JP2016158471A - 非接触給電装置及び非接触給電システム - Google Patents

Abstract

【課題】入力電圧、負荷電流、素子定数の変動に対して出力電圧を制御し、これを低損失且つ小型な構成で実現できる非接触給電装置及を提供する。
【解決手段】非接触給電装置１５の制御回路１２は、負荷１１に並列に接続される平滑コンデンサ１０の端子電圧に応じて、当該平滑コンデンサ１０に対する電流Ｉ１の供給と供給停止とを切換えると同時に、前記電流Ｉ１の供給を停止している期間に、電力の送信源となる交流電源１から見た入力インピーダンスＺinを増大させる。これにより、平滑コンデンサ１０に電流を供給しない期間に１次側の交流電源１が消費する電力を抑制し、低損失に出力電圧を制御できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、無線により送信された電力を受電して整流し、負荷に供給する非接触給電装置，及びその非接触給電装置を備えてなる非接触給電システムに関する。

非接触給電装置では、入力電圧や負荷電流、素子定数の変動により出力電圧が変化し、出力電圧が規定値から外れるおそれがある。例えば負荷が軽くなった場合、出力電圧が必要以上に上昇してしまうため、例えば特許文献１には、共振コンデンサの両端にスイッチを配置して、負荷が軽くなった場合にスイッチをオンして共振コンデンサの両端を短絡することで、電圧の上昇を抑制する技術が開示されている。

特開平１０−２４８１８３号公報

しかしながら、特許文献１の技術では、共振コンデンサの両端を短絡することで平滑コンデンサに電流を供給しない期間が発生するため、この期間に１次側の電源が消費している電力は全て無駄になってしまう。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、入力電圧や負荷電流、素子定数の変動に対する出力電圧制御を、低損失且つ小型な構成で実現可能な非接触給電装置及び非接触給電システムを提供することにある。

請求項１記載の非接触給電装置によれば、出力電圧制御手段は、負荷に並列に接続される平滑コンデンサの端子電圧に応じて、当該平滑コンデンサに対する電流の供給と供給停止とを切換えると同時に、前記電流の供給を停止している期間に、無線による電力の送信源となる交流電源から見た入力インピーダンスを増大させる。したがって、平滑コンデンサに電流を供給しない期間において、電力の送信源となる交流電源が消費する電力を低減でき、損失を抑制することが可能となる。

請求項２記載の非接触給電装置によれば、出力電圧制御手段を、整流回路の交流入力端子間に接続されるスイッチ手段と、平滑コンデンサの端子電圧に応じて、スイッチ手段のオンオフを切り替えるスイッチ制御手段とで構成する。このように構成すれば、請求項１０のように、受電コイル部及び送電コイル部を含む電力の伝送路中に存在するコイルの総数が偶数である非接触給電システムにおいて、整流回路の交流入力端子間に接続されるスイッチ手段をオンすることで、送信側から見た入力インピーダンスを増大させることができる。

請求項３記載の非接触給電装置によれば、整流回路が全波整流回路である場合に、スイッチ手段をソースが共通となるように直列接続される２つのＭＯＳＦＥＴで構成し、各ＭＯＳＦＥＴのソースをグランドに接続する。このように構成すれば、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを介して電流が流れる経路を形成することなく、２つのＭＯＳＦＥＴをオンすれば電流を双方向に流すことができる。また、双方のソースがグランドに接続されるのでオン抵抗が小さくなり、入力インピーダンスをより増大させることができる。

請求項４記載の非接触給電装置によれば、スイッチ手段を２つのＭＯＳＦＥＴで構成し、全波整流回路を構成する整流素子の２つを、前記各ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードで構成する。このように構成すれば、非接触給電装置をより少ない回路素子で構成できる。

第１実施形態であり、非接触給電システムの構成を示す図 動作原理を説明する図であり、（ａ）はスイッチがオフしている状態の等価回路、（ｂ）はスイッチがオンしている状態の等価回路を示す図 抵抗値Ｒｓｗ／Ｒと、入力インピーダンスＺinとの関係を示す図 特許文献１の構成に対応する図２（ｂ）相当図 （ａ）は非接触給電装置の構成を具体的に示す図、（ｂ）は（ａ）の動作を説明するための図、（ｃ）は電流Ｉ１，ＩＬの大小関係と出力電圧との関係を示す図 入力電圧が上昇した場合の制御状態を示すタイミングチャート 負荷電流が減少した場合の制御状態を示すタイミングチャート 回路シミュレーションのパラメータを示す図 回路シミュレーションの結果であり、出力電圧の制御状態を示す図 同効率を示す図 図１０に示す結果を、従来構成のシミュレーション結果と比較して示す図 第２実施形態を示す図５（ａ）相当図 図８相当図 図９相当図 図１０相当図 第３実施形態を示す図１相当図 第４実施形態を示す図１相当図 電力伝送装置の動作を示すタイミングチャート 第５実施形態を示す図１７相当図 図１８相当図 第６実施形態であり、送受電コイル部及び中継装置の構成例を示す図 （ａ）空間伝送路中のコイルの数が遇数の場合、（ｂ）は同奇数の場合に対応する非接触給電装置の構成を示す図 空間伝送路中のコイルの数が異なる場合に応じた入力インピーダンスＺinの式を示す図 （ａ）コイルの総数が「３」の場合のシミュレーション数値、（ｂ）出力電圧を５Ｖに制御した結果、（ｃ）電力伝送効率を示す図 第７実施形態であり、結合係数ｋと各周波数ｆ_０，３ｆ_０，５ｆ_０における入力インピーダンスとの関係を示す図 結合係数ｋと各周波数ｆ_０，３ｆ_０，５ｆ_０における損失との関係を示す図 ｋ＝０．８９の場合に、オン抵抗Ｒｓｗの値と周波数ｆ_０，３ｆ_０における入力インピーダンスとの関係を示す図 ｋ＝０．８９の場合に、オン抵抗Ｒｓｗの値と各周波数ｆ_０，３ｆ_０，５ｆ_０における損失との関係を示す図 （４）式におけるＺ１，Ｚｎを示す図 （３）〜（５）式、（Ａ）〜（Ｃ）式を導出する対象となる回路を示す図 図２８について、全損失Ｐinが最小となるオン抵抗Ｒｓｗの値を示す図 第１実施形態の構成に第７実施形態を適用した場合を示す図 第２実施形態の構成に第７実施形態を適用した場合を示す図 図３２に示す構成におけるシミュレーション条件を示す図 損失についての理論式とシミュレーション結果とを示す図 効率についてのシミュレーション結果を示す図

