CN110582923B - 非接触供电装置 - Google Patents

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Abstract

非接触供电装置(1)的送电装置(2)具有发送线圈(14)、以及将具有发送线圈(14)不发生谐振的开关频率的交流电力供给到发送线圈(14)的电力供给电路(10)。此外，非接触供电装置(1)的受电装置(3)具有：谐振电路(20)，具有并联谐振的接收线圈(21)和谐振电容器(22)，且具有与接收线圈(21)串联或者并联连接的第一线圈(23)；以及线圈(23)，与接收线圈(21)串联连接。

Description

非接触供电装置
技术领域
本发明涉及非接触供电装置。
背景技术
历来，研究不经金属触点等而通过空间传输电力的所谓非接触供电(也被称为无线供电)的技术。
作为非接触供电技术之一，已知基于电磁感应进行供电的方式。在基于电磁感应进行供电的方式中，利用初级串联次级并联电容器方式(以下，称为SP方式)(例如，参照非专利文献1)。在SP方式中，在初级侧(送电侧)，电容器与作为变压器的一部分进行动作的发送线圈串联连接，在次级侧(受电侧)，电容器与作为变压器的另一部分进行动作的接收线圈并联连接。
在SP方式中，由于由受电侧的接收线圈以及电容器构成的谐振电路并联谐振，所以来自谐振电路的输出成为恒定电流输出。因此，与在受电侧成为恒定电压输出的初级串联次级串联电容器方式(以下，称为SS方式)相比，SP方式一般来说难以控制。其理由在于，一般的电子设备由恒定电压来控制。
此外，在SP方式中，提出了设置与受电侧的谐振电路的线圈串联连接的电抗器的技术(例如，参照非专利文献1以及专利文献1)。另外，基于该技术的方式有时也被称为SPL方式。在本说明书中，将该方式称为SPL方式。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2015-42051号公报
非专利文献
非专利文献1：渡边他，《易于从单向非接触式供电进行扩展的双向非接触式供电系统》，电气学会论文期刊D，IEEJ Transactions on Industry Applications,Vol.133,No.7,pp.707-713,2013年
发明内容
发明要解决的课题
在采用了SPL方式的非接触供电装置中，由于被传输的电力的高次谐波分量降低而可以得到理想变压器特性，所以功率因数得以改善，其结果是，电力传输效率提高。
在采用SPL方式的情况下，也优选使用非接触供电装置以使进行恒定电压输出动作。进一步，即使在根据用途而发送线圈和接收线圈间的耦合度不恒定的情况下，能够对供给到发送线圈的交流电力的频率进行调整的范围有时也会受限定。在这样的情况下，优选抑制因耦合度的变化造成的、包含接收线圈的谐振电路的谐振频率的变动。
因此，本发明的目的在于，提供一种非接触供电装置，该非接触供电装置能够抑制因送电侧的装置的发送线圈和受电侧的装置的接收线圈间的耦合度的变化造成的接收侧的装置的谐振电路的谐振频率的变动。
用于解决课题的方案
作为本发明的一方式，提供具有送电装置、以及从送电装置以非接触方式进行电力传输的受电装置的非接触供电装置。在该非接触供电装置中，送电装置具有：发送线圈，向受电装置供给电力；以及电力供给电路，对发送线圈供给交流电力，该交流电力具有发送线圈不发生谐振而能够调整的开关频率，且具有能够调整的电压的。另一方面，受电装置具有：谐振电路，具有接收来自送电装置的电力的接收线圈、与接收线圈并联连接的谐振电容器、以及与接收线圈串联或者并联连接的第一线圈；整流电路，对从谐振电路输出的电力进行整流；以及第二线圈，与接收线圈串联连接在谐振电路和整流电路之间。
在该非接触供电装置中，优选受电装置的谐振电路所具有的第一线圈在从送电装置向受电装置进行电力传输的期间也不与发送线圈耦合。
此外，在该非接触供电装置中，优选送电装置还具有与发送线圈串联连接的第三线圈。
此外，在该非接触供电装置中，优选受电装置还具有：电压检测电路，测定从谐振电路输出的电力的输出电压来求该输出电压的测定值；恒定电压判定电路，基于输出电压的测定值，判定非接触供电装置是否正在进行恒定电压输出动作、以及输出电压的测定值是否被包含于规定的电压的允许范围内；以及发送器，将包含判定信息的信号向送电装置发送，判定信息表示非接触供电装置是否正在进行恒定电压输出动作、以及输出电压的测定值是否被包含于规定的电压的允许范围内。此外，优选送电装置还具有：接收器，接收包含判定信息的信号；以及控制电路，根据判定信息，对从电力供给电路供给到发送线圈的交流电力的开关频率以及电压进行控制。
进一步，在该非接触供电装置中，优选在判定信息表示没有进行恒定电压输出动作的情况下，送电装置的控制电路对从电力供给电路供给到发送线圈的交流电力的开关频率进行控制，以使即使与受电装置的整流电路连接的负载电路的电阻发生变化，输出电压的测定值也不变化。
此外，在该情况下，优选在判定信息表示正在进行恒定电压输出动作、且表示输出电压的测定值不被包含于规定的电压的允许范围内的情况下，送电装置的控制电路对从电力供给电路供给到发送线圈的交流电力的电压进行控制，以使输出电压的测定值被包含于该允许范围内。
或者，在该非接触供电装置中，优选电力供给电路能够对供给到发送线圈的交流电力的开关频率以及电压进行调整，送电装置还具有：电流检测电路，测定流过发送线圈的电流来求该电流的测定值；以及控制电路，根据电流的测定值，对从电力供给电路供给到发送线圈的交流电力的开关频率以及电压进行控制。
在该情况下，优选送电装置的控制电路对电力供给电路进行控制，以使开关频率变化，并且监视电流的测定值，检测电流的测定值成为极大值的开关频率，将具有所检测到的开关频率的交流电力供给到发送线圈。
此外，根据本发明的其他方式，提供具有送电装置、以及从送电装置以非接触方式进行电力传输的受电装置的非接触供电装置。在该非接触供电装置中，受电装置具有：谐振电路，具有接收来自送电装置的电力的接收线圈以及与接收线圈并联连接的谐振电容器；整流电路，对从谐振电路输出的电力进行整流；以及第一线圈，与接收线圈串联连接在谐振电路和整流电路之间。另一方面，送电装置具有：发送线圈，向受电装置供给电力；第二线圈，与发送线圈串联连接，即使在从送电装置向受电装置进行电力传输的期间也不与接收线圈耦合；以及电力供给电路，对发送线圈供给交流电力，该交流电力具有发送线圈不发生谐振而能够进行调整的开关频率，且具有能够调整的电压。
在该非接触供电装置中，优选受电装置具有：电压检测电路，测定从谐振电路输出的电力的输出电压来求该输出电压的测定值；恒定电压判定电路，基于输出电压的测定值，判定非接触供电装置是否正在进行恒定电压输出动作、以及谐振电路的输出电压的测定值是否被包含于规定的电压的允许范围内；以及发送器，将包含判定信息的信号向送电装置发送，该判定信息表示非接触供电装置是否正在进行恒定电压输出动作、以及谐振电路的输出电压的测定值是否被包含于规定的电压的允许范围内。另一方面，优选送电装置还具有：接收器，接收包含判定信息的信号；以及控制电路，根据判定信息，控制从电力供给电路供给到发送线圈的交流电力的开关频率以及电压。
发明效果
本发明的非接触供电装置具有能够抑制因送电侧的装置的发送线圈和受电侧的装置的接收线圈间的耦合度的变化造成的接收侧的装置的谐振电路的谐振频率的变动的效果。
附图说明
图1是基于SPL方式的非接触供电装置的等效电路图。
图2是表示SPL方式的非接触供电装置的输出电压的频率特性的仿真结果的一例的图。
图3是表示基于SPL方式的非接触供电装置的输入阻抗的频率特性的仿真结果的一例的图。
图4是本发明的一个实施方式的非接触供电装置的概略结构图。
图5是本实施方式的非接触供电装置的等效电路图。
图6是表示本实施方式的非接触供电装置的输出电压的频率特性的仿真结果的一例的图。
图7是表示在图6所示的仿真中，根据耦合度使对发送线圈施加的电压变化时的、输出电压的频率特性的仿真结果的一例的图。
