한다.
지금까지 본 발명의 특정의 실시예를 참고로 기술되었지만, 이러한 설명은 제한적인 의미로 한정된다고 의미되지 않는다. 상기 개시된 실시예 뿐만아니라 본 발명의 변형 실시예에 대한 여러 수정은 상기 설명을 참조하면 당업자에게 자명해질 것이다. 예를들면, MOSFET 를 사용하여 구현되는 스위치는 다른 스위칭 기술, 예컨대 JFET, 바이폴라 트랜지스터를 사용하여 구현될 수 있다. 당업자는 PNP 트랜지스터가 사용되는 부분에, 상기 회로를 재구성함으로써 NPN 트랜지스터가 사용될 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다.
또한, 당업자는 이력 변환기가 저전류 부하 상태용으로 사용되는 부분에, 저전류 부하시 적합한 다른 dc - dc 변환기가 사용될 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다. 마찬가지로, 당업자는 PWM 변환기에 대한 변형 실시예를 알 수 있을 것이다. 내부 부품으로서 기술된 요소는 외부 부품으로서 구현될 수 있으며 이와는 반대로 구현될 수 있다. 그러므로, 첨부된 특허청구의 범위는 본 발명의 진정한 범위에 있는 그러한 수정을 포함하는 것으로 간주된다.

Claims (39)

  1. 전압 레귤레이터에서 사용되며, 전압 레귤레이터의 파워 스위치를 제어하기 위한 제어 출력을 포함하는 레귤레이터 제어기에 있어서,
    레귤레이팅된 전압을 레귤레이터 출력에 제공하기 위해서 상기 레귤레이터 제어기가 제 1 동작 모드에 있을 때에 상기 파워 스위치를 ON 상태와 OFF 상태 사이에서 스위칭하는 상기 제어 출력을 조절하도록 동작하는 제 1 레귤레이터 제어 회로;
    상기 레귤레이터 출력에서의 상기 레귤레이팅된 전압이 제 1 레벨과 제 2 레벨 사이에서 유지되도록 하기 위해서 상기 레귤레이터 제어기가 제 2 동작 모드에 있을 때에 상기 제어 출력을 조절하도록 동작하는 제 2 레귤레이터 제어 회로[여기서, 상기 파워 스위치는 출력 전압이 상기 제 1 레벨로부터 상기 제 2 레벨로 천이하는 동안에 ON 상태를 계속적으로 유지하고, 상기 파워 스위치는 출력 전압이 상기 제 2 레벨로부터 상기 제 1 레벨로 천이하는 동안에 OFF 상태를 계속적으로 유지함];
    상기 레귤레이터의 출력 전류를 감지하고 감지된 출력 전류가 제 1 전류 레벨 아래로 떨어질 때에 상기 레귤레이터 제어기를 상기 제 2 동작 모드로 스위칭하도록 구성된 모드 제어 회로부;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 모드 제어 회로부는 상기 레귤레이터의 상기 감지된 출력 전류가 제 2 전류 레벨 위로 증가할 때에 상기 레귤레이터를 상기 제 1 동작 모드로 스위칭하도록 더 구성되는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 모드 제어 회로부는 상기 파워 스위치의 스위칭 주파수를 감지함으로써 상기 레귤레이터의 상기 출력 전류가 상기 제 2 전류 레벨 위로 증가하는 것을 감지하는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 제 1 전류 레벨과 상기 제 2 전류 레벨 각각의 크기를 조절하기 위한 전류 레벨 조절 회로부를 더 포함하고,
    적어도 상기 레귤레이터 제어기의 상기 모드 제어 회로부는 다수의 인터페이스 단자들을 가지는 일반 집적 회로에 구현되는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 전류 레벨 조절 회로부의 적어도 일부는 상기 일반 집적 회로의 외부에 있고, 적어도 하나의 상기 인터페이스 단자들에 의해서 상기 모드 제어 회로부에 연결되는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 레귤레이터 제어 회로는 상기 제어 출력이 상기 파워 스위치의 ON/OFF 상태의 듀티 싸이클을 변화시키도록 함으로써 상기 레귤레이팅된 전압을 제공하는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 제 1 레귤레이터 제어 회로는 펄스 폭 변조를 이용하여 상기 듀티 싸이클을 변화시키는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  8. 제 6 항에 있어서,
    상기 제 1 레귤레이터 제어 회로는 고정된 주파수에서 동작하는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 레귤레이터 제어 회로는 적어도 하나의 증폭기 회로, 비교기 회로 또는 발진기 회로를 포함하는 구성 요소들을 이용하여 구현되고,
