CN111786548B - 一种适用于高压电子设备的放电控制电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种一种放电控制电路(200)，用以安装于一电子设备上以控制该电子设备的放电；该放电控制电路(200)包括一换流开关(88)与一控制模块(60)；该换流开关(88)用以作为一耗散元件使用，以使得该电子设备的电荷通过该换流开关(88)泄放，该换流开关(88)的电阻随该换流开关(88)的一控制端子上接收的一控制电压(Vc)线性地变化；该控制模块(60)用以依据该电子设备的一电压(Vin)、流经该换流开关(88)的一电流(Is)，以及一参考功率(Pref)，以产生该控制电压(Vc)，其中该参考功率(Pref)对应于一由该换流开关(88)泄放的最大功率。

Description

一种适用于高压电子设备的放电控制电路

技术领域

本发明涉及一放电电路，特别是涉及一种高压电子设备所使用的一放电控制电路。

背景技术

各式车辆的驱动，括汽车、电车、铁路机车、动车组及地铁车辆等等的轮子的驱动，通常都是使用牵引电动机(traction motor)来实行，而牵引电动机所使用的逆变器(inverter)通常设置有一主动放电电路(active discharge circuit)，于现有技术中，主动放电电路通常包括用以耗散逆变器多余能量的电阻，以及作为开关以控制该电阻的一晶体管(transistor)，如图1所示。

图1是现有技术的一主动放电电路10的示意图。主动放电电路10设置于一电子设备中，该电子设备可为一逆变器。一输入电源，从主动放电电路10的一输入端9输入。该输入电源可为一高压电源。主动放电电路10包括一放电电阻Rdis、一开关80、一控制单元66、一电压传感器11，以及一电流传感器44。电流传感器44包括一电流测量电阻Rcs。于输入端9与放电电阻Rdis之间具有一第一节点J1，于开关80与电流测量电阻Rcs之间具有一第二节点J2。主动放电电路10在该电子设备的运作过程出现元件故障或是其它紧急情况时，用以泄放该电子设备内部的一或复数个电容器的电能，直到电压低于一预设的安全电压值，例如60伏特(Volt)。

放电电阻Rdis的一端电连接于第一节点J1，另一端电连接于开关80。放电电阻Rdis可为一高热阻的耗能元件，当其导通时，该电子设备的至少一部分的电能即被转为热能，该热能被放电电阻Rdis吸收并耗散。开关80电连接于放电电阻Rdis，控制单元66与第二节点J2，用以依据由控制单元66所产生的一控制电压，来控制自身的开关状态，以借此控制放电电阻Rdis的导通或断开。开关80包括一晶体管，该晶体管通常为一功率晶体管，例如一金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor，缩写为MOSFET)。开关80另包括一门极驱动器82，用以依据该控制电压来控制开关80的该晶体管的门极(gate)，以设定开关80的状态为导通或是关断。具体地说，若该控制电流的电压值大于开关80的闸极驱动电压，则闸极驱动器82使开关80导通，否则开关80处于阻断的状态。

电压传感器11电连接于控制单元66与第一节点J1，用以产生该输入电源的一采样电压值，并将该采样电压值提供给控制单元66。电流传感器44包括电流测量电阻Rcs与一测量单元441，测量单元441电连接于控制单元66与第二节点J2，而电流测量电阻Rcs的一端接地，另一端电连接到第二节点J2。测量单元441测量电流测量电阻Rcs两端的电压降(voltage drop)，以此测量出一采样电流值，并将该采样电流值提供给控制单元66。

控制单元66依据电压传感器11提供的该采样电压值，以及电流传感器44提供的该采样电流值，来判断该电子设备是否需要放电，以及产生控制开关80的控制电压。换句话说，控制单元66藉由控制电压大小，以设置开关80的开关状态，进而借此控制放电电阻Rdis的开关状态。控制单元66可实施一导通时间(on-time control)控制方法，或是一脉冲宽度调变(Pulse Width Modulation，缩写为PWM)控制方法来产生该控制电压。当控制单元66实施PWM控制方法时，所产生的该控制电压通常可使放电电阻Rdis的放电功率呈现恒定的状态，然而若输入主动放电电路10的该输入电源为高幅值时，放电电阻Rdis的峰值功率也会大幅提高。因此，若已知该电子设备为一高压电子设备，则选用的放电电阻Rdis须为一能承受脉冲功率的电阻。