（第１実施形態）
先ず、本実施形態の構成と共にその動作原理について説明する。図１に示すように、１次側には、交流電源１と、この交流電源１の両端に接続されるコンデンサ２，抵抗３及びコイル４の直列回路とが配置されている。尚、抵抗３は抵抗素子によるものと、配線に含まれる抵抗分との和を示している。交流電源１は、例えば周波数が数ＭＨｚ程度の信号を発振出力する。すると、コイル４より無線信号が外部（２次側）に出力される。

２次側には、整流器５の入力端子側に、コイル６，抵抗７及びコンデンサ８の直列回路が接続されている。抵抗７は、抵抗３と同じく抵抗素子と配線の抵抗分の和である。尚、抵抗素子を加えるか否かは任意で、加えないこともある。また、整流器５の入力端子間には、スイッチ回路９（出力電圧制御手段，スイッチ手段）が接続されている。整流器５の出力端子間には、平滑コンデンサ１０及び電流源のシンボルで示す負荷１１が並列に接続されている。制御回路１２（出力電圧制御手段，スイッチ制御手段）は、整流器５の出力電圧を参照してスイッチ回路９のオンオフを制御する。

すなわち、１次側から２次側への電力送信は磁界共鳴方式で行われ、１次側，２次側の何れにおいてもコンデンサ２，８が共振回路に直列に接続されているので、所謂Ｓ／Ｓ（シリアル／シリアル）方式となっている。以上において、１次側の構成が電力伝送装置１３であり、コンデンサ２，抵抗３及びコイル４は送電コイル部１４を構成している。また、２次側の負荷１１を除いたものが非接触給電装置１５であり、コイル６，抵抗７及びコンデンサ８は受電コイル部１６を構成している。

図２（ａ）に示すように、非接触給電装置１５においてスイッチ回路９がオフしている場合はスイッチ回路９が存在しない状態と等価であり、図２（ｂ）に示すようにスイッチ回路９がオンしている場合は、整流器５の入力端子間がスイッチ回路９のオン抵抗Ｒｓｗで接続されている状態と等価である。図２（ｂ）に示すスイッチ回路９がオンしている場合に、無線による電力の送信源となる交流電源１から見た入力インピーダンスＺinは、次式で示される。
Ｚin＝Ｒ｛１＋（ｋＱ）^２／（１＋ｒ）｝ …（１）
但し、Ｒは抵抗７の抵抗値，ｒ＝Ｒｓｗ／Ｒ，Ｑ＝ω_０Ｌ／Ｒ，ｋは結合係数である。
（１）式において、ｒ＝０になると（２）式となる。
Ｚin＝Ｒ｛１＋（ｋＱ）^２｝ …（２）
したがって、オン抵抗Ｒｓｗを低減させれば、平滑コンデンサ１０への電流供給を停止している期間の入力インピーダンスＺinが大幅に上昇する（図３参照）。

尚、特許文献１では、図４に示すように、スイッチング回路を整流器の出力側に設けているが、２次側共振回路の出力に抵抗と共に整流器も接続されることになり、抵抗値がより大きくなる。したがって、その分だけ入力インピーダンスＺinが低下するため、電力供給を停止している期間の損失が増加することになり、本実施形態の構成としては不適切である。

本実施形態では、図５（ａ）に示すように、全波整流器を用い、スイッチ回路９を２つのＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９ａ，９ｂの直列回路で構成し、制御回路１２を（ヒステリシス付き）コンパレータ１２Ｃで構成する。また、全波整流器５は、４つのダイオード５ａ〜５ｄをブリッジ接続した構成で示している。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９ａ，９ｂは、互いのソースが共通にグランドに接続されており、それぞれのドレインが全波整流器５の入力端子に接続されている。コンパレータ１２Ｃの反転入力端子には、基準電圧ＶREFが与えられており、非反転入力端子は全波整流器５の正側出力端子に接続されている。

このように、スイッチ回路９を２つのＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９ａ，９ｂの直列回路で構成する理由は、１つのＭＯＳＦＥＴで構成すると（１）オフ時においても寄生ダイオードを介した電流経路が存在するし、（２）ソースがグランドに接続されないのでオン抵抗を低く維持できないからである。また、問題（１）を回避するため例えばドレイン側に逆方向のダイオードを挿入すると、ＭＯＳＦＥＴをオンした際の通電方向が一方向に制限されて出力電圧制御ができない。