图8是表示本实施方式的非接触供电装置中的、对发送线圈施加的交流电力的电流的相位相对于电压的相位的延迟的频率特性的图。
图9是变形例的非接触供电装置的等效电路图。
图10是表示根据耦合度使对发送线圈施加的电压变化时的、变形例的非接触供电装置的输出电压的频率特性的仿真结果的一例的图。
图11是另一个变形例的非接触供电装置的等效电路图。
图12是表示根据耦合度使对发送线圈施加的电压变化时的、其他变形例的非接触供电装置的输出电压的频率特性的仿真结果的一例的图。
图13是又一个变形例的非接触供电装置的等效电路图。
图14是根据耦合度使对发送线圈施加的电压变化时的、又一个变形例的非接触供电装置的输出电压的频率特性的仿真结果的一例的图。
图15是表示非接触供电装置的输出电压的频率特性和输入阻抗的频率特性的关系的一例的图。
图16是变形例的非接触供电装置的概略结构图。
图17A是变形例的电力供给电路的电路图。
图17B是变形例的电力供给电路的电路图。
具体实施方式
以下，参照附图，对本发明的一个实施方式的非接触供电装置进行说明。
首先，为了容易理解本发明的非接触供电装置，对基于SPL方式的非接触供电装置进行的恒定电压输出动作进行说明。
图1是基于SPL方式的非接触供电装置的等效电路图。在该等效电路100中，设送电侧的谐振电路的发送线圈和受电侧的谐振电路的接收线圈耦合而形成n:1的理想变压器。Cr1是送电侧的谐振电路中的、与发送线圈串联连接的电容器的静电容量。Lr以及Lm是送电侧的谐振电路的漏电感以及励磁电感。另外，若送电侧的谐振电路的发送线圈的电感Lp等于(Lm+Lr)且将发送线圈和接收线圈间的耦合度设为k，则Lr＝(1-k)Lp、Lm＝kLp。此外，Ri是送电侧的绕线电阻值，Ris是受电侧的绕线电阻值。Cp是受电侧的谐振电路中的、与接收线圈并联连接的电容器的静电容量。Lop是与接收线圈串联连接的线圈的电感。并且，Rac是负载电路Ro的交流等效电阻值，用Rac＝(8/π2)×Ro表示。
根据等效电路100，SPL方式的非接触供电装置的F矩阵Fspl(s,k,Rac)用下式表示。
【式1】
Figure GDA0004044964970000051
这里，s＝j2πf。其中，f是对送电侧的谐振电路供给的交流电力的频率。
此外，k是发送线圈和接收线圈间的耦合度。
根据F矩阵的定义，SPL方式的非接触供电装置的输出增益Gspl(s,k,Rac)用下式表示。
【式2】
Figure GDA0004044964970000061
这里，Vin是对送电侧的谐振电路供给的交流电力的电压(振幅)，Fspl(s,k,Rac)0,0表示在(1)式中所表示的F矩阵中的左上方的元素。
图2是表示基于(2)式计算的、SPL方式的非接触供电装置的输出电压的频率特性的仿真结果的一例的图。在图2中，横轴表示频率，纵轴表示输出电压。曲线201表示耦合度k＝0.15、将负载电路的交流等效电阻值设为Rac时的输出电压的频率特性。此外，曲线202表示耦合度k＝0.15、将负载电路的交流等效电阻值设为(10*Rac)时的输出电压的频率特性。此外，曲线203表示耦合度k＝0.3、将负载电路的交流等效电阻值设为Rac时的输出电压的频率特性。此外，曲线204表示耦合度k＝0.3、将负载电路的交流等效电阻值设为(10*Rac)时的输出电压的频率特性。进一步，曲线205表示耦合度k＝0.6、将负载电路的交流等效电阻值设为Rac时的输出电压的频率特性。此外，曲线206表示耦合度k＝0.6、将负载电路的交流等效电阻值设为(10*Rac)时的输出电压的频率特性。另外，在该仿真中，设Lp＝174μH，Cr1＝Cp＝20nF，Lop＝3Lp，Ri＝Ris＝0.3Ω，n＝1，Vin＝200V，Ro＝200Ω(Rac≒162.1Ω)。
在图2中，如点211～216所示，在耦合度k成为恒定的条件下，即使负载电路的交流等效电阻值变化，输出电压也成为大致恒定(即，在耦合度k恒定的情况下，成为恒定电压输出)，频率和输出电压的组合有6组。其中，低频率侧的点211～213接近送电侧的谐振电路的谐振频率，受送电侧的谐振电路的谐振影响。另一方面，高频率侧的点214～216与送电侧的谐振电路的谐振频率相比高出一定程度，送电侧的谐振电路的谐振造成的影响小。一般来说，就SPL方式而言，由于使送电侧的谐振电路也发生谐振，所以为了使非接触供电装置进行恒定电压输出动作，将具有如点211～213所示那样的频率的交流电力供给到送电侧的谐振电路。
图3是表示基于SPL方式的非接触供电装置的输入阻抗Zinspl(s,k,Rac)的频率特性的仿真结果的一例的图。在图3中，横轴表示频率，纵轴表示输入阻抗。并且，曲线301～304分别表示将负载电路的交流等效电阻值设为Rac、将耦合度k设为0.001、0.15、0.3、0.6时的输入阻抗Zinspl(s,k,Rac)的频率特性。另外，曲线301～304所示的输入阻抗Zinspl(s,k,Rac)的频率特性是通过在下式中所表示的输入阻抗Zinspl(s,k,Rac)的计算式中输入在图2所示的仿真中使用的各参数的值而计算出的。
【式3】
Figure GDA0004044964970000071
这里，Fspl(s,k,Rac)1,0表示在(1)式中所表示的F矩阵中的左下的元素。
如图3所示，在接近送电侧的谐振电路的谐振频率的频率区域中，耦合度越低，在成为恒定电压输出的频率下，输入阻抗越低。例如，在点211所示的、耦合度k＝0.15时能够进行恒定电压输出动作的频率f1下，耦合度k＝0.15的输入阻抗成为小于10Ω的值。其理由在于，因送电侧的谐振电路的谐振，流过该谐振电路的电流增加而在发送线圈中蓄积的能量增加。因此，在SPL方式下，在耦合度低的情况下，若对送电侧的谐振电路供给交流电力则能量的损失会增大。此外，从点211～213可知，即使耦合度上升，输出增益也未必会提高。
另一方面，在比送电侧的谐振电路的谐振频率更高从而送电侧的谐振电路不发生谐振、且即使耦合度变化也能够进行恒定电压输出动作的频率区域(例如，从图2中相当于点214的频率f3至相当于点216的频率f4的范围)中，由于输入阻抗也以某种程度变大，所以能量的损失受到抑制。但是，该频率区域会变得比送电侧的谐振电路发生谐振、且能够进行恒定电压输出动作的频率区域(频率f2～f1)更大。
其原因被认为是，受电侧的谐振电路的谐振频率依赖于耦合度而变动。
因此，本发明的实施方式的非接触供电装置从送电装置向受电装置供电，其中该送电装置将具有发送线圈不会发生谐振的频率的交流电力供给到发送线圈，该受电装置具有发生并联谐振的谐振电路、以及与谐振电路所具有的接收线圈串联连接的线圈。并且，在受电装置的谐振电路中，相对于接收线圈另行设置即使在进行电力传输时也不会与发送线圈耦合的线圈。由此，该非接触供电装置通过抑制因耦合度的变动而造成的能量损失的增加，并且抑制因发送线圈和接收线圈间的耦合度的变化而造成的受电装置的谐振电路的谐振频率的变动，从而缩小执行恒定电压输出动作时对发送线圈供给的交流电力的频率的调整范围。
进一步，该非接触供电装置测定受电侧的谐振电路的输出电压，控制对发送线圈供给的交流电力的开关频率以及电压，以使该测定值落在进行恒定电压输出动作时的电压的允许范围内，从而即使发送线圈和接收线圈间的耦合度、或者负载电路的电阻值变化，也可以维持恒定电压输出动作。
另外，在本说明书中，恒定电压输出动作是指非接触供电装置进行动作，以使输出电压被维持在根据与非接触供电装置连接的负载电路的规格等确定的电压的允许范围(例如，规定的电压基准值的±10％以内)内。
图4是本发明的一个实施方式的非接触供电装置的概略结构图。如图4所示，非接触供电装置1具有送电装置2、以及从送电装置2经由空间以非接触方式进行电力传输的受电装置3。送电装置2具有电力供给电路10、发送线圈14、电容器15、接收器16、栅极驱动器17-1及17-2、以及控制电路18。另一方面，受电装置3具有谐振电路20、线圈24、整流平滑电路25、负载电路28、电压检测电路29、恒定电压判定电路30、以及发送器33，其中，谐振电路20具有接收线圈21、谐振电容器22以及线圈23。