上述利用放电电阻Rdis来实行放电的作法，特别适用于电子设备的快速放电。一般而言，会选用具有高热阻(thermal resistance)的一功率电阻器来做为放电电阻Rdis。然而功率电阻器本身的价格昂贵，且在放电过程中，尤其是快速放电时，放电电阻Rdis的功率损耗会更高，如此会使放电电阻Rdis的温度大幅上升，进而可能导致放电电阻Rdis的损坏。虽然能藉由选用大尺寸的电阻器来做为放电电阻Rdis以将放电电阻Rdis的最高温度限制在一允许范围内，然而，如此的作法会导致复杂的机械设计，过大的主动放电电路10的尺寸，以及过高的产品设计与生产成本。

发明内容

本发明的目的在于解决上述的技术问题，而提供一种适用于高压电子设备的放电控制电路，其放电功率平稳、成本低廉且效能良好。

为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种放电控制电路，用以安装于一电子设备上以控制该电子设备的放电；该放电控制电路包括一换流开关与一控制模块；该换流开关用以作为一耗散元件使用，以使得该电子设备的电荷通过该换流开关泄放，该换流开关的动态电阻随该换流开关的一控制端子上接收的一控制电压线性地变化；该控制模块用以依据该电子设备的一电压、流经该换流开关的一电流，以及一参考功率，以产生该控制电压，其中该参考功率对应于一由该换流开关泄放的最大功率。

进一步地，该控制模块形成一闭环控制电路，该闭环控制电路用以依据该电子设备的该电压以及流经该换流开关的该电流，产生该控制电压。

进一步地，控制模块包括一功率参数决定单元与一第一比较单元；该功率参数决定单元，用于依据该电子设备的该电压以及流经该换流开关的该电流，产生一功率参数信号；第一比较单元，用以将该功率参数信号与该参考功率进行比较而产生一功率差距值，并依据该功率差距值产生该控制电压。

进一步地，该控制模块用以使得该控制电压随该功率差距值线性地变化。

进一步地，该功率参数信号由以下的公式计算得出：Pp＝Vin*Kv+Is*Ki，其中Pp是该功率参数信号，Vin为该电子设备的该电压，Is为流经该换流开关的该电流，Kv是一第一常数系数，而Ki是一第二常数系数。

进一步地，当该功率差距值愈小，则该换流开关的动态电阻会愈大；当该功率差距值愈大，则该换流开关的动态电阻会愈小。

进一步地，该放电控制电路另包括一电流传感器，用于测量流经该换流开关的该电流；该第二常数系数对应于该电流传感器。

进一步地，该放电控制电路另包括一电压传感器，用于测量该电子设备的该电压。

进一步地，该第一常数系数对应于该电压传感器。

进一步地，该第一比较单元为一线性调节器，其包括一线性网络和一运算放大器。

进一步地，该线性调节器为一比例积分调节器。

进一步地，该控制模块包括一除法运算器与一第二比较单元；该除法运算器用以依据该参考功率和该电子设备的该电压，产生一参考电流，该参考电流由以下的公式计算得出：

其中Iref为该参考电流，Pref是该参考功率，Vin为该电子设备的该电压；该第二比较单元，用以将流经该换流开关的该电流与该参考电流进行比较而产生一电流差距值；该电流差距值用以产生该控制电压。

进一步地，该控制模块用以使得该控制电压随该电流差距值线性地变化。

进一步地，当该电流差距值愈小，则该换流开关的动态电阻会愈大；当该电流差距值愈大，则该换流开关的动态电阻会愈小。

进一步地，该控制模块包括一微控制器单元与一低通滤波器；微控制器单元用以实现该除法运算器与该第二比较单元，该微控制器单元用以依据该参考功率、该电子设备的该电压，以及流经该换流开关的该电流，以产生一脉冲宽度调变信号；该低通滤波器，用以将该脉冲宽度调变信号转换为该控制电压。

进一步地，该微控制器单元通过实施一比例积分调节器来实现该第二比较单元，用以比较流过该换流开关的该电流和该参考电流，以产生一中间信号；该微控制器单元另用以实现一脉冲宽度调变单元，以依据该中间信号产出该脉冲宽度调变信号；该脉冲宽度调变信号为一数字信号。

