JP2019162016A - 受電装置、ウェアラブルデバイス、及び非接触給電システム - Google Patents

Abstract

【課題】回路の大型化を抑制しつつ、伝送効率を向上させることができる受電装置、ウェアラブルデバイス、及び非接触給電システムを提供する。【解決手段】受電装置は、共振コンデンサと、共振コンデンサとともに共振回路を構成する受電コイルと、を備える。共振コンデンサを構成する可変容量回路１００は、互いに並列接続された第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２と、第１コンデンサＣ１の一端側に直列接続された第１スイッチＴｒ１と、第１スイッチＴｒ１のオン及びオフを制御するスイッチ制御回路１１０を備える。スイッチ制御回路は、基準電圧Ｖｒｅｆと第２コンデンサＣ２に印加される交流電圧Ｖ２との比較結果に応じて、第１制御電圧Ｖｇ１を第１スイッチＴｒ１に供給する第１比較器ＯＰ１を含む。【選択図】図２

Description

本発明は、受電装置、ウェアラブルデバイス、及び非接触給電システムに関する。

近年、送電装置から受電装置に非接触で電力を伝送する給電方法の一つとして、磁界共鳴方式が注目されている。この磁界共鳴方式では、送電装置と受電装置の各々が共振回路を備え、これらの共振回路の共鳴現象を利用して電力が伝送される。そのため、送電装置と受電装置の各々が備える共振回路の共振周波数と、伝送される信号の周波数とが等しい場合に、最も効率良く電力を伝送することができる。

共振回路の共振周波数は、共振回路に含まれるコイルとコンデンサの素子定数によって定められる固有の値となる。従って、例えば１つの受電装置が複数の送電装置から電力を受電する場合に、各送電装置から送信される信号の周波数が異なると、受電装置の共振回路の共振周波数と送信信号の周波数との間にずれが生じ、伝送効率が低下するという問題がある。あるいは、例えば受電装置がフレキシブルなウェアラブルデバイスに搭載され、共振回路に含まれるコイルが変形する場合には、コイルの変形に応じてインダクタンス値が変動し、結果として共振回路の共振周波数が変動する。従って、この場合も、受電装置の共振回路の共振周波数と送信信号の周波数との間にずれが生じ、伝送効率が低下し得る。

このような周波数のずれを解消するために、共振回路に含まれるコンデンサを可変容量コンデンサとする方法が考えられる。これにより、複数の送電装置から電力を受電する形態においては、各送電装置からの送信信号の周波数に応じて、受電装置の共振回路の共振周波数を調整することができる。また、ウェアラブルデバイスに受電装置が搭載される形態においては、コイルのインダクタンス値の変動を補償するようにコンデンサの容量値を調整することにより、共振周波数を送信信号の周波数に合わせることができる。可変容量コンデンサの例として、例えば下記特許文献１には、共振コンデンサに可変容量コンデンサが並列接続された構成が開示されている。

特開平１１−１６８８４２号公報

特許文献１に開示された可変容量コンデンサは、並列に並べられた複数のコンデンサを備え、これらの複数のコンデンサの接続関係をスイッチにより選択的に切り替えることによって合成容量値が調整される方式である。しかしながら、この方式によると、とり得る合成容量値が離散的となり、容量値を連続的に調整することができない。他方、容量値を連続的に調整できるコンデンサとして、機械式のバリアブルコンデンサが知られているが、このバリアブルコンデンサによると回路の大型化が避けられない。

そこで、本発明は、回路の大型化を抑制しつつ、伝送効率を向上させることができる受電装置、ウェアラブルデバイス、及び非接触給電システムを提供することを目的とする。

本発明の一態様に係る受電装置は、可変容量回路と、可変容量回路とともに共振回路を構成する受電コイルと、を備え、可変容量回路は、互いに並列接続された第１コンデンサ及び第２コンデンサと、第１コンデンサの一端側に直列接続された第１スイッチと、第１スイッチのオン及びオフを制御するスイッチ制御回路であって、基準電圧と第２コンデンサに印加される交流電圧との比較結果に応じて、第１制御電圧を第１スイッチに供給する第１比較器を含む、スイッチ制御回路と、を含む。

この態様によれば、第２コンデンサに印加される交流電圧の変動に伴って、第１スイッチのオン及びオフが周期的に切り替えられる。また、基準電圧の高さに応じて、第１スイッチがオンである時間の長さが制御される。これにより、可変容量回路の見かけ上の合成容量値を連続的に制御し、共振回路の共振周波数を調整することができる。従って、例えば機械式のバリアブルコンデンサを用いる構成に比べて、回路の大型化を抑制しつつ、電力の伝送効率を向上させることができる。

上記態様において、可変容量回路は、第１コンデンサの他端側に直列接続された第２スイッチをさらに含み、スイッチ制御回路は、基準電圧と、交流電圧と位相が逆である逆位相電圧との比較結果に応じて、第２制御電圧を第２スイッチに供給する第２比較器をさらに含み、第２スイッチのオン及びオフを制御してもよい。

この態様によれば、逆位相電圧の変動に伴って、第２スイッチのオン及びオフが周期的に切り替えられる。また、基準電圧の高さに応じて、第２スイッチがオンである時間の長さが制御される。従って、１つのスイッチを備える構成に比べて、可変容量回路の合成容量値を広い範囲で制御することができ、共振回路の共振周波数を広い範囲で調整することができる。

上記態様において、可変容量回路は、第１コンデンサの他端側に直列接続された第２スイッチをさらに含み、スイッチ制御回路は、基準電圧の符号を反転させた反転基準電圧と交流電圧との比較結果に応じて、第２制御電圧を第２スイッチに供給する第２比較器をさらに含み、第２スイッチのオン及びオフを制御してもよい。