ここで図５（ｂ）（ｃ）に示すように、全波整流器５を介して平滑コンデンサ１０に流れ込む電流Ｉ１と、負荷１１が消費する電流ＩＬとが等しければ、出力電圧（平滑コンデンサ１０の端子電圧）Ｖoutは一定値を維持するが、電流Ｉ１，ＩＬ間に差が生じるとそれに伴い出力電圧Ｖoutは変動する。したがって、電流Ｉ１を制御することで出力電圧Ｖoutが一定となるように制御できる。但し、平滑コンデンサ１０に対する電流Ｉ１の供給を停止している期間は、１次側の交流電源１が消費する電力が全て無駄になってしまう。そこで、電流Ｉ１の供給を停止している期間に入力インピーダンスＺinを上昇させることで、１次側の消費電力を低減させる。

次に、本実施形態の作用ついて説明する。図６に示すように、時点（１）において入力電圧が上昇すると（ａ）それに伴い出力電圧も上昇し（ｃ）、出力電圧が上限電圧（基準電圧ＶREF＋（ヒス分））を超えると（時点（２）参照）、コンパレータ１２Ｃの出力電圧がハイレベルとなってスイッチ回路９（ＳＷ）をオンさせる（ｄ，ｅ）。そして、スイッチ回路９がオンしている期間は入力インピーダンスＺinが上昇し（ｆ）、平滑コンデンサ１０に電流が供給されず、負荷電流に応じた傾きで出力電圧は低下する（ｃ）。尚、負荷電流は一定とする（ｂ）。

出力電圧が低下して、上限電圧よりもヒステリシスレベルだけ低下した下限電圧（基準電圧ＶREF−（ヒス分））に達すると、スイッチ回路９はターンオフする（時点（３）参照）。これにより、入力インピーダンスＺinが低下して（ｆ）、出力電圧は再度上昇を開始する（ｃ）。以降、入力電圧が上昇している期間は、上記のようにスイッチ回路９のオンオフ動作が繰り返され、出力電圧は平均的に基準電圧ＶREFに維持される。また、図７に示すように、（ａ）入力電圧は一定であるが（ｂ）負荷電流が低下した場合も（ｃ）出力電圧が上昇するので、図６と同じ動作となる。

ここで、回路シミュレーションの結果について示す。図８に示すように、入力電圧Ｖinの周波数を２．２ＭＨｚとして、電圧を１０〜２０Ｖの範囲で変動させる。コンデンサ２及び８の容量は１．８７ｎＦ，抵抗３及び７の抵抗値は０．７８Ω，コイル４及び６のインダクタンスは２．８０μＨ，結合係数は０．８，平滑コンデンサ１０の容量は２．２μＦである。ＶREF＝２５Ｖとし、１０〜２０Ｖの入力電圧変動と、０〜１００ｍＡの負荷電流変動に対して出力電圧を２５Ｖに制御する。また、コンパレータ１２Ｃのヒステリシス幅は０．５Ｖであり、出力電圧はハイレベルが５Ｖ，ローレベルが０Ｖである。

図９に示すように、入力電圧Ｖinを１０Ｖ，１５Ｖ，２０Ｖで変化させた場合に、０〜１００ｍＡの負荷電流変動に対して、出力電圧２５Ｖを略維持できている。また、図１０に示す効率（出力電力／入力電力）は、特に６０ｍＡ〜１００ｍＡの負荷電流変動に対して、全ての入力電圧範囲で効率８０％以上となっており、低損失に出力電圧を制御できていることがわかる。

また、図１１（ａ）〜（ｃ）に示すように、入力電圧Ｖinの各値（１０Ｖ，１５Ｖ，２０Ｖ）について、特許文献１のようにスイッチ回路を全波整流器の出力側に設けた従来構成との効率を比較した結果は、全ての入力電圧変動と負荷電流変動の範囲について、本実施形態の構成がより高い効率を示している。

以上のように本実施形態によれば、非接触給電装置１５の制御回路１２は、負荷１１に並列に接続される平滑コンデンサ１０の端子電圧に応じて、当該平滑コンデンサ１０に対する電流Ｉ１の供給と供給停止とを切換えると同時に、前記電流Ｉ１の供給を停止している期間に、電力の送信源となる交流電源１から見た入力インピーダンスＺinを増大させるようにした。したがって、平滑コンデンサ１０に電流を供給しない期間に、１次側の交流電源１が不要に電力を消費することが抑制され、低損失な出力電圧制御が可能となる。

具体的には、全波整流器５の交流入力端子間に接続されるスイッチ回路９と、平滑コンデンサ１０の端子電圧に応じて、スイッチ回路９のオンオフを切り替えるコンパレータ１２Ｃとを備えて構成する。すなわち、電力伝送装置１３と非接触給電装置１５とで構成される非接触給電システムは、送電コイル部１４及び受電コイル部１６を含む電力伝送路中のコイルの総数が偶数「２」であるから、上記構成においてスイッチ回路９をオンすることで入力インピーダンスＺinを増大させることができる。

そして、スイッチ回路９を、ソースが共通となるように直列接続される２つのＭＯＳＦＥＴ９ａ，９ｂで構成し、各ＭＯＳＦＥＴ９ａ，９ｂのソースをグランドに接続した。このように構成すれば、ＭＯＳＦＥＴ９ａ，９ｂの寄生ダイオードを介して電流が流れる経路を形成することなく、ＭＯＳＦＥＴ９ａ，９ｂをオンすれば電流を双方向に流すことができる。また、双方のソースがグランドに接続されるのでオン抵抗が小さくなり、入力インピーダンスＺinをより増大させることができる。