    상기 적어도 하나의 구성 요소들은 상기 레귤레이터 제어기가 상기 제 2 동작 모드에 있을 때에 파워-오프되는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 모드 제어 회로부는 상기 레귤레이터 제어기가 상기 제 1 동작 모드에 있는 때에 상기 파워 스위치의 두 전극들 사이에 조성된 제어 전압을 감시함으로써 상기 파워 스위치를 통해 흐르는 전류를 감지하도록 구성된 스위치 감지 회로부를 포함하는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 파워 스위치는 MOS 트랜지스터를 포함하고,
    상기 두 전극들은 상기 트랜지스터의 게이트 전극과 소스 전극인 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  12. 제 10 항에 있어서,
    상기 모드 제어 회로부는 상기 파워 스위치 ON 시간의 중간 시점에서 상기 파워 스위치를 통해 흐르는 감지된 전류의 크기에 기초하여 출력 전류를 감지하는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 제 1 레귤레이터 제어 회로는 상기 제 1 동작 모드에서 상기 제어 출력을 생성하는데 사용되는 펄스 폭 변조기를 포함하고,
    상기 펄스 폭 변조기는 제 1 기울기 및 제 2 기울기를 각각 가지는 제 1 주기 램프 신호 및 제 2 주기 램프 신호를 생성하도록 구성된 램프 생성기를 포함하고,
    상기 제 2 기울기는 상기 제 1 기울기의 두 배이고,
    상기 제 1 주기 램프 신호는 상기 펄스 폭 변조기에 의해 사용되며,
    상기 제 2 주기 램프 신호는 상기 모드 제어 회로부가 상기 파워 스위치 ON 시간의 중간 시점을 결정하는데 사용되는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  14. 제 1 항에 있어서,
    상기 모드 제어 회로부는 평균 출력 전류가 제 1 전류값 아래로 떨어질 때에 상기 레귤레이터를 상기 제 2 동작 모드로 스위칭하고,
    상기 평균 출력 전류는 상기 파워 스위치를 통해 흐르는 전류의 감지된 순시값에 기초하는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  15. 전압 레귤레이터에서 사용되며, 전압 레귤레이터의 파워 스위치를 제어하기 위한 제어 출력을 포함하는 레귤레이터 제어기에 있어서,
    레귤레이팅된 전압을 상기 전압 레귤레이터의 출력에 제공하기 위해서 상기 레귤레이터 제어기가 제 1 동작 모드에 있을 때에 상기 파워 스위치를 ON 상태와 OFF 상태 사이에서 스위칭하는 상기 제어 출력을 듀티 싸이클 변조를 이용하여 조절하는 제 1 레귤레이터 제어 회로;
    레귤레이팅된 전압을 레귤레이터 출력에 제공하기 위해서 상기 레귤레이터 제어기가 제 2 동작 모드에 있을 때에 상기 제어 출력을 조절하도록 동작하는 제 2 레귤레이터 제어 회로;
    상기 제어기가 상기 제 1 동작 모드에 있을 때에 상기 레귤레이터의 출력 전류를 감지하고 감지된 출력 전류가 제 1 전류 레벨 아래로 떨어질 때에 상기 레귤레이터를 상기 제 2 동작 모드로 스위칭하도록 구성된 제 1 전류 센서를 포함하고, 상기 제 1 전류 센서로부터 실질적으로 분리되고 상기 제어기가 상기 제 2 동작 모드에 있을 때에 상기 레귤레이터의 출력 전류를 감지하고 감지된 전류가 제 2 전류 레벨 위로 증가할 때에 상기 레귤레이터를 상기 제 1 동작 모드로 스위칭하도록 구성된 제 2 전류 센서를 포함하는 모드 제어 회로부;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 제 2 전류 센서는 상기 제 2 레귤레이터 제어 회로의 스위칭 주파수에 기초하여 상기 출력 전류를 감지하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  17. 제 15 항에 있어서,
    상기 제 2 레귤레이터 제어 회로는 레귤레이터 출력 전압을 감지하고, 상기 레귤레이터 출력 전압이 제 1 레벨과 제 2 레벨 사이에서 유지되도록 상기 제어 출 력을 조절하며,
    상기 파워 스위치는 출력 전압이 상기 제 1 레벨로부터 상기 제 2 레벨로 천이하는 동안에 ON 상태를 계속적으로 유지하고,