この態様によれば、交流電圧の変動に伴って、第２スイッチのオン及びオフが周期的に切り替えられる。また、反転基準電圧の高さに応じて、第２スイッチがオンである時間の長さが制御される。従って、１つのスイッチを備える構成に比べて、可変容量回路の合成容量値を広い範囲で制御することができ、共振回路の共振周波数を広い範囲で調整することができる。

上記態様において、可変容量回路は、第１コンデンサの一端側において第１スイッチと直列接続された第３スイッチと、第１コンデンサの他端側において第２スイッチと直列接続された第４スイッチと、をさらに含み、第１比較器は、第１制御電圧を第４スイッチに供給し、第２比較器は、第２制御電圧を第３スイッチに供給し、第１スイッチと第３スイッチ、及び、第２スイッチと第４スイッチは、それぞれ、寄生ダイオードの向きが互いに逆向きとなるように接続されてもよい。

この態様によれば、４つのスイッチがいずれもオンである場合に限り、第１コンデンサの両側の経路が導通される。従って、第１コンデンサからの意図しない電荷の漏出を防ぐことができる。

上記態様において、スイッチ制御回路は、第１制御電圧及び第２制御電圧が入力され第３制御電圧を出力するＡＮＤ回路をさらに含み、ＡＮＤ回路は、第１制御電圧及び第２制御電圧に代えて第３制御電圧を第１スイッチ及び第２スイッチに供給してもよい。

この態様によれば、第１スイッチと第２スイッチとが同期動作するため、第１コンデンサからの意図しない電荷の漏出を防ぐことができる。

上記態様において、受電装置は、共振回路に印加される電圧及び共振回路を流れる電流を検出する電圧電流検出器と、電圧電流検出器により検出された電圧と電流の位相差が小さくなるように基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、をさらに備えていてもよい。

この態様によれば、受電装置の共振回路の共振度合いが強くなるように基準電圧が生成され、これにより当該共振回路の共振周波数が調整される。従って、電力の伝送効率を向上させることができる。

上記態様において、受電装置は、受電装置が受電した電力を検出する検出器と、検出器により検出された電力が所定レベル以上となるように基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、をさらに備えていてもよい。

この態様によれば、受電装置の受電した電力に基づいて基準電圧が生成され、これにより受電装置の共振回路の共振周波数が調整される。従って、電力の伝送効率を向上させることができる。

上記態様において、基準電圧生成回路は、交流電圧の振幅値の変動に応じて基準電圧を調整する基準電圧調整回路をさらに備えていてもよい。

この態様によれば、交流電圧の振幅値が変動しても、当該変動に応じて基準電圧が調整されるため、交流電圧の振幅値と基準電圧との比によって決まるデューティ比を一定に保つことができる。

上記態様において、基準電圧調整回路は、交流電圧を整流する整流回路と、整流された電圧を分圧する分圧回路と、分圧された電圧を差動増幅する差動増幅回路と、を含んでいてもよい。

この態様によれば、交流電圧の振幅値に比例した基準電圧を生成することができる。

本発明の一態様に係るウェアラブルデバイスは、上記の受電装置を備える。

この態様によれば、受電コイルが変形し、受電コイルのインダクタンス値が変動する場合であっても、当該変動を補償するように可変容量回路の容量値を制御することにより、共振周波数を調整することができる。従って、電力の伝送効率を向上させることができる。

本発明の一態様に係る非接触給電システムは、上記の受電装置と、電源回路及び送電ユニットを含み、受電装置に電力を伝送する送電装置と、電源回路から送電ユニットに供給される第１電力を検出する第１検出器と、受電装置が受電した第２電力を検出する第２検出器と、第１電力に対する第２電力が大きくなるように基準電圧を生成する、基準電圧生成回路と、を備える。

この態様によれば、送電装置が供給する電力と受電装置が受電する電力との比に基づいて基準電圧が決定され、これにより受電装置の共振回路の共振周波数が調整される。従って、電力の伝送効率を向上させることができる。

本発明によれば、回路の大型化を抑制しつつ、伝送効率を向上させることができる受電装置、ウェアラブルデバイス、及び非接触給電システムを提供することができる。

本発明の第１実施形態に係る非接触給電システムの全体構成を例示する図である。 図１に示される共振コンデンサを構成する可変容量回路の回路構成を例示する図である。 図１に示される共振コンデンサを構成する可変容量回路に関する各種の電圧の変動を例示するグラフである。 図２に示される容量可変回路の第１変形例の回路構成を例示する図である。 図２に示される容量可変回路の第２変形例の回路構成を例示する図である。 図２に示される容量可変回路の第３変形例の回路構成を例示する図である。 図１に示される共振コンデンサの容量値を制御する制御系を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態に係る非接触給電システムの全体構成を例示する図である。 本発明の第３実施形態に係る非接触給電システムの全体構成を例示する図である。 本発明の第１実施形態に係る非接触給電システムにおいて、指定されたデューティ比を保つように基準電圧を調整する基準電圧調整回路の回路構成を例示する図である。

［実施形態］
添付図面を参照して、本発明の実施形態について説明する。なお、各図において、同一の符号を付したものは、同一又は同様の構成を有する。

図１は、本発明の第１実施形態に係る非接触給電システムの全体構成を例示する図である。同図に示される非接触給電システム１は、電力を送電する送電装置２と、当該電力を非接触で受電する受電装置３と、を備える。