（第２実施形態）
以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。図１２に示すように、第２実施形態の非接触給電装置２１は、スイッチ回路９を削除し、全波整流器５を構成していたダイオード５ｃ，５ｄに替えて、スイッチ回路９を構成していたＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９ａ，９ｂを配置している。ＭＯＳＦＥＴ９ａ，９ｂのソースは、２次側のグランドに共通に接続されており、ＭＯＳＦＥＴ９ａ，９ｂのドレインは、それぞれダイオード５ａ，５ｂのアノードに接続されている。すなわち、ダイオード５ａ，５ｂと、ＭＯＳＦＥＴ９ａ，９ｂの寄生ダイオード（整流素子）とにより全波整流回路２２が構成されている。

次に、第２実施形態の作用について説明する。図１３に示すように、入力電圧Ｖinの変動幅は１０Ｖ〜２０Ｖである。コンデンサ２及び８の容量は１．７４ｎＦ，抵抗３及び７の抵抗値は０．８３Ω，コイル４及び６のインダクタンスは３．０１μＨ，結合係数は０．８，平滑コンデンサ１０の容量は２．２μＦである。出力条件及びコンパレータ１２Ｃに関する設定も、第１実施形態と同様である。図１４，図１５に示すシミュレーション結果は、第１実施形態の図９，図１０と近似したものとなっている。
以上のように第２実施形態によれば、全波整流回路２２を構成するダイオードの２つを、ＭＯＳＦＥＴ９ａ，９ｂの寄生ダイオードで構成したので、非接触給電装置２１をより少ない回路素子で構成できる。

（第３実施形態）
図１６に示すように、第３実施形態の非接触給電装置２３は、第１実施形態の非接触給電装置１５において、平滑コンデンサ１０と負荷１１との間にシリーズレギュレータ（ＳＲ）２４を挿入した構成である。第１実施形態の非接触給電装置１５では、出力電圧の精度はコンパレータ１２Ｃのヒステリシス特性によって規定されるため、精度の向上に限界がある。しかしながら、出力電圧を一定範囲内に収束させる作用を成すので、後段にシリーズレギュレータ２４を接続しても、そこで発生する損失を低く維持したまま出力電圧の精度を向上させることができる。また、出力電圧制御の応答速度が低下することもない。

（第４実施形態）
図１７に示すように、第４実施形態の非接触給電システムでは、２次側には第１実施形態の非接触給電装置１５と同じものを用いる。そして、１次側の電力伝送装置３１の構成が上記各実施形態と異なっている。すなわち、交流電源１に替えて制御信号により入力電圧のＤｕｔｙを変更可能な可変交流電源３２が配置されている。

抵抗３の両端は、ピーク検出回路３３の入力端子にそれぞれ接続されており、ピーク検出回路３３の出力端子は、比較回路３４の一方の入力端子に直接接続されていると共に、保持回路３５を介して比較回路３４の他方の入力端子に接続されている。比較回路３４の出力端子は、Ｄｕｔｙ選択回路３６の入力端子に接続されており、Ｄｕｔｙ選択回路３６の出力端子は可変交流電源３２に接続され、Ｄｕｔｙ選択回路３６の出力信号により、可変交流電源３２のＤｕｔｙが決定される。

ピーク検出回路３３は、抵抗３の両端電圧のピーク値を検出して比較回路３４及び保持回路３５に出力し、保持回路３５は、前回出力されたピーク値を記憶保持している。ここで、抵抗３は、必要に応じて電流検出用の抵抗素子を用いれば良い。比較回路３４は、ピーク検出回路３３より入力される今回のピーク値を、保持回路３５を介して入力される前回のピーク値と比較し、その比較結果に応じてＤｕｔｙ選択回路３６が可変交流電源３２のＤｕｔｙを決定し、可変交流電源３２への制御信号を出力する。尚、上記の「前回，今回」は、ピーク検出回路３３が出力するピーク値が保持回路３５を介して比較回路３４に入力されるまでの遅延時間差に応じて隔てられるものである。

比較回路３４は、入力される２つのピーク値から入力インピーダンスＺinの変化を検出し、２つのピーク値が同じ場合は入力インピーダンスＺin変化なし，ピーク値が増加した場合は入力インピーダンスＺin低下，ピーク値が減少した場合は入力インピーダンスＺin増加と判断する。Ｄｕｔｙ選択回路３６は、比較回路３４が検出した入力インピーダンスＺinの変化に基づいて、入力インピーダンスＺin変化なしの場合はＤｕｔｙを一定に保ち、入力インピーダンスＺin低下の場合はＤｕｔｙを５０％に設定し、入力インピーダンスＺin増加の場合はＤｕｔｙを５０％未満の低い値に設定する。以上の構成において、抵抗３，ピーク検出回路３３，比較回路３４及び保持回路３５は電流供給状態判断手段に対応し、Ｄｕｔｙ選択回路３６は消費電力制御手段に対応する。

次に、第４実施形態の作用について説明する。図１８に示すように、（ａ）出力電圧が上昇したことで、非接触給電装置１５側の作用によりスイッチ回路９がオンになると（ｂ）入力インピーダンスＺinが増大する（（１）参照）。またこの時、非接触給電装置１５側では、平滑コンデンサ１０に対す出力Ｉ１の供給が停止され、出力電圧は上昇から低下に転じる。その結果、電力伝送装置３１側では可変交流電源３２の出力電流（１次側電流）が減少する。すると、（ｃ）ピーク検出回路３３により検出されるピーク値が低下するので、（ｄ）比較回路３４は入力インピーダンスＺinの増加を検出し、その結果に基づいてＤｕｔｙ選択回路３６が可変交流電源３２のＤｕｔｙを現状の値から低下させるように指示する（（２）参照）。すなわち、上記ピーク値の変化を監視することで、電力伝送装置３１側で入力インピーダンスＺinの変化を検知することができる。