首先，对送电装置2进行说明。
电力供给电路10将具有可调节的开关频率以及可调节的电压的交流电力向发送线圈14供给。为此，电力供给电路10具有电源11、功率因数改善电路12、以及4个开关元件13-1～13-4。
电源11供给具有规定的脉动电压的电力。为此，电源11具有与商用的交流电源连接且用于对从该交流电源供给的交流电力进行整流的的全波整流电路。
功率因数改善电路12将从电源11输出的电力的电压转换为与控制电路18的控制相应的电压并输出。为此，功率因数改善电路12例如具有：线圈L以及二极管D，从电源11的正极侧端子依次串联连接；作为n沟道型MOSFET的开关元件SW，漏极端子连接到线圈L和二极管D之间，源极端子连接到电源11的负极侧端子；以及平滑电容器C，隔着二极管D与开关元件SW并联连接。此外，开关元件SW的栅极端子与栅极驱动器17-1连接。进一步，功率因数改善电路12具有在电源11的正极侧端子和负极侧端子之间串联连接的二个电阻R1、R2。该电阻R1、R2与平滑电容器C并联连接在二极管D和平滑电容器C之间。并且，电阻R1和电阻R2间的电压设为表示从二极管D输出的电压，由控制电路18进行测定。
栅极驱动器17-1基于由控制电路18指示的占空比，对开关元件SW的导通(ON)/关断(OFF)进行控制，以使从二极管D输出的电流波形的轨迹与从电源11供给的电压的轨迹一致，从而功率因数改善电路12执行功率因数改善动作。并且，开关元件SW成为导通的占空比越高，从二极管D输出的电压越高。
从二极管D输出的电压由平滑电容器C进行平滑化，被经由4个开关元件13-1～13-4向发送线圈14供给。
另外，功率因数改善电路12不限于上述结构，也可以具有根据控制电路18的控制而能够对输出电压进行调整的其他结构。
4个开关元件13-1～13-4例如能够设为n沟道型MOSFET。并且，4个开关元件13-1～13-4之中，开关元件13-1和开关元件13-2经由功率因数改善电路12串联连接在电源11的正极侧端子和负极侧端子之间。此外，在本实施方式中，开关元件13-1连接到电源11的正极侧，另一方面，开关元件13-2连接到电源11的负极侧。并且，开关元件13-1的漏极端子经由功率因数改善电路12与电源11的正极侧端子连接，开关元件13-1的源极端子与开关元件13-2的漏极端子连接。此外，开关元件13-2的源极端子经由功率因数改善电路12与电源11的负极侧端子连接。进一步，开关元件13-1的源极端子、以及、开关元件13-2的漏极端子经由电容器15与发送线圈14的一端连接，开关元件13-2的源极端子经由开关元件13-4与发送线圈14的另一端连接。
同样，4个开关元件13-1～13-4之中，开关元件13-3和开关元件13-4与开关元件13-1及开关元件13-2并联连接，且经由功率因数改善电路12串联在电源11的正极侧端子和负极侧端子之间。此外，开关元件13-3连接到电源11的正极侧，另一方面，开关元件13-4连接到电源11的负极侧。并且，开关元件13-3的漏极端子经由功率因数改善电路12与电源11的正极侧端子连接，开关元件13-3的源极端子与开关元件13-4的漏极端子连接。此外，开关元件13-4的源极端子经由功率因数改善电路12与电源11的负极侧端子连接。进一步，开关元件13-3的源极端子、以及开关元件13-4的漏极端子连接到发送线圈14的另一端。
此外，各开关元件13-1～13-4的栅极端子经由栅极驱动器17-2与控制电路18连接。进一步，也可以是，就各开关元件13-1～13-4的栅极端子而言，为了保证该开关元件在被施加变为导通的电压时变为导通，而分别经由电阻与本元件的源极端子连接。并且，各开关元件13-1～13-4可以根据控制电路18的控制信号而在能够调整的开关频率下切换导通/关断。在本实施方式中，对开关元件13-1和开关元件13-4的组、以及开关元件13-2和开关元件13-3的组交替地切换导通/关断，以使在开关元件13-1和开关元件13-4成为导通的期间，开关元件13-2和开关元件13-3成为关断，反之，在开关元件13-2和开关元件13-3成为导通的期间，开关元件13-1和开关元件13-4成为关断。由此，从电源11经由功率因数改善电路12供给的直流电力被转换为具有各开关元件的开关频率的交流电力，并被供给到发送线圈14。
并且，发送线圈14将从电力供给电路10供给的交流电力经由空间向受电装置3的谐振电路20传输。
电容器15与发送线圈14串联连接，将流过发送线圈14的直流阻断。另外，优选对电容器15的静电容量进行设定，以使发送线圈14和电容器15的谐振频率小于受电装置3的谐振电路20的谐振频率以及开关频率可以被调整的频率范围的下限频率，而使在开关频率可被调整的频率范围内发送线圈14和电容器15不会作为谐振电路进行动作。
接收器16每当从受电装置3的发送器33接收无线信号时，从该无线信号中取出表示非接触供电装置1是否正在进行恒定电压输出动作的判定信息，并向控制电路18输出。为此，接收器16例如具有遵照规定的无线通信标准来接收无线信号的天线、以及对该无线信号进行解调的通信电路。另外，规定的无线通信标准例如能够设为ISO/IEC 15693、ZigBee(紫蜂(注册商标))、或者Bluetooth(蓝牙(注册商标))。
栅极驱动器17-1从控制电路18接收对功率因数改善电路12的开关元件SW的导通/关断进行切换的控制信号，根据该控制信号使对开关元件SW的栅极端子施加的电压发生变化。即，栅极驱动器17-1若收到使开关元件SW导通的控制信号，则对开关元件SW的栅极端子施加可使开关元件SW变为导通的相对较高的电压。另一方面，栅极驱动器17-1若收到使开关元件SW关断的控制信号，则对开关元件SW的栅极端子施加用于使开关元件SW变为关断的相对较低的电压。由此，栅极驱动器17-1在由控制电路18指示的时机，切换功率因数改善电路12的开关元件SW的导通/关断。
栅极驱动器17-2从控制电路18接收对各开关元件13-1～13-4的导通/关断进行切换的控制信号，并根据该控制信号，使对各开关元件13-1～13-4的栅极端子施加的电压发生变化。即，栅极驱动器17-2若收到使开关元件13-1以及开关元件13-4导通的控制信号，则对开关元件13-1的栅极端子以及开关元件13-4的栅极端子施加可使开关元件13-1以及开关元件13-4变为导通的相对较高的电压。由此，来自电源11的电流经由开关元件13-1、发送线圈14以及开关元件13-4流动。另一方面，在栅极驱动器17-2收到用于使开关元件13-1以及开关元件13-4设为关断的控制信号时，对开关元件13-1的栅极端子以及开关元件13-4的栅极端子施加可使开关元件13-1以及开关元件13-4变为关断从而来自电源11的电流不流过开关元件13-1以及开关元件
13-4的、相对较低的电压。栅极驱动器17-2对开关元件13-2以及开关元件13-3也是同样控制对栅极端子施加的电压。因此，在开关元件13-1以及开关元件13-4变为关断且开关元件13-2以及开关元件13-3变为导通时，来自电源11的电流经由开关元件13-3、发送线圈14以及开关元件13-2流动。
控制电路18例如具有非易失性的存储器电路以及易失性的存储器电路、运算电路、以及用于与其他电路连接的接口电路。并且，控制电路18每当从接收器16收到判定信息时，根据该判定信息，控制从电力供给电路10供给到发送线圈14的交流电力的开关频率以及电压。
为此，在本实施方式中，控制电路18控制各开关元件13-1～13-4，以使开关元件13-1及开关元件13-4的组和开关元件13-2及开关元件13-3的组交替地变为导通，且在与开关频率对应的1个周期内开关元件13-1及开关元件13-4的组成为导通的期间和开关元件13-2及开关元件13-3的组成为导通的期间相等。另外，控制电路18为了防止开关元件13-1及开关元件13-4的组和开关元件13-2及开关元件13-3的组同时变为导通而使电源11短路的情况，可以在对开关元件13-1及开关元件13-4的组和开关元件13-2及开关元件13-3的组的导通/关断进行切换时设置双方的开关元件的组均成为关断的死区时间(dead time)。