送電装置２は、例えば、電源回路１０と、送電ユニット２０と、を備える。

電源回路１０は、所定の周波数（例えば、数ｋＨｚ〜数百ＭＨｚ程度）の交流電源電圧を生成して出力する。交流電源電圧は、送電ユニット２０に供給される。

送電ユニット２０は、送電コイル２１と、共振コンデンサ２２と、を含む。送電コイル２１と共振コンデンサ２２は直列接続され、ＬＣ直列共振回路を構成する。

受電装置３は、例えば、受電ユニット４０と、整流平滑回路５０と、負荷６０と、を備える。

受電ユニット４０は、受電コイル４１と、共振コンデンサ４２と、を含む。受電コイル４１と共振コンデンサ４２は直列接続され、ＬＣ直列共振回路を構成する。ここで、ＬＣ直列共振回路の共振周波数ｆ₀は、一般的に、コイルのインダクタンス値をＬとし、コンデンサの容量値をＣとすると、ｆ₀＝１／２π√ＬＣ（Ｈｚ）によって表される。本実施形態において、共振コンデンサ４２は、後述するように、容量値を連続的に調整することができる可変容量回路により構成される。従って、共振コンデンサ４２の容量値を制御することにより、受電ユニット４０に含まれる共振回路（以下、「受電側共振回路」ともいう。）の共振周波数を調整することができる。なお、共振コンデンサ４２の構成の詳細については後述する。

整流平滑回路５０は、受電ユニット４０により受電された電力を整流及び平滑化する。

負荷６０は、受電ユニット４０から整流平滑回路５０を介して供給される電力を消費する。なお、図１においては、負荷６０が受電装置３に含まれているが、負荷６０は受電装置３に含まれていなくてもよい。また、負荷６０の代わりに、例えばバッテリやコンデンサ等の充電対象に電力が蓄電されてもよい。

送電ユニット２０から電力が出力されると、送電ユニット２０の送電コイル２１と受電ユニット４０の受電コイル４１は磁界結合され、送電ユニット２０と受電ユニット４０は固有の共振周波数において共鳴する。これにより、非接触給電システム１では、磁界共鳴方式により送電装置２から受電装置３へと電力が供給される。

次に、図２及び図３を参照して、共振コンデンサ４２を構成する可変容量回路の具体的な構成について説明する。

図２は、共振コンデンサ４２を構成する可変容量回路の回路構成を例示する図である。また、図３は、共振コンデンサ４２を構成する可変容量回路に関する各種の電圧の変動を例示するグラフである。なお、図３に示されるグラフにおいて、各々の縦軸は電圧（Ｖ）を示し、各々の横軸は時間（ｓ）を示す。

図２に示される可変容量回路１００は、コンデンサＣ１，Ｃ２と、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２と、スイッチ制御回路１１０と、を備える。

コンデンサＣ１（第１コンデンサ）とコンデンサＣ２（第２コンデンサ）は、並列接続される。コンデンサＣ１は、固有の容量値を有するが、見かけ上の容量値が調整可能なコンデンサである。コンデンサＣ２は、固有の容量値を有し、容量値が固定のコンデンサである。

コンデンサＣ１の両端に印加される電圧をＶ１とし、コンデンサＣ２の両端に印加される電圧をＶ２とする。後述するスイッチ制御回路１１０に供給するため、検出器（不図示）は、コンデンサＣ２の両端に印加される電圧Ｖ２（交流電圧）を検出する。また、スイッチ制御回路１１０に供給するため、電圧Ｖ２の位相を逆転させた電圧−Ｖ２（逆位相電圧）が生成される。すなわち、電圧Ｖ２と電圧−Ｖ２は、同じ周波数を有し、互いに逆位相である交流電圧である（図３（ａ）（ｂ）参照）。

トランジスタＴｒ１（第１スイッチ）は、コンデンサＣ１の一端側に直列接続されるスイッチであり、トランジスタＴｒ２（第２スイッチ）は、コンデンサＣ１の他端側に直列接続されるスイッチである。なお、本明細書では、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２がＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−ｏｘｉｄｅ−ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であるものとして説明するが、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２はＭＯＳＦＥＴに限られず、他の電界効果トランジスタ又はバイポーラトランジスタ等であってもよく、スイッチ機能を有していればいずれの素子であってもよい。

具体的に、トランジスタＴｒ１は、ドレインがコンデンサＣ１の一端に接続され、ソースがコンデンサＣ２の一端に接続され、ゲートに制御電圧Ｖｇ１（第１制御電圧）が供給される。トランジスタＴｒ２は、ドレインがコンデンサＣ１の他端に接続され、ソースがコンデンサＣ２の他端に接続され、ゲートに制御電圧Ｖｇ２（第２制御電圧）が供給される。制御電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２のレベルに応じて、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のオン及びオフが制御される。

スイッチ制御回路１１０は、基準電圧Ｖｒｅｆの高さに応じて、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２がオン又はオフである時間の長さを制御する。具体的に、スイッチ制御回路１１０は、比較器ＯＰ１，ＯＰ２を含む。

比較器ＯＰ１，ＯＰ２は、例えばオペアンプにより構成される。比較器ＯＰ１（第１比較器）は、反転入力端子に電圧Ｖ２が供給され、非反転入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆが供給され、これらの比較結果に応じて、出力端子から制御電圧Ｖｇ１を出力する。制御電圧Ｖｇ１は、図３（ａ）（ｃ）に示されるように、基準電圧Ｖｒｅｆが電圧Ｖ２より高い場合には、トランジスタＴｒ１をオンとするハイレベルの電圧（例えば、電源電圧）となり、基準電圧Ｖｒｅｆが電圧Ｖ２より低い場合には、トランジスタＴｒ１をオフとするローレベルの電圧（例えば、０Ｖ）となる。これにより、トランジスタＴｒ１は、電圧Ｖ２の変動に伴ってオン及びオフが周期的に切り替わる。

比較器ＯＰ２（第２比較器）は、反転入力端子に電圧−Ｖ２が供給され、非反転入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆが供給され、これらの比較結果に応じて、出力端子から制御電圧Ｖｇ２を出力する。制御電圧Ｖｇ２は、図３（ｂ）（ｄ）に示されるように、基準電圧Ｖｒｅｆが電圧−Ｖ２より高い場合には、トランジスタＴｒ２をオンとするハイレベルの電圧となり、基準電圧Ｖｒｅｆが電圧−Ｖ２より低い場合には、トランジスタＴｒ２をオフとするローレベルの電圧となる。これにより、トランジスタＴｒ２は、電圧−Ｖ２の変動に伴ってオン及びオフが周期的に切り替わる。