    상기 파워 스위치는 상기 파워 스위치가 상기 제 2 레벨로부터 상기 제 1 레벨로 천이하는 동안에 OFF 상태를 계속적으로 유지하는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 제 2 레귤레이터 제어 회로는 상기 모드 제어 회로부로부터 분리된 이력 비교기를 포함하는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  19. 제 15 항에 있어서,
    상기 모드 제어 회로부 전체가 인터페이스 단자들을 가지는 일반 집적 회로에 구현되는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 제 1 전류 레벨과 상기 제 2 전류 레벨 각각의 크기를 조절하기 위한 전류 레벨 조절 회로부를 더 포함하고,
    상기 전류 레벨 조절 회로부의 적어도 일부는 상기 일반 집적 회로의 외부에 있는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 전류 레벨 조절 회로부는 집적 회로 인터페이스 단자들의 제 1 단자 및 제 2 단자에 연결되고,
    상기 제 1 전류 레벨의 크기 및 상기 제 2 전류 레벨의 크기는 각각 제 1 전기적 구성 요소 및 제 2 전기적 구성 요소에 의해서 독립적으로 조절될 수 있으며,
    상기 제 1 전기적 구성 요소 및 상기 제 2 전기적 구성 요소는 상기 집적 회로의 외부에 있고, 상기 집적 회로 인터페이스 단자들의 제 1 단자 및 제 2 단자에 각각 연결되는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 제 1 전기적 구성 요소 및 상기 제 2 전기적 구성 요소 각각은 저항을 포함하는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  23. 제 15 항에 있어서,
    상기 제 1 전류 센서는 상기 파워 스위치를 통해 흐르는 전류를 감지하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 파워 스위치를 통해 흐르는 전류는 상기 파워 스위치의 두 전극들 사이 에 조성된 제어 전압을 감시함으로써 감지되는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  25. 제 24 항에 있어서,
    상기 파워 스위치는 MOS 트랜지스터를 포함하고,
    상기 두 전극들은 상기 MOS 트랜지스터의 게이트 전극과 소스 전극인 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  26. 제 23 항에 있어서,
    상기 제 1 전류 센서는 상기 파워 스위치를 통해 흐르는 순시 전류 (instantaneous current)를 감지하고, 상기 순시 전류에 기초하여 평균 전류를 결정하는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  27. 제 15 항에 있어서,
    상기 제 1 레귤레이터 제어 회로는 적어도 하나의 발진기, 비교기 및 증폭기를 포함하는 구성 요소들을 이용하여 구현되고,
    상기 레귤레이터가 상기 제 2 동작 모드에 있을 때에, 전력 소비를 줄이기 위해서 상기 적어도 하나의 제 1 레귤레이터 구성 요소들은 턴-오프되는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  28. 스위칭 전압 레귤레이터에서 사용되며, 스위칭 레귤레이터의 파워 스위치를 제어하기 위한 제어 출력을 포함하는 스위칭 레귤레이터 제어기에 있어서,
    상기 제어 출력에 연결되는 출력을 가지며, 활성화 모드와 비활성화 모드 사이에서 스위칭되는 제 1 레귤레이터 제어 회로;
    상기 제어 출력에 연결되는 출력을 가지며, 활성화 모드와 비활성화 모드 사이에서 스위칭되는 제 2 레귤레이터 제어 회로;
    상기 제 1 레귤레이터 제어 회로가 활성화 모드에 있을 때에 스위칭 전압 레귤레이터 출력 전류를 감지하기 위한 제 1 전류 센서;
    상기 제 1 전류 센서로부터 실질적으로 분리되며, 상기 제 2 레귤레이터 제어 회로가 활성화 모드에 있을 때에 스위칭 전압 레귤레이터 출력 전류를 감지하기 위한 제 2 전류 센서; 및
    상기 제 1 전류 센서 및 상기 제 2 전류 센서에 응답하며, 상기 제 1 레귤레이터 제어 회로 및 상기 제 2 레귤레이터 제어 회로를 활성화 및 비활성화시키도록 동작하는 제어 로직;을 포함하고,
    상기 제어 로직은 증가된 스위칭 전압 레귤레이터 출력 전류에 응답하여 상기 제 1 레귤레이터 제어 회로를 활성화시키며, 감소된 스위칭 전압 레귤레이터 출력 전류에 응답하여 상기 제 2 레귤레이터 제어 회로를 활성화시키는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터 제어기.