此外，控制电路18参照参照表，选择与开关频率相应的占空比，该参照表表示，开关频率和在该开关频率下引起恒定电压输出的向发送线圈14施加的施加电压所对应的、功率因数改善电路12的开关元件SW的导通/关断控制的占空比之间的关系。并且，控制电路18根据该占空比、以及来自功率因数改善电路12的二极管D的输出电压的变化，决定对开关元件SW的导通/关断进行切换的时机，将表示该时机的控制信号向栅极驱动器17-1输出。
进一步，在接收器16无法接收来自受电装置3的无线信号的情况下，设想受电装置3不在能够从送电装置2接受电力供给的位置、即送电装置2处于待机状态。因此，在该情况下，控制电路18也可以将开关元件SW的导通/关断控制的占空比设为能够设定的最小值。或者，也可以是，控制电路18在所谓突发模式下对电力供给电路10进行控制，即，反复进行诸如在较短的一定期间(例如，几秒左右)将开关元件SW的导通/关断控制的占空比设为预先设定的值而使电力供给电路10动作、之后在较长的期间(例如，几分钟左右)将各开关元件保持为关断而停止从电力供给电路10向发送线圈14的电力供给。由此，由于在送电装置2成为待机状态的期间，对发送线圈14施加的电压也成为能够设定的最小值，所以能量的损失受到抑制。
另外，控制电路18进行的、向开关频率以及发送线圈14施加的电压的控制的细节将后述。
接着，对受电装置3进行说明。
谐振电路20是串联连接的接收线圈21及线圈23与谐振电容器22并联连接的LC谐振电路。并且，谐振电路20所具有的接收线圈21的一端经由线圈23连接到谐振电容器22的一端，并且经由线圈24连接到整流平滑电路25的一个输入端子。此外，接收线圈21的另一端连接到谐振电容器22的另一端，并且连接到整流平滑电路25的另一个输入端子。
接收线圈21通过与流过送电装置2的发送线圈14的交流电流谐振，从发送线圈14接收电力。并且，接收线圈21经由线圈23、谐振电容器22以及线圈24将接收到的电力向整流平滑电路25输出。另外，接收线圈21的匝数和送电装置2的发送线圈14的匝数可以相同，或者也可以不同。
谐振电容器22其一端经由线圈23连接到接收线圈21的一端，并且与线圈24连接，另一端与接收线圈21的另一端以及整流平滑电路25连接。并且，谐振电容器22将接收线圈21接收到的电力经由线圈24向整流平滑电路25输出。
线圈23连接到接收线圈21的一端和谐振电容器22的一端之间。并且，线圈23与接收线圈21及谐振电容器22一起构成LC谐振电路。此外，线圈23不同于接收线圈21，设置为即使在从送电装置2向受电装置3进行电力传输的期间也不会与发送线圈14耦合。因此，谐振电路20的谐振频率fr2可以用下式表示。
【式4】
Figure GDA0004044964970000131
Lr2＝L2(1-k)(1+k)
这里，Cp是谐振电容器22的静电容量，L2是接收线圈21的电感。Lr2是将发送线圈14短路时的接收线圈21的电感，k是发送线圈14和接收线圈21的耦合度。此外，L3是线圈23的电感。从(4)式显然可知，与没有线圈23的情况(即，L3＝0)相比，耦合度k变化时的谐振电路20的谐振频率fr2的变动受到抑制。由于电感L3越大，谐振频率的变化越小，所以开关频率的调整范围也变窄。另一方面，电感L3越大，输出电力的增益越降低。因此，关于对发送线圈14供给的交流电力的开关频率，根据能够设定的调整范围来设定线圈23的电感L3。例如，在该调整范围为大致80kHz～大致90kHz的情况下，优选线圈23的电感L3被设定为大于将发送线圈14短路时的接收线圈21的电感Lr2、且小于该电感Lr2的3倍。但是，线圈23的电感L3不限定于本例。
线圈24连接到谐振电路20和整流平滑电路25之间。在本实施方式中，线圈24其一端与谐振电路20的线圈23以及谐振电容器22连接且另一端与整流平滑电路25连接，以使成为与接收线圈21及线圈23串联。并且，线圈24将来自谐振电路20的电力向整流平滑电路25输出。另外，通过设置该线圈24，与SPL方式同样，接受的电力的高次谐波分量被抑制。
整流平滑电路25是整流电路的一例，具有含有桥式连接的4个二极管的全波整流电路26以及平滑电容器27，对由谐振电路20接收且经由线圈24收到的电力进行整流且进行平滑化，从而转换为直流电力。并且，整流平滑电路25将该直流电力输出给负载电路28。
电压检测电路29按规定的周期对整流平滑电路25的两端子间的输出电压进行测定。由于整流平滑电路25的两端子间的输出电压与谐振电路20的输出电压一对一对应，所以整流平滑电路25的两端子间的输出电压的测定值间接地作为谐振电路20的输出电压的测定值。电压检测电路29例如能够设为能对直流电压进行检测的公知的各种各样的电压检测电路中的任一种。并且，电压检测电路29将表示该输出电压的测定值的电压检测信号向恒定电压判定电路30输出。
恒定电压判定电路30基于从电压检测电路29收到的输出电压的测定值，判定非接触供电装置1是否正在进行恒定电压输出动作、以及输出电压的测定值是否被包含于正进行恒定电压输出动作时的电压的允许范围内。并且，恒定电压判定电路30将该判定结果向发送器33通知。为此，恒定电压判定电路30例如具有：存储器电路，存储电压的允许范围；以及判定电路31，具有对输出电压的测定值和电压的允许范围进行比较的运算电路。
进一步，恒定电压判定电路30具有连接到整流平滑电路25和负载电路28之间的、诸如MOSFET这样的开关元件32。该开关元件32在变为关断时使电流不从整流平滑电路25流向负载电路28(即，Rac＝∞)，另一方面，该开关元件32在变为导通时使电流从整流平滑电路25流向负载电路28。并且，恒定电压判定电路30的判定电路31在输出电压的测定值脱离电压的允许范围的期间以规定的周期对开关元件32的导通/关断进行切换。由此，与整流平滑电路25连接的、包含负载电路28的电路整体的电阻值以该规定的周期而变化。因此，判定电路31通过一边对开关元件32的导通/关断进行切换，一边判定输出电压的测定值是否成为大致恒定，能够判定非接触供电装置1是否正在进行恒定电压输出动作。因此，判定电路31在即使以规定的周期对开关元件32的导通/关断进行切换，输出电压的测定值也成为大致恒定的期间，将非接触供电装置1正在进行恒定电压输出动作的情况向发送器33通知。
此外，判定电路31在输出电压的测定值表示在比规定的周期长的一定期间内非接触供电装置1正在进行恒定电压输出动作的情况下，停止开关元件32的导通/关断的切换，维持成为导通的状态。并且，判定电路31判定输出电压的测定值是否被包含于电压的允许范围内，并将该判定结果向发送器33通知。
此时，判定电路31在输出电压的测定值在比规定的周期长的一定期间内被包含于电压的允许范围内的情况下，将表示非接触供电装置1正在进行恒定电压输出动作、且输出电压的测定值是电压的允许范围内的判定结果向发送器33通知。
另外，根据变形例，恒定电压判定电路30也可以具有与负载电路28并联连接于整流平滑电路25的电阻。在该情况下，开关元件32也可以设置为与该电阻串联且与负载电路28并联。在该情况下，在输出电压的测定值被包含于电压的允许范围内的期间，判定电路31使开关元件32关断。另一方面，若输出电压的测定值脱离电压的允许范围，则与上述的实施方式同样，判定电路31以规定的周期对开关元件32的导通/关断进行切换即可。根据该变形例，即使在非接触供电装置1没有进行恒定电压输出动作的情况下，也会继续向负载电路28的供给电力。
进一步，根据其他变形例，也可以与上述电阻并联、且与负载电路28串联地设置诸如MOSFET这样的第二开关元件。在该情况下，在输出电压的测定值被包含于电压的允许范围内的期间，判定电路31使第二开关元件导通，从而能够进行向负载电路28的电力供给。另一方面，若输出电压的测定值脱离电压的允许范围，则判定电路31也可以使第二开关元件关断，从而停止向负载电路28的电力供给。由此，在送电装置2中开关频率被调整的期间，即使接受的电力的电压变得过高，也可以防止该过高的电压被施加到负载电路28的情况。