このように、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のオン及びオフが周期的に切り替えられることにより、コンデンサＣ１の一端側と他端側の電気的導通及び非導通が周期的に切り替えられる。これにより、コンデンサＣ１の両端に印加される電圧Ｖ１は、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２がいずれもオンの場合には電圧Ｖ２と同様に変動するが、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の一方がオフの場合には一定となる（図３（ｅ）参照）。従って、コンデンサＣ１の両端が常に電気的に導通される場合に比べて、コンデンサＣ１の見かけ上の容量値が減少する。

また、図３（ａ）（ｂ）に示されるように、基準電圧Ｖｒｅｆの高さを調整することにより、制御電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２のそれぞれがハイレベルである時間の長さ（すなわち、デューティ比）を調整することができる。具体的には、基準電圧Ｖｒｅｆが高いほど、制御電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２のそれぞれがハイレベルである時間が長い。これにより、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２がともにオンである時間（図３（ｃ）（ｄ）斜線参照）が長くなり、コンデンサＣ１の見かけ上の容量値が大きくなる。他方、基準電圧Ｖｒｅｆが低いほど、制御電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２のそれぞれがハイレベルである時間が短い。これにより、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２がともにオンである時間が短くなり、コンデンサＣ１の見かけ上の容量値が小さくなる。

このように、コンデンサＣ１の見かけ上の容量値は、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２がいずれもオフとなる時間がある場合に最も小さくなり（例えば、０Ｆ）、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２がいずれも常にオンである場合に最も大きくなり、このときの見かけ上の容量値は、コンデンサＣ１の固有の容量値と等しくなる。従って、コンデンサＣ１，Ｃ２の固有の容量値をそれぞれＣｘ，Ｃｙとすると、コンデンサＣ１，Ｃ２の見かけ上の合成容量値Ｃｚは、Ｃｙ≦Ｃｚ≦Ｃｘ＋Ｃｙの範囲の連続的な値を取り得る。すなわち、可変容量回路１００によると、基準電圧Ｖｒｅｆの高さに応じて容量値を連続的に調整することができる。

なお、可変容量回路１００においては、必ずしもコンデンサＣ１の両端側にスイッチが設けられていなくてもよく、少なくともいずれか一端側にスイッチが設けられていればよい。一端側にスイッチが設けられる場合、コンデンサＣ１の両端に印加される電圧の波形は、図３（ｅ）に示される電圧Ｖ１の波形に比べて、正又は負の一方側が電圧Ｖ１と同様となり、他方側が電圧Ｖ２と同様となる。このような構成によっても、コンデンサＣ１の見かけ上の容量値を連続的に調整することができる。なお、コンデンサＣ１の両端側にスイッチが設けられる構成は、一端側にスイッチが設けられる構成に比べて、コンデンサＣ１の見かけ上の容量値をより広い範囲で調整することができる。

また、可変容量回路１００では、制御電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２の生成に際して、コンデンサＣ２の両端に印加される電圧Ｖ２及び電圧Ｖ２の位相を逆転させた電圧−Ｖ２が、それぞれ基準電圧Ｖｒｅｆと比較される方法（以下、「方法Ａ」とも呼ぶ。）が用いられているが、制御電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２の生成方法はこれに限られない。例えば、以下に説明するように、基準電圧Ｖｒｅｆ及び当該基準電圧Ｖｒｅｆの符号を反転させた反転基準電圧−Ｖｒｅｆが、それぞれ電圧Ｖ２と比較される方法（以下、「方法Ｂ」とも呼ぶ。）が用いられてもよい。

図４は、図２に示される可変容量回路の第１変形例の回路構成を例示する図である。

具体的に、第１変形例に係る可変容量回路１００Ａにおいては、図２に示される可変容量回路１００に比べて、スイッチ制御回路１１０Ａが比較器ＯＰ１，ＯＰ２に代えて比較器ＯＰ３，ＯＰ４を含む。

比較器ＯＰ３，ＯＰ４は、例えば比較器ＯＰ１，ＯＰ２と同様にオペアンプにより構成される。比較器ＯＰ３（第１比較器）は、反転入力端子に電圧Ｖ２が供給され、非反転入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆが供給され、これらの比較結果に応じて、出力端子から制御電圧Ｖｇ１を出力する。比較器ＯＰ４（第２比較器）は、反転入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆの符号を反転させた反転基準電圧−Ｖｒｅｆが供給され、非反転入力端子に電圧Ｖ２が供給され、これらの比較結果に応じて、出力端子から制御電圧Ｖｇ２を出力する。

このような構成であっても、図３に示される制御電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２と同様の波形の制御電圧が生成される。従って、可変容量回路１００Ａによっても、上述の可変容量回路１００と同様にコンデンサＣ１の見かけ上の容量値を調整することができる。

図５は、図２に示される可変容量回路の第２変形例の回路構成を例示する図である。図５に示されるように、第２変形例に係る可変容量回路１００Ｂは、可変容量回路１００Ａに比べて、トランジスタＴｒ３及びトランジスタＴｒ４をさらに備える。

トランジスタＴｒ３（第３スイッチ）は、コンデンサＣ１の一端側においてトランジスタＴｒ１と直列接続されたスイッチである。トランジスタＴｒ４（第４スイッチ）は、コンデンサＣ１の他端側においてトランジスタＴｒ２と直列接続されたスイッチである。

トランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ３、及び、トランジスタＴｒ２とトランジスタＴｒ４は、それぞれ、トランジスタのドレイン・ソース間の寄生ダイオードが互いに逆向きとなるように接続されている。具体的には、トランジスタＴｒ３は、ドレインがトランジスタＴｒ１のドレインに接続され、ソースがコンデンサＣ１の一端に接続され、ゲートに制御電圧Ｖｇ２が供給される。トランジスタＴｒ４は、ドレインがトランジスタＴｒ２のドレインに接続され、ソースがコンデンサＣ１の他端に接続され、ゲートに制御電圧Ｖｇ１が供給される。制御電圧Ｖｇ２，Ｖｇ１のレベルに応じて、トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４のオン及びオフが制御される。

ここで、上述の可変容量回路１００，１００Ａでは、コンデンサＣ１の両端に設けられたトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のうち一方がオンかつ他方がオフの際に、コンデンサＣ１に溜まった電荷が導通された側の経路に意図せず漏れ出す可能性がある。

この点、本変形例に係る可変容量回路１００Ｂでは、トランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ４が同期動作し、トランジスタＴｒ２とトランジスタＴｒ３が同期動作する。これにより、例えばトランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ４がオンかつトランジスタＴｒ２とトランジスタＴｒ３がオフの場合、及び、トランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ４がオフかつトランジスタＴｒ２とトランジスタＴｒ３がオンの場合、コンデンサＣ１の両側の経路がともに非導通となり、４つのトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４がいずれもオンである場合に限り、コンデンサＣ１の両側の経路がともに導通される。

従って、可変容量回路１００Ｂによると、コンデンサＣ１の両側の経路がともに導通又はともに非導通となり、すなわち一方の経路が導通かつ他方の経路が非導通とはならないため、コンデンサＣ１からの意図しない電荷の漏出を防ぐことができる。

図６は、図２に示される可変容量回路の第３変形例の回路構成を示す図である。図６に示されるように、第３変形例に係る可変容量回路１００Ｃにおいては、可変容量回路１００Ａに比べて、スイッチ制御回路１１０ＢがＡＮＤ回路１１１をさらに備える。

ＡＮＤ回路１１１には、制御電圧Ｖｇ１及び制御電圧Ｖｇ２が入力され、制御電圧Ｖｇ３（第３制御電圧）を出力し、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のゲートに供給する。制御電圧Ｖｇ３は、制御電圧Ｖｇ１及び制御電圧Ｖｇ２がいずれもハイレベルである場合にハイレベルとなり、制御電圧Ｖｇ１及び制御電圧Ｖｇ２の少なくともいずれか一方がローレベルである場合にローレベルとなる電圧である。従って、本変形例では、トランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ２とが同期動作する。

このような構成によっても、コンデンサＣ１の両側の経路がともに導通又はともに非導通となるため、コンデンサＣ１からの意図しない電荷の漏出を防ぐことができる。

本実施形態では、上述の可変容量回路１００，１００Ａ〜１００Ｃが受電側共振回路の共振コンデンサ４２に適用される。そして、受電装置３が受電する信号の周波数と、受電側共振回路の共振周波数とが等しくなるように共振コンデンサ４２の容量値が制御される。これにより、受電側共振回路の共振度合いが強められ、電力の伝送効率が向上する。次に、共振コンデンサ４２の容量値の様々な制御方法（すなわち、基準電圧Ｖｒｅｆの様々な制御方法）について説明する。

図７は、共振コンデンサ４２の容量値を制御する制御系を示すブロック図である。図７に示される制御系２００は、共振コンデンサ４２の容量値を制御することにより、受電側共振回路の共振度合いを強める機能を有する。具体的に、制御系２００は、共振回路２１０と、電圧電流検出器２２０と、基準電圧生成回路２３０と、スイッチ制御回路２４０と、スイッチング回路２５０と、を備える。なお、以下では、上記方法Ａを用いて制御電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２を生成する場合を例として説明するが、上記方法Ｂを用いて制御電圧を生成する場合にも本構成は適用可能である。

共振回路２１０は、受電側共振回路に相当する回路であり、図１に示される受電コイル４１及び共振コンデンサ４２を含む。電圧電流検出器２２０は、共振回路２１０に印加される電圧に応じた電圧Ｖｒと、共振回路２１０を流れる電流に応じた電流Ｉｒを検出する。なお、電圧電流検出器２２０は、１つの検出器により構成されていてもよく、電圧及び電流の各々の検出器を含んで構成されていてもよい。

具体的には、例えば、受電コイル４１と共振コンデンサ４２の合成電圧（すなわち、受電ユニット４０の両端に印加される電圧から受電コイル４１の誘起電圧を引いた電圧）を電圧Ｖｒとし、受電ユニット４０を流れる電流を電流Ｉｒとしてもよい。このうち、受電コイル４１の両端に印加される電圧（誘起電圧を含まない）は、予め計測した受電コイル４１のインピーダンス特性と、当該受電コイル４１を流れる電流（すなわち、受電ユニット４０を流れる電流）に基づいて導出することができる。従って、電圧電流検出器２２０は、共振コンデンサ４２の両端に印加される電圧と、受電ユニット４０を流れる電流を検出すればよく、ここから上述の合成電圧を導出することができる。

あるいは、電圧電流検出器２２０は、図１に示される送電装置２において、電源回路１０の両端に印加される電圧及び電源回路１０から出力される電流を検出して、それぞれ電圧Ｖｒ及び電流Ｉｒとしてもよい。この場合、電圧電流検出器２２０により検出された電圧及び電流の値が、有線又は無線ネットワークを介して送電装置２から受電装置３に送信される構成としてもよい。

基準電圧生成回路２３０は、電圧電流検出器２２０により検出された電圧Ｖｒと電流Ｉｒの位相差△θに基づいて中間変数としてのデューティ比を制御し、デューティ比に応じて基準電圧Ｖｒｅｆを生成する。ここで、共振回路の共振度合いは、一般的に、共振回路の電圧と電流の位相差が小さいほど強い。従って、基準電圧生成回路２３０は、電圧Ｖｒと電流Ｉｒの位相差△θが小さくなる（例えば、最小化される）ようにデューティ比を制御する。