进一步地，该电流传感器包括一电流测量电阻与一测量单元，该测量单元测量出该电流测量电阻两端的电压降，以测得流经该换流开关的该电流，并将该电流提供给该控制模块。

进一步地，该放电控制电路包括一过电流保护单元，用以在该控制电流的电压超过一安全预设值时，产生一警示信号，或是阻断该换流开关的导通。

进一步地，该换流开关可为一金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，或是一绝缘栅双极晶体管(IGBT)。

进一步地，该电子设备为一高压电子设备。

附图说明

图1是现有技术的一主动放电电路的示意图。

图2是本发明的一放电控制电路的一实施例的简易示意图。

图3是图2所描述的放电控制电路的详细示意图。

图4是图2所描述的放电控制电路的详细示意图。

图5是本发明的放电控制电路的另一实施例的示意图。

具体实施方式

下面结合附图与实施例，对本发明的实质性特点剧和优势作进行详细说明，但本发明并不局限于所列的实施例。

图2是本发明的一放电控制电路200的一实施例的简易示意图。放电控制电路200设置于一电子设备中，用以控制该电子设备的放电。该电子设备可为一逆变器。一输入电源，从放电控制电路200的一输入端9输入。该输入电源可为一高压电流，例如一电压介于60伏特与550伏特的电源。

放电控制电路200包括一换流开关88、一控制模块60、一电压传感器11，以及一电流传感器44。电流传感器44可包括有一电流测量电阻Rcs。于输入端9与换流开关88之间具有一第一节点J1，于换流开关88与电流测量电阻Rcs之间有一第二节点J2。放电控制电路200在该电子设备的运作过程出现元件故障或是其它紧急情况时，用以泄放该电子设备的电能，直到该输入电源的电压低于一预设的安全电压值，例如60伏特。

换流开关88电连接于控制模块60、第一节点J1与第二节点J2。换流开关88包括一晶体管。进一步地，换流开关88为一功率晶体管，例如一金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，缩写为MOSFET)，或是一绝缘栅双极晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，缩写为IGBT)。换流开关88的运作包括一开关功能与一能量耗散功能；当换流开关88执行该开关功能时，换流开关88即为一般的电路开关，用以将该输入电源阻断或是让其通过。当换流开关88执行该能量耗散功能时，其处于一线性工作模式(linear mode)中，因此能做为一耗能元件使用，其行为如同一个由门极电压控制的可变电阻，以使得该电子设备的电荷通过该换流开关88泄放，如此将该电子设备中需要被耗散的电能转换成热能，并将该热能耗散至环境中或是耗散到冷却水等等的散热介质。控制模块60是用以决定换流开关88是否执行该开关功能，同时执行该能量耗散功能，且控制模块60依照换流开关88将执行的功能，产生控制换流开关88的一控制电压Vc，而换流开关88的电阻随换流开关88的一控制端子上接收的控制电压Vc线性地变化。于之后的段落中，将仔细描述控制模块60内包含的元件与其功能。

因此，不同于上述的现有技术的主动放电电路10须包括有一放电电阻Rdis用以泄放电能，本发明的放电控制电路200藉由换流开关88与控制模块60的协作来实施在现有技术中由放电电阻Rdis实现的功能。

放电控制电路200的电压传感器11、电流传感器44，以及电流传感器44所包括的一测量单元441与电流测量电阻Rcs，皆与上述图1所示的主动放电电路10的同名且同编号的元件的功能相似。电压传感器11电连接于控制模块60与第一节点J1，用以对该输入电源进行采样，以测得该电子设备的一电压Vin，并将该电压Vin提供给控制模块60。

电流传感器44的测量单元441电连接于控制模块60与第二节点J2，而电流测量电阻Rcs的一端接地，另一端电连接到第二节点J2。测量单元441测量出电流测量电阻Rcs两端的电压降，以测得流经换流开关88的一电流Is，并将该电流Is提供给控制模块60。电流传感器44具有一预设的第二常数系数Ki(亦可称为电流传感器系数Ki)。