发送器33按规定的发送周期根据从恒定电压判定电路30的判定电路31收到的判定结果生成包含判定信息的无线信号，并将该无线信号向送电装置2的接收器16发送，其中该判定信息表示非接触供电装置1是否正在进行恒定电压输出动作、以及输出电压的测定值是否被包含于电压的允许范围内。为此，发送器33例如具有遵照规定的无线通信标准而生成无线信号的通信电路、以及输出该无线信号的天线。另外，规定的无线通信标准能够与接收器16同样设为例如ISO/IEC 15693、ZigBee(紫蜂(注册商标))、或者Bluetooth(蓝牙(注册商标))。
以下，对非接触供电装置1的动作的细节进行说明。
在本实施方式中，送电装置2的控制电路18基于从接收器16收到的判定信息，对从电力供给电路10供给到发送线圈14的交流电力的开关频率以及电压进行控制，以使非接触供电装置1继续进行恒定电压输出动作。
图5是本实施方式的非接触供电装置1的等效电路图。在该等效电路500中，设送电装置2的发送线圈14与受电装置3的谐振电路20的接收线圈21耦合而形成n:1的理想变压器。Cr1是与发送线圈14串联连接的电容器15的静电容量。Lr以及Lm是发送线圈14的漏电感以及励磁电感。另外，若发送线圈14的电感Lp等于(Lm+Lr)且将发送线圈14和接收线圈21间的耦合度设为k，则Lr＝(1-k)Lp、Lm＝kLp。此外，Ri是送电侧的绕线电阻值，Ris是受电侧的绕线电阻值。Cp是谐振电路20的谐振电容器22的静电容量。L1是谐振电路20中包含的、与接收线圈21串联连接的线圈23的电感。此外，L2是连接到谐振电路20和整流平滑电路25间的线圈24的电感。并且Ro是负载电路28的电阻值(交流等效电阻值Rac＝(8/π2)×Ro)。
基于等效电路500，非接触供电装置1的F矩阵Fp(s,k,Rac)可以用下式表示。
【式5】
Figure GDA0004044964970000161
因此，与(2)式同样，非接触供电装置1的输出增益Gp(s,k,Rac)可以用下式表示。
【式6】
Figure GDA0004044964970000162
这里，Vin是向送电侧的谐振电路供给的交流电力的电压(振幅)，Fp(s,k,Rac)0,0表示(5)式所表示的F矩阵中的左上方的元素。
图6是表示基于(6)式计算的、非接触供电装置1的输出电压的频率特性的仿真结果的一例的图。在图6中，横轴表示频率，纵轴表示输出电压。曲线601表示耦合度k＝0.15、将负载电路28的交流等效电阻值设为Rac时的输出电压的频率特性。此外，曲线602表示耦合度k＝0.15、将负载电路28的交流等效电阻值设为(10*Rac)时的输出电压的频率特性。此外，曲线603表示耦合度k＝0.3、将负载电路28的交流等效电阻值设为Rac时的输出电压的频率特性。此外，曲线604表示耦合度k＝0.3、将负载电路28的交流等效电阻值设为(10*Rac)时的输出电压的频率特性。进一步，曲线605表示耦合度k＝0.6、将负载电路28的交流等效电阻值设为Rac时的输出电压的频率特性。此外，曲线606表示耦合度k＝0.6、将负载电路28的交流等效电阻值设为(10*Rac)时的输出电压的频率特性。另外，在该仿真中，设Lp＝174μH，Cr1＝2μF，Cp＝10nF，L1＝350μH，L2＝1300μH，Ri＝Ris＝0.3Ω，n＝1，Ro＝150Ω，Vin＝800V。
在图6中，由于发送线圈14没有发生谐振，所以在图6所示的频率的范围中，与图2相比，在低频率侧不存在输出电压的极值。但是，即使是在该情况下，针对每个耦合度也存在如下的频率和输出电压的组合(图中点611～613这3组)，使得在耦合度k不变化的条件下，即使负载电路的交流等效电阻值变化，输出电压也成为大致恒定(即，成为恒定电压输出)也按。因此可知，即使将具有发送线圈14不会发生谐振的开关频率的交流电力施加到发送线圈14，也能够使非接触供电装置1相对于负载电路28的电阻值的变化进行恒定电压输出动作。
进一步，如点611～613所示，虽然关于负载电路28的电阻值的变动而成为恒定电压输出时的输出电压根据耦合度而彼此不同，但是通过调节对发送线圈14施加的电压，能够将该输出电压之差设为不依赖于耦合度的大致恒定的输出电压。
图7是表示在图6所示的仿真中根据耦合度使对发送线圈14施加的电压发生变化时的、输出电压的频率特性的仿真结果的一例的图。在图7中，横轴表示频率，纵轴表示输出电压。曲线701表示耦合度k＝0.15、将负载电路28的交流等效电阻值设为Rac、将对发送线圈14施加的电压设为Vin时的输出电压的频率特性。此外，曲线702表示耦合度k＝0.15、将负载电路28的交流等效电阻值设为(10*Rac)、将对发送线圈14施加的电压设为Vin时的输出电压的频率特性。此外，曲线703表示耦合度k＝0.3、将负载电路28的交流等效电阻值设为Rac、将对发送线圈14施加的电压设为(0.49*Vin)时的输出电压的频率特性。此外，曲线704表示耦合度k＝0.3、将负载电路28的交流等效电阻值设为(10*Rac)、将对发送线圈14施加的电压设为(0.49*Vin)时的输出电压的频率特性。进一步，曲线705表示耦合度k＝0.6、将负载电路28的交流等效电阻值设为Rac、将对发送线圈14施加的电压设为(0.22*Vin)时的输出电压的频率特性。此外，曲线706表示耦合度k＝0.6、将负载电路28的交流等效电阻值设为(10*Rac)、将对发送线圈14施加的电压设为(0.22*Vin)时的输出电压的频率特性。
对应于图6所示的点611～613的、频率和输出电压的组合成为点711～713这3组，在点711～713，在耦合度k无变化的条件下，即使负载电路28的交流等效电阻值变化，输出电压也成为大致恒定(即，成为恒定电压输出)的。并且，点711～713各自的输出电压彼此大致相等。
根据以上可知，即使负载电路28的电阻值以及耦合度中的任一方变动，也可通过适当地调节对发送线圈14施加的交流电力的开关频率以及电压，将输出电压保持为大致恒定。
进一步，在从相当于点711的频率f1起至相当于点713的频率f2为止的频率区域，与图2所示的从相当于点214的频率f3起至相当于点216的频率f4为止的频率区域相比大幅度地变窄。根据该情况可知，使非接触供电装置1进行恒定电压输出动作时的频率的调整范围，能够比使基于SPL方式的非接触供电装置在送电侧的谐振电路不会发生谐振的频率下进行恒定电压输出动作时的频率的调整范围更窄。
根据以上，控制电路18为了实现恒定电压输出动作而以下述方式控制对发送线圈14施加的交流电力的开关频率以及电压。
在从受电装置3经由接收器16收到的无线信号中包含的判定信息中示出非接触供电装置1没有进行恒定电压输出动作的情况下，控制电路18使交流电力的开关频率在规定的频率区域内发生变化。规定的频率区域例如能够设为如下的频率区域，即，以在进行从送电装置2向受电装置3的供电的情况下的、在发送线圈14和接收线圈21间的设想的耦合度的最小值下成为恒定电压输出的频率作为下限，以在发送线圈14和接收线圈21间的设想的耦合度的最大值下成为恒定电压输出的频率作为上限。
控制电路18在使开关频率变化时，可以从规定的频率区域的下限起到上限为止依次提高开关频率，或者也可以反过来从规定的频率区域的上限起到下限为止依次降低开关频率。此时，优选控制电路18以在比恒定电压判定电路30的判定电路31对开关元件32的导通和关断进行切换的周期更长的期间内保持同一开关频率的方式，使开关频率阶梯状地变化，以使得受电装置3的恒定电压判定电路30能够调查输出电压是否成为大致恒定。
另外，优选控制电路18在对开关频率进行调整的期间使对发送线圈14施加的电压降低到下限的电压。由此，抑制对受电装置3供给的电力的电压变得过高。