スイッチ制御回路２４０は、図２に示されるスイッチ制御回路１１０に相当する回路である。すなわち、スイッチ制御回路２４０は、基準電圧生成回路２３０から供給される基準電圧Ｖｒｅｆと、共振回路２１０から供給される電圧Ｖ２及び電圧−Ｖ２のそれぞれとの比較から、制御電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２を生成する。

スイッチング回路２５０は、図２に示されるトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２に相当する回路である。すなわち、スイッチング回路２５０では、スイッチ制御回路２４０から供給される制御電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２に応じて、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のオン及びオフが繰り返される。これにより、基準電圧生成回路２３０において算出されたデューティ比Ｄに従って、共振コンデンサ４２の容量値が連続的に調整される。

このように、非接触給電システム１によると、受電装置３が受電する信号の周波数に応じて共振コンデンサ４２の容量値を制御することにより、受電側共振回路の共振周波数を連続的に調整することができる。従って、送電装置２から送信される送信信号の周波数と、受電側共振回路の共振周波数との間にずれが生じた場合であっても、これらの周波数のずれを高い精度で補償することができ、電力の伝送効率を向上させることができる。また、例えば機械式のバリアブルコンデンサを用いる構成に比べて、小規模な回路構成により容量値を調整することが可能となるため、回路の大型化を抑制することができる。

図８は、本発明の第２実施形態に係る非接触給電システムの全体構成を例示する図である。図８に示される非接触給電システム１ａは、図１に示される非接触給電システム１に比べて、第１検出器３０と、第２検出器７０と、基準電圧生成回路４と、をさらに備える。

第１検出器３０は、送電装置２において、電源回路１０と送電ユニット２０との間に設けられ、電源回路１０から送電ユニット２０に供給される電力Ｐｉｎ（第１電力）を検出する。なお、第１検出器３０は、送電装置２に含まれていてもよく、あるいは送電装置２の外部に設けられていてもよい。

第２検出器７０は、受電装置３において、整流平滑回路５０と負荷６０との間に設けられ、受電装置３が受電した電力に応じた電力Ｐｏｕｔ（第２電力）を検出する。なお、第２検出器７０は、受電装置３に含まれていてもよく、あるいは受電装置３の外部に設けられていてもよい。

基準電圧生成回路４は、第１検出器３０により検出された電力Ｐｉｎと、第２検出器７０により検出された電力Ｐｏｕｔに基づいて、共振コンデンサ４２の容量値を制御するための基準電圧Ｖｒｅｆを生成する。具体的に、基準電圧生成回路４は、例えば電力Ｐｉｎと電力Ｐｏｕｔとの比に基づき、電力Ｐｉｎに対する電力Ｐｏｕｔ（Ｐｏｕｔ／Ｐｉｎ）が大きくなるように上記デューティ比を制御し、デューティ比に応じて基準電圧Ｖｒｅｆを生成する。これにより、伝送される信号に対する受電電力が増大し、非接触給電システム１ａの伝送効率が向上する。あるいは、基準電圧生成回路４は、電力Ｐｏｕｔに基づき、電力Ｐｏｕｔが所定レベル以上となるように上記デューティ比を制御してもよい。これによっても受電電力が増大し、非接触給電システム１ａの伝送効率が向上する。なお、第１検出器３０及び第２検出器７０と基準電圧生成回路４との間は、例えば有線又は無線ネットワークを介して互いに通信可能であるように接続されていてもよい。

図９は、本発明の第３実施形態に係る非接触給電システムの全体構成を例示する図である。図９に示される非接触給電システム１ｂでは、送電ユニット２０に含まれる共振コンデンサ２３が、受電ユニット４０に含まれる共振コンデンサ４２と同様に、可変容量回路により構成される。

すなわち、非接触給電システム１ｂでは、受電側共振回路の共振周波数に加えて、送電ユニット２０に含まれる共振回路（以下、「送電側共振回路」ともいう。）の共振周波数もまた調整可能となる。具体的に、非接触給電システム１ｂでは、基準電圧生成回路４が、共振コンデンサ２３の容量値を制御する基準電圧Ｖｒｅｆ１と、共振コンデンサ４２の容量値を制御する基準電圧Ｖｒｅｆ２を生成して出力する。共振コンデンサ２３の容量値は、例えば、送電側共振回路の共振周波数が、電源回路１０が出力する交流電源電圧の周波数と等しくなるように制御される。これにより、当該交流電源電圧に対する送電電力が増大する。なお、共振コンデンサ２３の構成については、上述の可変容量回路１００，１００Ａ〜１００Ｃを適用することができるため、詳細な説明を省略する。

共振コンデンサ２３の容量値の制御方法（すなわち、基準電圧Ｖｒｅｆ１の制御方法）は特に限定されないが、例えば、送電装置２から受電装置３への電力の伝送中に、受電装置３が受電した電力を検出することにより、送電装置２から適切な電力が伝送されているか否かを判定してもよい。この場合、例えば、基準電圧生成回路４が、第２検出器７０により検出される電力Ｐｏｕｔに基づき、当該電力Ｐｏｕｔが所定レベル以上となるように上記デューティ比を制御し、デューティ比に応じて基準電圧Ｖｒｅｆ１を生成してもよい。

上述の構成により、非接触給電システム１ｂでは、例えば電源回路１０が生成する交流電源電圧の周波数が可変である場合に、当該周波数に応じて送電側共振回路の共振周波数を調整することができる。従って、非接触給電システム１ｂによると、電力の伝送効率の向上に加えて、送電電力を増大させることができる。

なお、非接触給電システム１ｂは、共振コンデンサ４２が、容量値が固定のコンデンサにより構成されていてもよい。また、上述の可変容量回路の容量値の制御方法は、互いに組み合わせて用いられてもよい。