控制模块60用以依据该电子设备的该电压Vin、流经换流开关88的该电流Is，以及一参考功率Pref，以产生控制电压Vc。控制模块60判断该电子设备是否需要放电，以及决定换流开关88是否做为一可变电阻来放电，并且藉由控制该控制电压Vc的大小，以控制换流开关88的导通程度，亦即控制换流开关88仅做为一开关使用(即上述的开关功能)，亦或同时在做为一耗能元件来使用(即上述的能量耗散功能)。于一实施例中，控制模块60执行一线性调节功能来产生控制电压Vc。参考功率Pref可为一预设的放电功率，其值可由放电控制电路200的电路设计者根据外部基准电压给定，且其对应于一由换流开关88泄放的最大功率。

控制模块60可以模拟电路的方式组成，将于图3与图4以及下述的相关段落中详细描述。而在另一个实施例中，控制模块60不以模拟电路的方式实施，而是将其中大部分的电路装置的功能，用一微控制器单元(Microcontroller Unit，MCU单元)来实行；此实施例将于图5与下述的相关段落中详细描述。

图3是图2所描述的放电控制电路200的详细示意图，在图3中详细地描述了上述的控制模块60的一实施例。在本实施例中，控制模块60包括一第一比较单元222a与一功率参数决定单元33。进一步地，控制模块60形成一闭环控制电路(closed loop control)。更进一步地说，是控制模块60的功率参数决定单元33与第一比较单元222a组成该闭环控制电路，该闭环控制电路用以依据该电子设备的电压Vin以及流经换流开关88的电流Is，并利用一电压补偿的方式，将目前的换流开关88的控制电压Vc做适当的调整，以产生调整后的新的控制电压Vc。

电压传感器11具有一预设的第一常数系数Kv。功率参数决定单元33用以依据电压传感器11所测得的该电子设备的电压Vin、电流传感器44所测得的流经换流开关88的电流Is，以及第一常数系数Kv，产生一功率参数信号Pp。功率参数信号Pp可进一步地由以下的公式计算得出：Pp＝Vin*Kv+Is*Ki，其中Pp是该功率参数信号，Vin为该电子设备的电压，Is为流经换流开关88的电流，Kv是功率参数决定单元33的第一常数系数Kv，而Ki是电流传感器44的第二常数系数Ki。在一实施例中，第二常数系数Ki的值为Rcs。

第一比较单元222a，电连接于功率参数决定单元33与换流开关88，用以将功率参数信号Pp与参考功率Pref进行比较而产生一功率差距值，并依据该功率差距值产生新的控制电压Vc。当该功率差距值愈小，则换流开关88的动态电阻会愈大；而当该功率差距值愈大，则该换流开关88的动态电阻会愈小。如此，控制模块60可使得控制电压Vc随该功率差距值线性地变化。

在本实施例中，第一比较单元222a包括一线性调节器。进一步地，第一比较单元222a为一线性调节器222a，其包括一线性网络22与一运算放大器25。运算放大器25被作为一比较器使用。进一步地，线性调节器222a可为一比例积分调节器(proportional-integral regulator，可简称为「PI调节器」)222a。

更进一步地，放电控制电路200可另包括一过电流保护(Over CurrentProtection，缩写为OCP)单元72，并且于控制模块60与换流开关88的门极之间具有一第三节点J3，以及于换流开关88与第二节点J2之间具有一第四节点J4。OCP单元72电连接于第三节点J3与第四节点之间，用以在该控制电流的电压超过一安全预设值时，启动对于换流开关88的保护，例如产生一警示信号，或是阻断换流开关88的导通。

在图3所描述的实施例中，换流开关88为一MOSFET晶体管；而如上述所言，换流开关88可为一IGBT晶体管，如图4所示。相较于MOSFET晶体管，IGBT晶体管的成本通常较低。而藉由适当地预设上述的参考功率Pref、第一常数系数Kv与第二一常数系数Ki，图3和图4所描述的以全电路设备来实施的放电控制电路200，可以近乎恒定的放电功率来泄放电能。

图5是本发明的放电控制电路200的另一实施例的示意图。本实施例的换流开关88、电压传感器11、电流传感器44(以及其4所包括的测量单元441与电流测量电阻Rcs)、可选的OCP单元72，以及第一到第四节点J1至J4，与上述图3至图4所示的实施例的同名且同编号的元件的功能相似或相同，已于上述相关段落详细描述，故不再赘叙。

本实施例类似于前述的实施例，亦有一参考功率Pref，其为一预设的放电功率，其值可由放电控制电路200的电路设计者预设给定，代表放电控制电路200欲实施的一恒定的放电功率。