若从受电装置3经由接收器16收到的无线信号中包含的判定信息中示出虽然输出电压的测定值不被包含于电压的允许范围内但是即使负载电路28的电阻发生变化也成为大致恒定、即正在进行恒定电压输出动作的情况，则控制电路18在之后将开关频率保持为恒定。并且，接着，控制电路18参照表示开关频率和在该开关频率下不依赖于耦合度而成为恒定的电压输出的、功率因数改善电路12的开关元件SW的导通/关断控制的占空比之间的关系的参照表，决定该占空比。并且，控制电路18对栅极驱动器17-1进行控制，以基于该占空比对功率因数改善电路12的开关元件SW的导通/关断进行切换。由此，对施加于发送线圈14的电压进行调整，以使来自谐振电路20的输出电压被包含于电压的允许范围内，即不依赖于耦合度而输出恒定的电压。并且，若在从受电装置3经由接收器16收到的无线信号中包含的判定信息中示出输出电压的测定值被包含于电压的允许范围内，则控制电路18将对发送线圈14供给的交流电力的开关频率以及电压保持为恒定。
另外，也可以取代参照上述参照表来决定占空比，而是控制电路18使占空比逐渐变化，直到在从受电装置3经由接收器16收到的无线信号中包含的判定信息中示出输出电压的测定值被包含于电压的允许范围内为止。
此外，为了提高能量传输效率，优选送电装置2的电力供给电路10以及发送线圈14继续进行软开关(感性)动作。为了使电力供给电路10以及发送线圈14进行软开关动作，优选流过发送线圈14的电流的相位比所施加的电压的相位延迟。由此，例如，由于在开关元件13-1以及开关元件13-4变为导通时，电流从开关元件13-1的源极端子向漏极端子流动，所以电力供给电路10以及发送线圈14进行软开关动作，从而抑制开关损耗的发生。
图8是表示本实施方式的非接触供电装置1中的、对发送线圈14施加的交流电力的电流的相位相对于电压的相位的延迟的频率特性的图。在图8中，横轴表示频率，纵轴表示相位。另外，在本图中，示出在相位具有正值的情况下电流的相位相对于电压的相位延迟的情况。曲线801表示耦合度k＝0.15、将负载电路28的交流等效电阻值设为Rac时的相位的延迟的频率特性。此外，曲线802表示耦合度k＝0.15、将负载电路28的交流等效电阻值设为(10*Rac)时的相位的延迟的频率特性。此外，曲线803表示耦合度k＝0.3、将负载电路28的交流等效电阻值设为Rac时的相位的延迟的频率特性。此外，曲线804表示耦合度k＝0.3、将负载电路28的交流等效电阻值设为(10*Rac)时的相位的延迟的频率特性。进一步，曲线805表示耦合度k＝0.6、将负载电路28的交流等效电阻值设为Rac时的相位的延迟的频率特性。此外，曲线806表示耦合度k＝0.6、将负载电路28的交流等效电阻值设为(10*Rac)时的相位的延迟的频率特性。
如曲线801～806所示可知，在包含与图7所示的点711～713对应的频率的频率区域中，即，在使非接触供电装置1进行恒定电压输出动作的频率区域中，不依赖于耦合度，相位的延迟始终具有正值。因此可知，本实施方式的非接触供电装置1能够使电力供给电路10以及发送线圈14进行软开关动作。
如以上所说明的，该非接触供电装置通过在受电装置的谐振电路中设置与接收线圈串联连接且即使在进行电力传输时也不会与发送线圈耦合的线圈，抑制因发送线圈和接收线圈间的耦合度的变化造成的该谐振电路的谐振频率的变化。由此，该非接触供电装置能够使在耦合度不恒定的环境下进行恒定电压输出动作的情况下供给到发送线圈的交流电力的开关频率的调整范围收窄。此外，该非接触供电装置通过对送电装置的发送线圈供给具有发送线圈不会发生谐振的开关频率的交流电力，从而即使在耦合度降低的情况下，也使输入阻抗具有一定程度的大小，抑制流过发送线圈的电流的增加。因此，该非接触供电装置即使在发送线圈和接收线圈间的耦合度低的情况下也能够抑制能量的损失。此外，该非接触供电装置监视受电装置的谐振电路的输出电压，根据该输出电压，控制对发送线圈施加的交流电力的开关频率以及电压。由此，即使在发送线圈和接收线圈间的耦合度变化或者负载电路的电阻值变化的情况下，该非接触供电装置也能够进行恒定电压输出动作。
根据变形例，也可以是，在受电装置3的谐振电路20中，即使在进行电力传输时也不会与发送线圈14耦合的线圈23与谐振电容器22串联且与接收线圈21并联连接。
图9是表示该变形例的非接触供电装置的等效电路图。图9所示的等效电路900与图5所示的等效电路500相比，其不同点在于，线圈23(相当于电感L1)与谐振电容器22(相当于静电容量Cp)串联连接、且与由发送线圈14和接收线圈21耦合构成的理想变压器并联的方面。该变形例的非接触供电装置的F矩阵Fp2(s,k,Rac)可以用下式表示。
【式7】
Figure GDA0004044964970000201
因此，与(2)式同样，非接触供电装置1的输出增益Gp2(s,k,Rac)可以用下式表示。
【式8】
Figure GDA0004044964970000211
这里，Vin是对送电侧的谐振电路供给的交流电力的电压(振幅)，Fp2(s,k,Rac)0,0表示(7)式所表示的F矩阵中的左上方的元素。
图10是表示基于(8)式计算、且根据耦合度使在对发送线圈14施加的电压变化时的、该变形例的非接触供电装置的输出电压的频率特性的仿真结果的一例的图。在图10中，横轴表示频率，纵轴表示输出电压。曲线1001表示耦合度k＝0.15、将负载电路28的交流等效电阻值设为Rac、将对发送线圈14施加的电压设为Vin时的输出电压的频率特性。此外，曲线1002表示耦合度k＝0.15、将负载电路28的交流等效电阻值设为(10*Rac)、将对发送线圈14施加的电压设为Vin时的输出电压的频率特性。此外，曲线1003表示耦合度k＝0.3、将负载电路28的交流等效电阻值设为Rac、将对发送线圈14施加的电压设为(0.48*Vin)时的输出电压的频率特性。此外，曲线1004表示耦合度k＝0.3、将负载电路28的交流等效电阻值设为(10*Rac)、将对发送线圈14施加的电压设为(0.48*Vin)时的输出电压的频率特性。进一步，曲线1005表示耦合度k＝0.6、将负载电路28的交流等效电阻值设为Rac、将对发送线圈14施加的电压设为(0.17*Vin)时的输出电压的频率特性。此外，曲线1006表示耦合度k＝0.6、将负载电路28的交流等效电阻值设为(10*Rac)、将对发送线圈14施加的电压设为(0.17*Vin)时的输出电压的频率特性。另外，在该仿真中，设Lp＝174μH，Cr1＝2μF，Cp＝10nF，L1＝260μH，L2＝430μH，Ri＝Ris＝0.3Ω，n＝1，Ro＝150Ω，Vin＝800V。
如图10所示，在该变形例中，针对每个耦合度(图中的点1011～1013这3组)存在如下的频率和输出电压的组合，使得在耦合度k不变化的条件下，即使负载电路28的交流等效电阻值变化，输出电压也成为大致恒定。此外，该变形例中的、从与点1011对应的频率f1'起至与点1013对应的频率f2'为止的范围与图7所示的、从与点711对应的频率f1起至与点713对应的频率f2为止的范围大致相等。因此，该变形例的非接触供电装置也是即使耦合度不恒定也能够进行恒定电压输出动作，并且能够将对发送线圈14供给的交流电力的频率的调整范围收窄。此时，在该变形例中，从用于图7的仿真的各电路元件的参数值和用于图10的仿真的各电路元件的参数值可知，由于将频率的调整范围设定为同程度，所以与上述的实施方式相比，能够降低线圈23以及线圈24各自的电感。
此外，根据其他变形例，也可以是，取代在受电装置3的谐振电路20中设置不与发送线圈14耦合的线圈，而是在送电装置2中设置与发送线圈14串联连接、且即使在进行电力传输时也不会与接收线圈21耦合的线圈。
图11是该变形例的非接触供电装置的等效电路图。图11所示的等效电路1100与图5所示的等效电路500相比，其不同点在于，相当于电感L1的、即使在进行电力传输时也不会与接收线圈21耦合的线圈设置为与发送线圈14串联连接的方面。
在该情况下，谐振电路20的谐振频率fr2可以用下式表示。
【式9】
Figure GDA0004044964970000221
Lr2＝L2(1-k)(1+k)