次に、デューティ比に応じて基準電圧Ｖｒｅｆを生成する具体的な方法について説明する。上述のとおり、デューティ比は、コンデンサＣ２の両端に印加される電圧Ｖ２の振幅値に対する基準電圧Ｖｒｅｆの比により決定づけられる。ここで、電圧Ｖ２の振幅値は、例えば送電装置２から送電される電力の大きさやコンデンサＣ１の容量値などに応じて変動し得る。この点を踏まえ、電圧Ｖ２の振幅値が変動してもデューティ比を一定に保つことができる基準電圧Ｖｒｅｆの生成方法について以下に説明する。

図１０は、本発明の第１実施形態に係る非接触給電システムにおいて、指定されたデューティ比を保つように基準電圧を調整する基準電圧調整回路の回路構成を例示する図である。なお、以下では、上記方法Ｂに基づいて基準電圧Ｖｒｅｆ及び反転基準電圧−Ｖｒｅｆを生成する場合を例として説明するが、上記方法Ａに基づいて一方の基準電圧Ｖｒｅｆを生成する場合にも本構成は適用可能である。

基準電圧調整回路３００は、例えば図７に示される基準電圧生成回路２３０や、図８及び図９に示される基準電圧生成回路４に含まれる。基準電圧調整回路３００は、基準電圧生成回路２３０，４において算出されたデューティ比を実現するように基準電圧を生成する。具体的に、基準電圧調整回路３００は、整流回路３１０と、分圧回路３２０と、差動増幅回路３３０と、を含む。

整流回路３１０は、互いに直列接続された１組のダイオードＤ１，Ｄ２及び１組のダイオードＤ３，Ｄ４と、これらの１組のダイオードＤ１，Ｄ２及び１組のダイオードＤ３，Ｄ４と並列接続されたコンデンサＣ３と、を含む。整流回路３１０は、交流である電圧Ｖ２を整流し、直流にして出力する。

分圧回路３２０は、互いに直列接続された可変抵抗素子Ｒ１及び可変抵抗素子Ｒ２を含む。分圧回路３２０は、整流回路３１０により整流された電圧を所定の割合において分圧し、可変抵抗素子Ｒ１と可変抵抗素子Ｒ２との接続点から分圧された電圧Ｖ３を出力する。なお、可変抵抗素子Ｒ１の抵抗値をｒ１とし、可変抵抗素子Ｒ２の抵抗値をｒ２とすると、分圧された電圧Ｖ３は、Ｖ３＝ｒ２／（ｒ１＋ｒ２）×Ｖ２により表される。分圧回路３２０では、可変抵抗素子Ｒ１，Ｒ２の抵抗値を適宜設計することにより、電圧Ｖ２の振幅値に対する基準電圧Ｖｒｅｆの比を調整することができる。従って、上述のデューティ比を指定されたレベルに保つことができる。

差動増幅回路３３０は、分圧回路３２０により分圧された電圧Ｖ３と接地電位とを差動増幅し、基準電圧Ｖｒｅｆ及び反転基準電圧−Ｖｒｅｆを出力する。なお、差動増幅回路３３０には一般的な差動増幅回路を用いることができるため、詳細な説明を省略する。

上記構成により、基準電圧調整回路３００は、コンデンサＣ２の両端に印加される電圧Ｖ２の振幅値に比例した基準電圧Ｖｒｅｆ及び反転基準電圧−Ｖｒｅｆを生成する。これにより、例えば送電装置２から送電される電力の大きさの相違、コンデンサＣ１の容量値の変動、又は回路の過渡特性等により電圧Ｖ２の振幅値が変動しても、基準電圧Ｖｒｅｆ及び反転基準電圧−Ｖｒｅｆもまた電圧Ｖ２の振幅値に応じて変動することとなる。従って、例えば電圧Ｖ２の振幅値の変動に応じて基準電圧を指定し直す構成に比べて、複雑な回路を用いることなくデューティ比を一定に保つことができる。

なお、コンデンサＣ２の両端に印加される電圧Ｖ２は、例えば差動増幅回路により検出され、当該差動増幅回路から出力される電圧が基準電圧調整回路３００に供給されてもよい。

［適用例］
上記の非接触給電システム１，１ａ，１ｂは、例えば工場内を自動走行する無人搬送車（ＡＧＶ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇｕｉｄｅｄ Ｖｅｈｉｃｌｅ）や、電気自動車等への給電に用いることができる。本実施形態によれば、例えば１つの受電装置が複数の送電装置から電力を受電する場合に、送電装置から送信される送信信号の周波数がそれぞれ異なっていても、各送信信号の周波数に応じて受電ユニット４０の共振周波数を調整することにより、高い伝送効率で電力を受電することができる。

あるいは、非接触給電システム１，１ａ，１ｂは、シール型の脈拍センサやテキスタイル側の筋電センサ等のウェアラブルデバイスへの給電に用いることができる。このようなフレキシブルデバイスに受電装置３を組み込むためには、回路全体をフレキシブル化する必要がある。ここで、受電コイル４１をフレキシブル化すると、当該受電コイル４１の変形に応じてインダクタンス値が変動し、結果として受電ユニット４０の共振周波数が変動し得る。この点、本実施形態によれば、受電コイル４１のインダクタンス値の変動を補償するように共振コンデンサ４２の容量値を調整することにより、受電ユニット４０の共振周波数を送信信号の周波数に合わせることができる。従って、高い伝送効率で電力を受電することができる。

［変形例］
以上説明した実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。実施形態が備える各要素並びにその配置、材料、条件、形状及びサイズ等は、例示したものに限定されるわけではなく適宜変更することができる。また、異なる実施形態で示した構成同士を部分的に置換し又は組み合わせることが可能である。