ここで、比較回路３４がＤｕｔｙ選択回路３６に出力する指令は例えば２ビットデータであり、（ｄ）に示すように「００：低下」，「０１：変化なし」，「１０：増加」のように割り当てる。（ｅ）Ｄｕｔｙ選択回路３６は、比較回路３４からの出力をもとに可変交流電源３２のＤｕｔｙを低下させる（（３）参照）。これにより、１次側電流は更に減少することになって電力伝送装置３１の消費電力が低減される（（４）参照）。

その後、（ａ）出力電圧が低下して（ｂ）入力インピーダンスＺinが減少すると（（５）参照）、電力伝送装置３１側では１次側電流が増加する。すると、ピーク検出回路３３により検出されるピーク値が上昇するので、（ｃ）比較回路３４はＤｕｔｙ選択回路３６に対して、入力インピーダンスＺinの低下を信号として出力する（（６）参照）。すると、（ｅ）Ｄｕｔｙ選択回路３６は、比較回路３４からの出力信号を受けて可変交流電源３２のＤｕｔｙを５０％にする（（７）参照）。これにより、１次側電流は更に増加する（（８）参照）。

以上のように第４実施形態によれば、電力伝送装置３１は、抵抗３，ピーク検出回路３３，比較回路３４及び保持回路３５により、非接触給電装置１５の入力インピーダンスＺinの変化を検出し、平滑コンデンサ１０に電流が供給されているか否かを判断すると、その判断結果に基づきＤｕｔｙ選択回路３６が可変交流電源３２のＤｕｔｙを制御し、可変交流電源３２が消費する電力を低下させるようにした。したがって、電力伝送装置３１側においても制御することで、消費電力を更に低下させることができる。

尚、ここでは、ＰＷＭデューティを制御したが、可変交流電源の構成に応じて、交流電源の電圧振幅を制御したり、交流周波数を制御したりそれらを組み合わせて制御しても良い。また、ピーク検出回路３３が検出する対象は、抵抗３の両端電圧に限らず、コンデンサ２やコイル４の両端電圧等の入力インピーダンスに対応するものであれば何でも良い。

（第５実施形態）
以下、第４実施形態と異なる部分について説明する。図１９に示すように、第５実施形態の電力伝送装置４１は、電力伝送装置３１の可変交流電源３２を交流電源１に置き換え、交流電源１とコンデンサ２との間に抵抗４２及びスイッチ回路４３の並列回路が挿入されている。また、Ｄｕｔｙ選択回路３６に替えてスイッチ制御回路４４が配置されており、スイッチ制御回路４４は、比較回路３４からの制御指令を受けてスイッチ回路４３のオンオフを制御する。制御指令は、例えば第４実施形態と同様に２ビットデータを用いて、「００：低下」，「０１：変化なし」，「１０：増加」のように割り当てる。以上の構成において、抵抗４２，スイッチ回路４３及びスイッチ制御回路４４が消費電力制御手段に対応する。

次に、第５実施形態の作用について説明する。尚、初期状態として、スイッチ回路４３はオンしている。図２０に示すように、（ａ）出力電圧が上昇したことでスイッチ回路９がオンになると（ｂ）入力インピーダンスＺinが増大する（（１）参照）。すると、１次電流が減少して（ｃ）ピーク検出回路３３により検出されるピーク値が低下し、（ｄ）比較回路３４が入力インピーダンスＺinの増加を検出する（（２）参照）。（ｅ）スイッチ制御回路４４は、比較回路３４の出力信号を受けてスイッチ回路４３（経路切替ＳＷ）をオフする（（３）参照）。これにより、（ｂ）入力インピーダンスＺinが更に増大し（（４）参照）、１次電流が更に減少する（（５）参照）。

その後、（ａ）出力電圧が低下して（ｂ）入力インピーダンスＺinが減少すると（（６）参照）、電力伝送装置４１側では１次側電流が増加する。すると、ピーク検出回路３３により検出されるピーク値が上昇するので、（ｃ）比較回路３４は入力インピーダンスＺinの減少を検出する（（７）参照）。すると、（ｅ）スイッチ制御回路４４は、比較回路３４の出力信号に基づいてスイッチ回路４３をオンする（（８）参照）。これにより、（ｂ）入力インピーダンスＺinがさらに減少して（（９）参照）、（ｃ）１次側電流は更に増加する（（１０）参照）。
以上のように第５実施形態によれば、電力伝送装置４１は、スイッチ回路４３のオンオフを制御することで、交流電源１の供給線の抵抗値を増加させて、交流電源１が消費する電力を低下させるようにした。したがって、第４実施形態と同様の効果が得られる。

（第６実施形態）
以上の各実施形態では、非接触給電システムが電力伝送装置１３等と非接触給電装置１５等とで構成されており、送電コイル部１４及び受電コイル部１６を含む電力の伝送路中に存在するコイルの総数は「２」であった。しかし、実際の非接触給電システムは、このような形態だけでなく、電力伝送装置，非接触給電装置の間に中継装置が介在していたり、送電コイル部や受電コイル部のコイル数が複数であることも考えられるため、コイルの総数が「３」以上となる場合も想定される。

例えば図２１に示すように、送受電コイル部は、（ａ）コイルのみ，（ｂ）コンデンサ及びコイルの直列回路，及び（ｃ）同並列回路で構成されたり、これら（ａ）〜（ｃ）に、信号を増幅するため、コイル及びコンデンサの閉ループ回路（共振回路）を加えたバリエーション（ｄ）〜（ｆ）も考えられる。また、（ｇ）は中継装置の構成例である。その結果、コイルの総数が「３」以上となり、奇数と偶数との場合がある。