这里，Cp是谐振电容器22的静电容量，L2是接收线圈21的电感。Lr2是将发送线圈14短路时的接收线圈21的电感，k是发送线圈14和接收线圈21的耦合度。此外，L3是与发送线圈14串联连接的线圈的电感。由于耦合度k始终为0以上且1以下，所以与不存在与发送线圈14串联连接的线圈的情况(即，L3＝0)相比，在(9)式中耦合度k越大，右边的分母变得越大，其结果是，抑制谐振频率fr2的上升。因此可知，抑制耦合度k变化时的谐振电路20的谐振频率fr2的变动。
图12是表示根据耦合度使对发送线圈14施加的电压变化时的、该变形例的非接触供电装置的输出电压的频率特性的仿真结果的一例的图。在图12中，横轴表示频率，纵轴表示输出电压。曲线1201表示耦合度k＝0.15、将负载电路28的交流等效电阻值设为Rac、将对发送线圈14施加的电压设为Vin时的输出电压的频率特性。此外，曲线1202表示耦合度k＝0.15、将负载电路28的交流等效电阻值设为(10*Rac)、将对发送线圈14施加的电压设为Vin时的输出电压的频率特性。此外，曲线1203表示耦合度k＝0.3、将负载电路28的交流等效电阻值设为Rac、将对发送线圈14施加的电压设为(0.48*Vin)时的输出电压的频率特性。此外，曲线1204表示耦合度k＝0.3、将负载电路28的交流等效电阻值设为(10*Rac)、将对发送线圈14施加的电压设为(0.48*Vin)时的输出电压的频率特性。进一步，曲线1205表示耦合度k＝0.6、将负载电路28的交流等效电阻值设为Rac、将对发送线圈14施加的电压设为(0.22*Vin)时的输出电压的频率特性。此外，曲线1206表示耦合度k＝0.6、将负载电路28的交流等效电阻值设为(10*Rac)、将对发送线圈14施加的电压设为(0.22*Vin)时的输出电压的频率特性。另外，在该仿真中，设Lp＝174μH，Cr1＝2μF，Cp＝25nF，L1＝240μH，L2＝1300μH，Ri＝Ris＝0.3Ω，n＝1，Ro＝150Ω，Vin＝800V。
在本例中，与上述的实施方式相比，虽然负载电路28的电阻变化导致的输出电压的变动变大，但是如点1211～点1213所示，针对每个耦合度，存在输出电压的变动被抑制的频率。此外，在本变形例中也是，与耦合度的变动相伴的、对发送线圈14供给的交流电力的开关频率的调整范围与上述的实施方式为同程度。
进一步，根据其他变形例，也可以是，在受电装置3的谐振电路20中设置即使在进行电力传输时也不会与发送线圈14耦合的线圈23，并且设置与送电装置2的发送线圈14串联连接的、即使在进行电力传输时也不会与接收线圈21耦合的线圈。
图13是该变形例的非接触供电装置的等效电路图。图13所示的等效电路1300与图9所示的受电装置3的谐振电路20中包含与谐振电容器22串联连接且不与发送线圈14耦合的线圈(相当于电感L1)的等效电路900相比，其不同点在于，相当于电感L3的、即使在进行电力传输时也不会与接收线圈21耦合的线圈设置为与发送线圈14串联连接的方面。
图14是表示在根据耦合度使对发送线圈14施加的电压发生变化时的、该变形例的非接触供电装置的输出电压的频率特性的仿真结果的一例的图。在图14中，横轴表示频率，纵轴表示输出电压。曲线1401表示耦合度k＝0.15、将负载电路28的交流等效电阻值设为Rac、将对发送线圈14施加的电压设为Vin时的输出电压的频率特性。此外，曲线1402表示耦合度k＝0.15、将负载电路28的交流等效电阻值设为(10*Rac)、将对发送线圈14施加的电压设为Vin时的输出电压的频率特性。此外，曲线1403表示耦合度k＝0.3、将负载电路28的交流等效电阻值设为Rac、将对发送线圈14施加的电压设为(0.48*Vin)时的输出电压的频率特性。此外，曲线1404表示耦合度k＝0.3、将负载电路28的交流等效电阻值设为(10*Rac)、将对发送线圈14施加的电压设为(0.48*Vin)时的输出电压的频率特性。进一步，曲线1405表示耦合度k＝0.6、将负载电路28的交流等效电阻值设为Rac、将对发送线圈14施加的电压设为(0.22*Vin)时的输出电压的频率特性。此外，曲线1406表示耦合度k＝0.6、将负载电路28的交流等效电阻值设为(10*Rac)、将对发送线圈14施加的电压设为(0.22*Vin)时的输出电压的频率特性。另外，在本仿真中，设Lp＝174μH，Cr1＝2μF，Cp＝9.2nF，L1＝260μH，L2＝1000μH，L3＝180μH，Ri＝Ris＝0.3Ω，n＝1，Ro＝150Ω，Vin＝800V。
在本变形例中也是，如点1411～点1413所示，针对每个耦合度，存在输出电压的变动被抑制的频率。进一步，在本变形例中，与耦合度的变动相伴的、从与点1411对应的频率f1”起至与点1413对应的频率f2”为止的、对发送线圈14供给的交流电力的开关频率的调整范围能够设为比上述的实施方式的开关频率的调整范围(图7所示的频率f1～f2)更窄。
另外，关于上述的各变形例也是，送电装置2的控制电路18与上述的实施方式同样基于接收到的判定信息，对从电力供给电路10供给到发送线圈14的交流电力的开关频率以及电压进行调整，从而即使在耦合度不恒定的情况下，也能够使非接触供电装置进行恒定电压输出动作。
此外，发明人得到了下述见解：在受电装置的负载电路的电阻值成为被预先设定的值的情况下，在上述的实施方式或者变形例的非接触供电装置进行恒定电压输出动作的频率下，该非接触供电装置的输入阻抗成为极小值。
图15是表示SPL方式的非接触供电装置的输出电压的频率特性和输入阻抗的频率特性的关系的一例的图。在图15的上侧的曲线中，横轴表示频率，纵轴表示输出电压。此外，在图15的下侧的曲线中，横轴表示频率，纵轴表示输入阻抗。另外，在该仿真中，使用了与图2所示的仿真所使用的各电路元件的参数的值相同的值。在上侧的曲线中，曲线1501(与图2的曲线203相同)表示耦合度k＝0.3、将负载电路27的交流等效电阻值设为Rac时的非接触供电装置1的输出电压的频率特性。此外，曲线1502(与图2的曲线204相同)表示耦合度k＝0.3、将负载电路27的交流等效电阻值设为(10*Rac)时的非接触供电装置1的输出电压的频率特性。此外，在下侧的曲线中，曲线1511表示耦合度k＝0.3、将负载电路27的交流等效电阻值设为Rac时的非接触供电装置1的输入阻抗的频率特性。进一步，曲线1512表示耦合度k＝0.3、将负载电路27的交流等效电阻值设为(100*Rac)时的非接触供电装置1的输入阻抗的频率特性。
如图15所示，在非接触供电装置1进行恒定电压输出动作的频率f0下，负载电路27的交流等效电阻值为Rac时的输入阻抗成为极小值。即，在频率f0下，流过发送线圈14的电流具有极大值。
因此，根据变形例，也可以是，送电装置的控制电路根据流过发送线圈的电流的频率特性，判定非接触供电装置是否正在进行恒定电压输出动作。
图16是该变形例的非接触供电装置的概略结构图。如图16所示，非接触供电装置41具有送电装置42、以及从送电装置42经由空间以非接触方式进行电力传输的受电装置43。送电装置42具有电力供给电路50、发送线圈54、电容器55、电流检测电路56、接收器57、栅极驱动器58、以及控制电路59。另一方面，受电装置43具有谐振电路60、线圈64、整流平滑电路65、负载电路68、电压检测电路69、恒定电压判定电路70、固定负载电路73、以及发送器74，其中，该谐振电路60具有接收线圈61、谐振电容器62及线圈63，该整流平滑电路65具有全波整流电路66和平滑电容器67。
非接触供电装置41与图4所示的非接触供电装置1相比，关于送电装置42的不同点在于，在电力供给电路50的结构的方面，具有电流检测电路56的方面、以及控制电路59进行的控制的一部分方面。此外，关于受电装置43的不同点在于，具有恒定负载电路73的方面。因此，以下，对上述不同点以及关联的部分进行说明。
电力供给电路50将具有可调节的开关频率以及可调节的电压的交流电力向发送线圈54供给。为此，电力供给电路50具有电压可变电源51、DC/DC转换器52、以及3个开关元件53-1～53-3。