例えば、上記の各実施形態では、送電ユニット２０及び受電ユニット４０のいずれもが直列共振回路により構成される態様が示されているが、本発明はこれに限られず、送電ユニット２０及び受電ユニット４０のいずれか一方又は双方が並列共振回路により構成されていてもよい。この場合も、共振コンデンサに上記の可変容量回路を適用することにより、並列共振回路の共振周波数を調整することができる。

また、上記の各実施形態において、例えば送電装置２における電源回路１０と送電ユニット２０の間、あるいは受電装置３における受電ユニット４０と負荷６０との間に、インピーダンス整合回路をさらに備えていてもよい。このインピーダンス整合回路に含まれるコンデンサに上記の可変容量回路を適用することにより、信号の周波数に応じた容量値の調整が可能となり、これによっても送電電力や伝送効率を向上させることができる。

１…非接触給電システム、２…送電装置、３…受電装置、４…基準電圧生成回路、１０…電源回路、２０…送電ユニット、３０…第１検出器、４０…受電ユニット、５０…整流平滑回路、６０…負荷、７０…第２検出器、２１…送電コイル、２２，２３…共振コンデンサ、４１…受電コイル、４２…共振コンデンサ、１００，１００Ａ〜１００Ｃ…可変容量回路、１１０…スイッチ制御回路、１１１…ＡＮＤ回路、２００…制御系、２１０…共振回路、２２０…電圧電流検出器、２３０…基準電圧生成回路、２４０…スイッチ制御回路、２５０…スイッチング回路、３００…基準電圧調整回路、３１０…整流回路、３２０…分圧回路、３３０…差動増幅回路、Ｃ１〜Ｃ３…コンデンサ、Ｔｒ１〜Ｔｒ４…トランジスタ、ＯＰ１〜ＯＰ４…比較器、Ｄ１〜Ｄ４…ダイオード、Ｒ１，Ｒ２…可変抵抗素子

Claims (11)

1. 可変容量回路と、
   前記可変容量回路とともに共振回路を構成する受電コイルと、を備え、
   前記可変容量回路は、
   互いに並列接続された第１コンデンサ及び第２コンデンサと、
   前記第１コンデンサの一端側に直列接続された第１スイッチと、
   前記第１スイッチのオン及びオフを制御するスイッチ制御回路であって、基準電圧と前記第２コンデンサに印加される交流電圧との比較結果に応じて、第１制御電圧を前記第１スイッチに供給する第１比較器を含む、スイッチ制御回路と、を含む、
   受電装置。
2. 前記可変容量回路は、前記第１コンデンサの他端側に直列接続された第２スイッチをさらに含み、
   前記スイッチ制御回路は、前記基準電圧と、前記交流電圧と位相が逆である逆位相電圧との比較結果に応じて、第２制御電圧を前記第２スイッチに供給する第２比較器をさらに含み、前記第２スイッチのオン及びオフを制御する、
   請求項１に記載の受電装置。
3. 前記可変容量回路は、前記第１コンデンサの他端側に直列接続された第２スイッチをさらに含み、
   前記スイッチ制御回路は、前記基準電圧の符号を反転させた反転基準電圧と前記交流電圧との比較結果に応じて、第２制御電圧を前記第２スイッチに供給する第２比較器をさらに含み、前記第２スイッチのオン及びオフを制御する、
   請求項１に記載の受電装置。
4. 前記可変容量回路は、
   前記第１コンデンサの前記一端側において前記第１スイッチと直列接続された第３スイッチと、
   前記第１コンデンサの前記他端側において前記第２スイッチと直列接続された第４スイッチと、をさらに含み、
   前記第１比較器は、前記第１制御電圧を前記第４スイッチに供給し、
   前記第２比較器は、前記第２制御電圧を前記第３スイッチに供給し、
   前記第１スイッチと前記第３スイッチ、及び、前記第２スイッチと前記第４スイッチは、それぞれ、寄生ダイオードの向きが互いに逆向きとなるように接続された、
   請求項２又は３に記載の受電装置。
5. 前記スイッチ制御回路は、前記第１制御電圧及び前記第２制御電圧が入力され第３制御電圧を出力するＡＮＤ回路をさらに含み、
   前記ＡＮＤ回路は、前記第１制御電圧及び前記第２制御電圧に代えて前記第３制御電圧を前記第１スイッチ及び前記第２スイッチに供給する、
   請求項２又は３に記載の受電装置。
6. 前記共振回路に印加される電圧及び前記共振回路を流れる電流を検出する電圧電流検出器と、
   前記電圧電流検出器により検出された電圧と電流の位相差が小さくなるように前記基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、をさらに備える、
   請求項１から５のいずれか一項に記載の受電装置。
7. 前記受電装置が受電した電力を検出する検出器と、
   前記検出器により検出された電力が所定レベル以上となるように前記基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、をさらに備える、
   請求項１から５のいずれか一項に記載の受電装置。
8. 前記基準電圧生成回路は、前記交流電圧の振幅値の変動に応じて前記基準電圧を調整する基準電圧調整回路をさらに備える、
   請求項６又は７に記載の受電装置。
9. 前記基準電圧調整回路は、前記交流電圧を整流する整流回路と、整流された電圧を分圧する分圧回路と、分圧された電圧を差動増幅する差動増幅回路と、を含む、
   請求項８に記載の受電装置。
10. 請求項１から９のいずれか一項に記載された受電装置を備える、ウェアラブルデバイス。
11. 請求項１から５のいずれか一項に記載された受電装置と、
    電源回路及び送電ユニットを含み、前記受電装置に電力を伝送する送電装置と、
    前記電源回路から前記送電ユニットに供給される第１電力を検出する第１検出器と、
    前記受電装置が受電した第２電力を検出する第２検出器と、
    前記第１電力に対する前記第２電力が大きくなるように前記基準電圧を生成する、基準電圧生成回路と、を備える、
    非接触給電システム。