控制模块60包括一除法运算器(divider)221与一第二比较单元222b。除法运算器221用以依据参考功率Pref和该电气设备的该电压Vin，产生一参考电流Iref，该参考电流Iref的值由以下的公式计算得出：

其中Iref为该参考电流，Pref是该参考功率，而Vin为该电子设备的该电压。第二比较单元222b，用以将流经换流开关88的电流Is与参考电流Iref进行比较而产生一电流差距值。第二比较单元222b可进一步地根据该电流差距值产生一中间信号IP。该电流差距值或中间信号IP用以产生控制电压Vc。当该电流差距值愈小，则换流开关88的动态电阻会愈大；而当该电流差距值愈大，则换流开关88的动态电阻会愈小。如此，控制模块60可使得控制电压Vc随该电流差距值线性地变化。

本实施例的控制模块60包括一MCU单元(Microcontroller Unit，微控制器单元)220与一低通滤波器(low-pass filter，LP filter)78。微控制器单元220以数控方式执行上述的除法运算器221与第二比较单元222b的功能，在本实施例中，微控制器单元220所执行的第二比较单元222b的功能为一线性调节功能(linear regulation function)；进一步地说，微控制器单元220以数控方式实作一PI调节器的功能，以此方式来实现第二比较单元222b的功能。

控制模块60另包括一脉冲宽度调变(Pulse Width Modulation，缩写为PWM)模组223，PWM模组223亦可由微控制器单元220以数控的方式实施其功能，以将中间信号IP用脉冲宽度调变控制方法做处理，以产生一脉冲宽度调变信号(PWM)，此PWM信号为一数字模式的控制电压Vc。换句话说，微控制器单元220以数控方式实施上述221到223模组的功能，依据预设参考功率Pref、该电子设备的电压Vin以及流经换流开关88的电流Is，以产生控制换流开关88的控制电压Vc。

由于换流开关88的控制端子上接收的控制电压Vc须为一模拟信号(analogsignal)，控制模块60另包括低通滤波器78，低通滤波器78电连接于MCU单元220与换流开关88的门极，用以将MCU单元220产出的PWM信号(数字模式的控制电压Vc)，转换成一为模拟信号的控制电压Vc，并将该转换后的控制电压Vc，提供给换流开关88。

于本实施例中，上述除法运算器221、第二比较单元222b与PWM模组223各自是由MCU单元220以数控方式所执行的步骤，而皆不以模拟电路来实行，然而为了方便阅读上的理解，该些步骤221至223仍一起被标示在图5中。而相较于图3或图4描述的以模拟电路来实施的线性放电控制电路，本实施例可以更高精度的，且是恒定的放电功率(即为预设的参考功率Pref)来泄放电能；也就是说，本实施例的控制模块60以数控方式，依据预设的参考功率Pref，调整换流开关88的门极所接收到的控制电压Vc的大小，以控制换流开关88的导通程度，亦即控制换流开关88仅做为一开关使用(即上述的开关功能)，亦或同时做为一耗能元件使用(即上述的能量耗散功能)。

本发明的放电控制电路，藉由上述的控制模块的设计，控制一低热阻的换流开关(例如功率晶体管)，在适当时间能同时将该换流开关做为一耗能元件使用，以泄放该电子设备的电能，如此的放电控制电路无须使用功率电阻来做为放电电阻，因此相较于现有技术须利用功率放电电阻(例如图1的放电电阻Rdis)而言，本发明的放电控制电路以及其相关的电子设备产生的热阻大幅降低，因此其散热表现良好，如此可以简化电路与设备的设计，尤其可以降低对于散热功能的设计要求。

此外，相较于现有技术需要使用价格高昂的功率放电电阻，本发明使用价格相对低廉许多且更不易损坏的功率晶体管(MOSFET或是IBGT晶体管)，且无须使用门极驱动器(例如图1的门极驱动器82)去驱动高功率的放电电阻，因此本发明的放电控制电路以及其相关的电子设备较不易损坏，且其制造成本可大幅降低。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (16)

1.一种放电控制电路(200)，用以安装于一高压电子设备上以控制该高压电子设备的放电；该放电控制电路(200)包括：

一换流开关(88)，用以作为一耗散元件使用，以使得该高压电子设备的电荷通过该换流开关(88)泄放，该换流开关(88)的电阻随该换流开关(88)的一控制端子上接收的一控制电压(Vc)线性地变化；以及