ここで、１次側から２次側に無線により電力を伝送するための伝送路で、送電コイル部，中継装置（存在しない場合もある），受電コイル部を含むものを空間伝送部と称する。図２２（ａ）に示すように、空間伝送部に含まれるコイルの総数が偶数の場合は、上記各実施形態と同様に、スイッチ回路ＳＷ_INを全波整流回路の交流入力端子間に接続すれば良い。

しかしながら、図２２（ｂ）に示すようにコイルの総数が奇数の場合は、常閉スイッチ回路ＳＷ_OUTを全波整流回路の直流出力端子側の一方に接続して、入力インピーダンスＺinを増加させる際には、スイッチ回路ＳＷ_OUTをオフするように構成する必要がある。以下、これについて説明する。

図２３（ａ），（ｂ），（ｃ）は、空間伝送部に含まれるコイルの数がそれぞれ２，３，４個の場合のシステム構成と、それぞれに対応する入力インピーダンスＺinの式を示している。図２３（ａ）は、基本的に第１実施形態において図３で示した式と同じであるが、ｒ＝ＲＬ／Ｒである。図２３（ｂ）に示す３個の場合は、右辺大括弧内の第２項の符号が図２３（ａ）とは異なり「−」になる。これにより、ｒ＝ＲＬ／Ｒが無限大になると、入力インピーダンスＺinが最大を示すことになる。図２３（ｃ）に示す４個の場合は、上記符号は図２３（ａ）と同じく「＋」になる。以上から、コイルの総数が奇数の場合は、図２２（ｂ）に示す構成を採用する必要がある。

図２４（ａ）に示すように、中継装置が介在することでコイルの総数が「３」である場合に、第１実施形態の構成からスイッチ回路の位置を全波整流回路の出力端子側に変更したものについて、シミュレーションを行った。パラメータとして、中継装置のコイルと受電コイル部のコイルとの結合係数を０．４〜０．６の範囲で変化させて、（ｂ）出力電圧を５Ｖに制御した結果と（ｃ）電力伝送効率とを示している。効率については、結合係数０．４〜０．６の素子定数変動に対して、概ね６０％以上となっている。

以上のように第６実施形態によれば、空間伝送部に含まれるコイルの総数が奇数である場合でも、非接触給電装置において、スイッチ回路ＳＷ_OUTを全波整流器５の直流出力端子の一方側に挿入し、スイッチ回路ＳＷ_OUTをオフすることで入力インピーダンスＺinを増大させることができる。

（第７実施形態）
上述した各実施形態で説明した非接触給電システムでは、スイッチ回路９をオンした状態での入力インピーダンスは、高周波領域において１次側と２次側との間の結合係数ｋに依存した極小値を持つ。また、１次側の電力送信装置が無線信号を矩形波で送信する場合、当該信号には奇数次の高調波成分が含まれている。このため、入力インピーダンスが極小値になる周波数が上記高調波の周波数に重なると、損失が大きくなるため伝送効率が低下するという問題がある。

第７実施形態では、スイッチ回路９のオン抵抗Ｒｓｗを最適値に設定することで、上記の問題に対処する。以下、その原理について説明する。図２５に示すように、無線信号の周波数を動作周波数ｆ_０とすると、ｋ＝０．８９，ｋ＝０，９６の場合には、それぞれ３次高調波３ｆ_０，５次高調波５ｆ_０で入力インピーダンスが極小値となる（Ｒｓｗ＝０Ωの場合）。入力インピーダンスが極小値となる共振周波数ｆ’とｋとは、
ｆ’＝ｆ_０／√（１−ｋ） …（３）
という関係にある（後述の（Ａ）式参照）ためである。それに伴い、図２６に示すように、ｋ＝０．８９の場合には３次高調波３ｆ_０，ｋ＝０．９６の場合には５次高調波５ｆ_０での損失が増大する。一般に、結合係数ｋについては「１」に近い高い値にすることが望まれるため、このような条件は比較的発生し易いと言える。

そして、図２７に示すように、第１実施形態のシステム構成においてオン抵抗Ｒｓｗを増加させると、３次高調波３ｆ_０での極小値は上昇するが、動作周波数ｆ_０での入力インピーダンスは低下する。この場合、ｋ＝０．８９，Ｌ＝３．０１μＨ，Ｒ＝０．８３Ω，Ｃ＝１．７４ｎＦ，ｆ_０＝２．２ＭＨｚ（矩形波）である。オン抵抗Ｒｓｗの変化に応じた損失の変化は、図２８に示すように各周波数で異なるため、各損失の合計が最小となるようにオン抵抗Ｒｓｗを設定すれば良い。

先ず、入力インピーダンスが極小値となる周波数と、ｎ次高調波とが同じ周波数である条件で（ｋ＝０．８９，ｋ＝０，９６，矩形波信号）、損失が最小となるオン抵抗Ｒｓｗを求める。この場合、主たる損失は、動作周波数ｆ_０における損失とｎ次高調波における損失との和になるから、全損失Ｐinは（４）式となる。

尚、Ｖinは矩形波のハイレベル振幅である。また、Ｚ１，Ｚｎについては図２９を参照。

そして、全損失Ｐinが最小となるオン抵抗Ｒｓｗは、（４）式をオン抵抗Ｒｓｗで微分した結果が「０」になる値であるから、
Ｒｓｗ≒Ｒ（ｋＱ／ｎ−２） …（５）
となる。