  29. 제 28 항에 있어서,
    제 2 레귤레이터 제어 회로는 전압 레귤레이터 출력 전압이 제 1 레벨과 제 2 레벨 사이에서 유지되도록 하기 위해서 상기 제어 출력을 조절하도록 동작하고, 상기 파워 스위치는 출력 전압이 상기 제 1 전압 레벨로부터 상기 제 2 전압 레벨로 천이하는 동안에 ON 상태를 계속적으로 유지하고, 상기 파워 스위치는 출력 전압이 상기 제 2 레벨로부터 상기 제 1 레벨로 천이하는 동안에 OFF 상태를 계속적으로 유지하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터 제어기.
  30. 제 29 항에 있어서,
    상기 제 1 레귤레이터 제어 회로는 듀티 싸이클 변조를 이용하여 전압 레귤레이터 출력을 레귤레이팅하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터 제어기.
  31. 제 30 항에 있어서,
    상기 듀티 싸이클 변조는 펄스 폭 변조인 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터 제어기.
  32. 제 30 항에 있어서,
    상기 제 2 전류 센서는 상기 파워 스위치가 스위칭되는 주파수를 감시함으로써 상기 출력 전류를 감지하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터 제어기.
  33. 제 30 항에 있어서,
    상기 제 1 전류 센서는 상기 파워 스위치의 두 전극들 사이에 생성된 전압을 감시함으로써 상기 출력 전류를 감지하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터 제어기.
  34. 제 33 항에 있어서,
    상기 파워 스위치는 MOS 트랜지스터를 포함하고,
    상기 두 전극들은 상기 MOS 트랜지스터의 게이트 전극과 소스 전극인 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터 제어기.
  35. 제 28 항에 있어서,
    상기 제어 로직은 상기 출력 전류가 제 1 전류 레벨 아래로 떨어질 때에 상기 제 2 레귤레이터 제어 회로를 활성화시키도록 동작하고,
    상기 레귤레이터 제어기는 상기 제 1 전류 레벨의 크기를 조절하기 위한 제 1 전류 레벨 조절 회로부를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터 제어기.
  36. 제 35 항에 있어서,
    상기 제어 로직은 상기 출력 전류가 제 2 전류 레벨 위로 증가할 때에 상기 제 1 레귤레이터 제어 회로를 활성화시키도록 동작하고,
    상기 레귤레이터 제어기는 상기 제 2 전류 레벨의 크기를 조절하기 위한 제 2 전류 레벨 조절 회로부를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터 제어기.
  37. 제 35 항에 있어서,
    상기 레귤레이터 제어기의 적어도 일부는 다수의 인터페이스 단자들을 가지는 일반 집적 회로에 구현되고, 상기 제 1 전류 센서 및 상기 제 2 전류 센서 전체가 상기 집적 회로에 구현되며, 상기 제 1 레벨 조절 회로부 및 상기 제 2 레벨 조절 회로부의 적어도 일부는 상기 집적 회로의 외부에 구현되는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터 제어기.
  38. 제 37 항에 있어서,
    상기 제 1 전류 레벨 조절 회로부는 상기 집적 회로의 외부에서 상기 집적 회로 인터페이스 단자들 중의 하나에 연결되는 제 1 저항을 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터 제어기.
  39. 제 37 항에 있어서,
    상기 제 2 전류 레벨 조절 회로부는 상기 집적 회로의 외부에서 상기 집적 회로 인터페이스 단자들 중의 다른 하나에 연결되는 제 2 저항을 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터 제어기.
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