一控制模块(60)，用以依据该高压电子设备的一电压(Vin)、流经该换流开关(88)的一电流(Is)，以及一参考功率(Pref)，以产生该控制电压(Vc)，其中该参考功率(Pref)对应于一由该换流开关(88)泄放的最大功率。

2.根据权利要求1所述的放电控制电路(200)，其特征在于：该控制模块(60)形成一闭环控制电路，该闭环控制电路用以依据该高压电子设备的该电压(Vin)以及流经该换流开关(88)的该电流(Is)，产生该控制电压(Vc)。

3.根据权利要求1所述的放电控制电路(200)，其特征在于：该控制模块(60)包括：

一功率参数决定单元(33)，用于依据该高压电子设备的该电压(Vin)以及流经该换流开关(88)的该电流(Is)，产生一功率参数信号(Pp)；

一第一比较单元(222a)，用以将该功率参数信号(Pp)与该参考功率(Pref)进行比较而产生一功率差距值，并依据该功率差距值产生该控制电压(Vc)。

4.根据权利要求3所述的放电控制电路(200)，其特征在于：该控制模块(60)用以使得该控制电压(Vc)随该功率差距值线性地变化。

5.根据权利要求3所述的放电控制电路(200)，其特征在于：该功率参数信号(Pp)由以下的公式计算得出：Pp＝Vin*Kv+Is*Ki，其中Pp是该功率参数信号，Vin为该高压电子设备的该电压，Is为流经该换流开关(88)的该电流，Kv是一第一常数系数，而Ki是一第二常数系数。

6.根据权利要求2所述的放电控制电路(200)，其特征在于：

当该功率差距值愈小，则该换流开关(88)的动态电阻会愈大；

当该功率差距值愈大，则该换流开关(88)的动态电阻会愈小。

7.根据权利要求5所述的放电控制电路(200)，其特征在于：该放电控制电路(200)另包括一电流传感器(44)，用于测量流经该换流开关(88)的该电流(Is)；该第二常数系数(Ki)对应于该电流传感器(44)。

8.根据权利要求5所述的放电控制电路(200)，其特征在于：该放电控制电路(200)另包括一电压传感器(11)，用于测量该高压电子设备的该电压(Vin)。

9.根据权利要求8所述的放电控制电路(200)，其特征在于：该第一常数系数(Kv)对应于该电压传感器(11)。

10.根据权利要求3所述的放电控制电路(200)，其特征在于：该第一比较单元(222a)为一线性调节器，其包括一线性网络(22)和一运算放大器(25)。

11.根据权利要求10所述的放电控制电路(200)，其特征在于：该线性调节器为一比例积分调节器。

12.根据权利要求1所述的放电控制电路(200)，其特征在于：该控制模块(60)包括：

一除法运算器(221)，用以依据该参考功率(Pref)和该高压电子设备的该电压(Vin)，产生一参考电流(Iref)，该参考电流(Iref)由以下的公式计算得出：

其中Iref为该参考电流，Pref是该参考功率，Vin为该高压电子设备的该电压；

一第二比较单元(222b)，用以将流经该换流开关(88)的该电流(Is)与该参考电流(Iref)进行比较而产生一电流差距值；该电流差距值用以产生该控制电压(Vc)。

13.根据权利要求12所述的放电控制电路(200)，其特征在于：该控制模块(60)用以使得该控制电压(Vc)随该电流差距值线性地变化。

14.根据权利要求12所述的放电控制电路(200)，其特征在于：

当该电流差距值愈小，则该换流开关(88)的动态电阻会愈大；

当该电流差距值愈大，则该换流开关(88)的动态电阻会愈小。

15.根据权利要求12所述的放电控制电路(200)，其特征在于：该控制模块(60)包括：

一微控制器单元(220)，其用以实现该除法运算器(221)与该第二比较单元(222b)，该微控制器单元(220)用以依据该参考功率(Pref)、该高压电子设备的该电压(Vin)，以及流经该换流开关(88)的该电流(Is)，以产生一脉冲宽度调变信号(PWM)；

一低通滤波器(78)，用以将该脉冲宽度调变信号(PWM)转换为该控制电压(Vc)。

16.根据权利要求1所述的放电控制电路(200)，其特征在于：该换流开关(88)可为一金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，或是一绝缘栅双极晶体管(IGBT)。

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