次に、より一般的な条件について全損失Ｐinが最小となるオン抵抗Ｒｓｗを求める。図３０に示すように、オン抵抗Ｒｓｗが存在する場合の入力インピーダンスＺinは、（Ａ）式で表される。

尚、前述の（３）式は、（Ａ）式における虚部が「０」となる共振周波数ｆ’として導出されている。

また、ｎ次高調波での損失Ｐin＿ｎは、ｎ次高調波成分Ｖｎと入力インピーダンスＺinとを用いて（Ｂ）式で表される。

ここで、Ｗｎ＝ｎであるから、損失Ｐin＿ｎは、オン抵抗Ｒｓｗのみを変数とする関数となっている。

そして、全損失Ｐinは、動作周波数ｆ_０における損失とｎ次高調波における損失との和であるから、（Ｃ）式で表される。

この（Ｃ）式で表される全損失Ｐinが最小となるように、オン抵抗Ｒｓｗの値を設定すれば良い。例えば図３１に示すように、５次高調波までの損失の合計では、Ｒｓｗ＝６Ω程度で全損失Ｐinが最小となっている。

図３２は、第１実施形態の構成に第７実施形態を適用した場合である。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９ａ，９ｂのドレインにそれぞれ抵抗素子５１ａ，５１ｂを挿入し、各抵抗値をそれぞれ、上述の手法で求めたオン抵抗Ｒｓｗの値に設定すれば良い。また、図３３は、第２実施形態の構成に第７実施形態を適用した場合であり、図３２と同様にＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９ａ，９ｂのドレインにそれぞれ抵抗素子５１ａ，５１ｂを挿入するが、この場合、抵抗素子５１ａ，５１ｂの抵抗値の合計が、上述の手法で求めたオン抵抗Ｒｓｗの値となるように設定する。

その他、抵抗素子５１ａ，５１ｂを挿入せずとも、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９ａ，９ｂのオン抵抗値がオン抵抗Ｒｓｗの値となるように設定したり、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９ａ，９ｂのゲート・ソース間電圧を調整することで、オン抵抗値がオン抵抗Ｒｓｗの値となるように調整することも考えられる。

図３２に示す構成において、図３４に示すように各素子定数等の条件を設定してシミュレーションを行った。（５）式より算出したオン抵抗の最適値は１０．７Ωとなるが、図３５に示すように、損失についてのシミュレーション結果は理論式とほぼ一致している。また、図３６に示すように、効率についてのシミュレーション結果も、オン抵抗の最適値は１０．７Ω付近で最大となることを示している。

以上のように第７実施形態によれば、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９ａ，９ｂのドレインにそれぞれ抵抗素子５１ａ，５１ｂを挿入し、これらのＭＯＳＦＥＴ９ａ，９ｂをオンにした状態での入力インピーダンスが極小値となる周波数とｎ次高調波とが同じ周波数である条件では、ＭＯＳＦＥＴ９ａ，９ｂのオン抵抗Ｒｓｗを（５）式に基づいて設定する。また、より一般的な条件については、（Ｃ）式で表される全損失Ｐinが最小となるように、オン抵抗Ｒｓｗの値を設定するようにした。これにより、動作周波数及びｎ次高調波成分による損失の合計を最小にして、低損失で電力伝送を行うことができる。

本発明は上記した、又は図面に記載した実施形態にのみ限定されるものではなく、以下のような変形又は拡張が可能である。
送電コイル部及び受電コイル部を、図２１（ｃ）に示すように、コイル及びコンデンサの並列回路で構成しても良い。
第３実施形態の構成を、第２，第４〜第６実施形態の構成に適用しても良い。
第５，第６実施形態を組み合わせて実施しても良い。
スイッチ回路９は、１つのＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタ等のスイッチング素子で構成しても良い。
また、スイッチ回路９を備える構成は、半波整流回路に適用しても良い。

図面中、１は交流電源、５は全波整流回路、９はスイッチ回路（出力電圧制御手段，スイッチ手段）、１０は平滑コンデンサ、１１は負荷、１２は制御回路（出力電圧制御手段，スイッチ制御手段）、１２Ｃはコンパレータ、１３は電力伝送装置、１４は送電コイル部、１５は非接触給電装置、１６は受電コイル部を示す。

Claims (19)

1. 無線により送信された電力を受電する受電コイル部（１６）と、
   この受電コイル部が受電した交流電力を整流する整流回路（５，２２）と、
   この整流回路より出力される電流により充電され、負荷（１１）に並列に接続される平滑コンデンサ（１０）と、
   この平滑コンデンサの端子電圧に応じて、前記平滑コンデンサに対する電流の供給と供給停止とを切換えると同時に、前記電流の供給を停止している期間に、前記無線による電力の送信源となる交流電源（１）から見た入力インピーダンスを増大させる出力電圧制御手段（９，１２）とを備えることを特徴とする非接触給電装置（１５，２１，２３）。
2. 前記出力電圧制御手段は、前記整流回路の交流入力端子間に接続されるスイッチ手段（９）と、
   前記平滑コンデンサの端子電圧に応じて、前記スイッチ手段のオンオフを切り替えるスイッチ制御手段とで構成されることを特徴とする請求項１記載の非接触給電装置。
3. 前記整流回路（５）は、全波整流回路であり、
   前記スイッチ手段は、ソースが共通となるように直列接続される２つのＭＯＳＦＥＴ（９ａ，９ｂ）で構成され、
   前記各ＭＯＳＦＥＴのソースは、グランドに接続されていることを特徴とする請求項２記載の非接触給電装置。
4. 前記整流回路（２２）は、全波整流回路であり、
   前記全波整流回路を構成する整流素子の２つは、２つのＭＯＳＦＥＴ（９ａ，９ｂ）の寄生ダイオードで構成されており、
   前記２つのＭＯＳＦＥＴは、前記スイッチ手段を構成していることを特徴とする請求項２記載の非接触給電装置。
5. 前記スイッチ手段に直列接続される抵抗素子を備えることを特徴とする請求項２から４の何れか一項に記載の非接触給電装置。
6. 前記抵抗素子は、前記２つのＭＯＳＦＥＴのドレイン側にそれぞれ接続されていることを特徴とする請求項３又は４を引用する請求項５記載の非接触給電装置。
7. 前記スイッチ手段をオンした状態での入力インピーダンスをＺinとし、
   前記無線信号のｎ次高調波による損失Ｐin＿ｎを、ｎ次高調波成分Ｖｎと入力インピーダンスＺinとで（Ｂ）式により示し、
   

   

   損失の合計Ｐinを（Ｃ）式により示すと、
   

   

   前記抵抗素子の抵抗値Ｒswを、（Ｃ）式の値が最小となるように設定したことを特徴とする請求項５又は６記載の非接触給電装置。
8. 前記スイッチ手段をオンした状態での入力インピーダンスＺinが極小値を示す周波数と、前記無線信号のｎ次高調波の周波数とが等しい条件で、前記受電コイル部の抵抗成分をＲ，同インダクタンス成分をＬ，同共振周波数をｆ_０，前記無線により電力を送信する送信側と前記受電コイル部との結合係数をｋ，Ｑ＝（２πｆ_０・Ｌ／Ｒ）とすると、前記抵抗素子の抵抗値Ｒswを、
   Ｒsw＝Ｒ（ｋＱ／ｎ−２）
   に設定したことを特徴とする請求項５又は６記載の非接触給電装置。
9. 前記スイッチ制御手段は、前記平滑コンデンサの端子電圧と、基準電圧とを比較するヒステリシスコンパレータ（１２Ｃ）を備え、
   前記ヒステリシスコンパレータの出力信号により、前記スイッチ手段のオンオフを制御することを特徴とする請求項２から８の何れか一項に記載の非接触給電装置。
10. 前記平滑コンデンサと前記負荷との間に配置されるシリーズレギュレータ（２４）を備えたことを特徴とする請求項１から９の何れか一項に記載の非接触給電装置。
11. 前記出力電圧制御手段は、前記整流回路の直流出力端子の一方と、前記平滑コンデンサとの間に接続されるスイッチ手段（ＳＷ_OUT）と、
    前記平滑コンデンサの端子電圧に応じて、前記スイッチ手段のオンオフを切り替えるスイッチ制御手段とで構成されることを特徴とする請求項１記載の非接触給電装置。
12. 前記スイッチ制御手段は、前記平滑コンデンサの端子電圧と、基準電圧とを比較するヒステリシスコンパレータを備え、
    前記ヒステリシスコンパレータの出力信号により、前記スイッチ手段のオンオフを制御することを特徴とする請求項１１記載の非接触給電装置。
13. 前記平滑コンデンサと前記負荷との間に配置されるシリーズレギュレータ（２４）を備えたことを特徴とする請求項１１又は１２記載の非接触給電装置。
14. 請求項２から１０の何れか一項に記載の非接触給電装置と、
    交流電源（１，３２）と、この交流電源の両端に接続される送電コイル部（１４）とを備え、前記送電コイル部を介して前記非接触給電装置に無線により電力を伝送する電力伝送装置（１２，３１，４１）とを有し、
    前記受電コイル部及び前記送電コイル部を含む電力の伝送路中に存在するコイルの総数が偶数であることを特徴とする非接触給電システム。
15. 請求項１１から１３の何れか一項に記載の非接触給電装置と、
    交流電源と、この交流電源の両端に接続される送電コイル部とを備え、前記送電コイル部を介して前記非接触給電装置に無線により電力を伝送する電力伝送装置（１２）と、
    前記受電コイル部及び前記送電コイル部を含む電力の伝送路中に存在するコイルの総数が奇数であることを特徴とする非接触給電システム。
16. 前記送電コイル部は、送電コイル（４）と、この送電コイルに対し直列又は並列に接続されるコンデンサ（２）とで構成され、
    前記受電コイル部は、受電コイル（６）と、この受電コイルに対し直列又は並列に接続されるコンデンサ（８）とで構成されることを特徴とする請求項１４又は１５記載の非接触給電システム。
17. 前記交流電源から見た前記非接触給電システムの入力インピーダンスの変化を検出し、前記平滑コンデンサに電流が供給されているか否かを判断する電流供給状態判断手段（３３〜３５）と、
    前記平滑コンデンサに対する電流の供給が停止している期間に、前記交流電源が消費する電力を低下させるように制御する消費電力制御手段（３６，４２〜４４）とを備えることを特徴とする請求項１４から１６の何れか一項に記載の非接触給電システム。
18. 前記消費電力制御手段（３６）は、前記交流電源（３２）の電圧振幅，デューティ比又は周波数の何れか１つ以上を制御することで、前記交流電源が消費する電力を低下させることを特徴とする請求項１７記載の非接触給電システム。
19. 前記消費電力制御手段（４２〜４４）は、前記交流電源（１）の供給線の抵抗値を増加させて、前記交流電源が消費する電力を低下させることを特徴とする請求項１７又は１８記載の非接触給電システム。

Images