电压可变电源51是供给直流电力、且该直流电力的电压能够通过控制电路59的控制进行调整的电源。另外，电压可变电源51也可以具有能够对所供给的电压进行调整的各种各样的电路结构中的任一种。在非接触供电装置41进行恒定电压输出动作的期间，从电压可变电源51供给的直流电力经由开关元件53-1以及53-2被转换为交流电力并供给至发送线圈54。另一方面，在进行用于使非接触供电装置41进行恒定电压输出动作的开关频率的调整的期间，从电压可变电源51供给的直流电力经由DC/DC转换器52以及开关元件53-3并供给至发送线圈54。
DC/DC转换器52的输入端子与电压可变电源51的正极侧端子连接，DC/DC转换器52的输出端子经由二极管D以及开关元件53-3与电容器55的一端连接。并且，DC/DC转换器52使从电压可变电源51供给的直流电力的电压降低为规定的电压(例如，5V)。
在进行用于使非接触供电装置41进行恒定电压输出动作的开关频率的调整的期间，从DC/DC转换器52输出的电压经由二极管D、开关元件53-3以及电容器55被供给至发送线圈54。
开关元件53-1～53-3能够分别设为例如n沟道型MOSFET。开关元件53-1和开关元件53-2串联连接在电压可变电源51的正极侧端子和负极侧端子之间。此外，开关元件53-1连接到电压可变电源51的正极侧，另一方面，开关元件53-2连接到电压可变电源51的负极侧。并且，开关元件53-1的漏极端子与电压可变电源51的正极侧端子连接，开关元件53-1的源极端子与开关元件53-2的漏极端子连接。此外，开关元件53-1的源极端子、以及开关元件53-2的漏极端子经由电容器55与发送线圈54的一端连接。进一步，开关元件53-2的源极端子与电压可变电源51的负极侧端子连接，并经由电流检测电路56与发送线圈54的另一端连接。
此外，开关元件53-3的漏极端子与DC/DC转换器52的输出端子连接，开关元件53-3的源极端子经由电容器55与发送线圈54的一端连接。并且，各开关元件的栅极端子与栅极驱动器58连接。
在非接触供电装置41正在进行恒定电压输出动作的期间，栅极驱动器58基于来自控制电路59的控制信号，将开关元件53-3保持为关断。此外，栅极驱动器58基于来自控制电路59的控制信号，在成为恒定电压输出动作的开关频率下交替地切换开关元件53-1和开关元件53-2的导通/关断。即，在开关元件53-1成为导通且开关元件53-2成为关断的情况下，伴随电力从电压可变电源51经由开关元件53-1供给至电容器55且电容器55被充电的情况，电流流向发送线圈54。另一方面，在开关元件53-1成为关断且开关元件53-2成为导通的情况下，电容器55放电，电流从电容器55流向发送线圈54。
此外，在进行用于使非接触供电装置41进行恒定电压输出动作的开关频率的调整的期间，栅极驱动器58基于来自控制电路59的控制信号，将开关元件53-1保持为关断，取而代之，基于来自控制电路59的控制信号，在开关频率下交替地切换开关元件53-3和开关元件53-2的导通/关断。
电容器55连接在发送线圈54和电力供给电路50之间。并且，电容器55根据各开关元件的开关频率下的导通/关断的切换而反复进行充电和放电，从而向发送线圈54供给具有开关频率的交流电力。另外，优选电容器55的静电容量被设定为，使得发送线圈54和电容器55的谐振频率小于受电装置43的谐振电路60的谐振频率以及开关频率被调整的频率范围的下限频率，以使在开关频率被调整的频率范围内发送线圈54和电容器55不会作为谐振电路进行动作。
电流检测电路56连接在发送线圈54和电力供给电路50之间，对流过发送线圈54的电流进行测定。并且，电流检测电路56将电流的测定值向控制电路59输出。另外，也可以是，电流检测电路56与串联连接于电流检测电路56的分流用电容器(未图示)一起，与电容器55并联连接到发送线圈54。在该情况下，电流检测电路56能够间接地对流过发送线圈54的电流进行测定。
此外，受电装置43的恒定电压判定电路70具有与上述的实施方式的判定电路30以及开关元件31同样的判定电路71以及开关元件72。
恒定电压判定电路70的判定电路71在电压检测电路69得到的、来自谐振电路60的输出电压的测定值被保持在电压的允许范围内的期间，即非接触供电装置40正在进行恒定电压输出动作的期间，使开关元件72导通，并将来自谐振电路60的输出电压经由整流平滑电路65向负载电路68供给。另一方面，在输出电压的测定值脱离电压的允许范围的期间，判定电路71使开关元件72关断，不向负载电路68供给来自谐振电路60的输出电压。
固定负载电路73与负载电路68并联连接于整流平滑电路65，在进行开关频率的调整的期间，将与负载电路68的成为基准的负载(例如，图15所示的仿真的Rac)大致相等的负载提供给受电装置43。为此，固定负载电路73具有电阻R1，该电阻R1与负载电路68并联连接于整流平滑电路65、且具有与负载电路68的成为基准的负载相应的电阻值。并且，电阻R1与诸如n沟道型MOSFET这样的开关元件SW1串联连接。并且，固定负载电路73具有在整流平滑电路65的两输出端子间从正极侧依次串联连接的电阻R2和诸如npn型的双极型晶体管(bipolar transistor)这样的开关元件SW2。此外，电阻R2和开关元件SW2与电阻R1并联连接。并且，开关元件SW1的栅极端子连接到电阻R2和开关元件SW2的一端(在本例中，集电极端子)之间。进一步，开关元件SW2的基极端子经由电阻R3以及反向偏置的齐纳二极管ZD而与整流平滑电路65的正极侧端子连接。
在非接触供电装置41正在进行恒定电压输出动作的期间，谐振电路60的输出电压比齐纳二极管ZD的击穿电压高，其结果是，向开关元件SW2的基极端子经由齐纳二极管ZD以及电阻R3供给电流，开关元件SW2变为导通。其结果是，对开关元件SW1的栅极端子施加的电压降低，开关元件SW1变为关断。因此，不会对电阻R1施加来自谐振电路60的输出电压。
另一方面，在进行用于使非接触供电装置41进行恒定电压输出动作的开关频率的调整的期间，由于从DC/DC转换器52向发送线圈54供给的电力的电压低，所以从送电装置42向受电装置43供给的电力也降低。因此，来自谐振电路60的输出电压也降低，变得比齐纳二极管ZD的击穿电压低。其结果是，开关元件SW2变为关断，与此相伴，对开关元件SW1的栅极端子施加的电压上升，开关元件SW1变为导通。因此，来自谐振电路60的输出电压被施加到电阻R1。其结果是，具有电阻R1的固定的负载被提供给受电装置43。
以下，说明该变形例的送电装置42的控制电路59的动作。控制电路59在非接触供电装置41正在进行恒定电压输出动作的期间与上述实施方式同样控制电力供给电路50的电压可变电源51，以使将具有与开关频率相应的电压的直流电压供给到发送线圈54，而使来自受电装置43的谐振电路60的输出电压的测定值处于规定的允许范围内。此外，控制电路59经由栅极驱动器58，将开关元件53-3保持为关断，并且在进行恒定电压输出动作的开关频率下，对开关元件53-1以及53-2的导通/关断进行切换。
另一方面，在从受电装置43经由接收器57收到的无线信号中包含的判定信息中示出非接触供电装置41没有进行恒定电压输出动作的情况下，控制电路59经由栅极驱动器58将开关元件53-1保持为关断，并且交替地切换开关元件53-3以及53-2的导通/关断，从而从DC/DC转换器52向发送线圈54供给电力。此外，控制电路59控制电压可变电源51，以使从DC/DC转换器52供给到发送线圈54的电压为规定值。由此，控制电路59使从送电装置42向受电装置43供给的电力降低到对受电装置43的固定负载电路73的电阻R1施加电压的程度。
并且，控制电路59一边使开关频率发生变化，一边监视电流检测电路56得到的流过发送线圈54的电流的测定值，检测该电流的测定值成为极大值的开关频率。流过发送线圈54的电流的测定值成为极大值的开关频率是图15所示的频率f0这样的、非接触供电装置41的输入阻抗成为极小值的频率、即非接触供电装置41进行恒定电压输出动作的频率。因此，控制电路59若检测到流过发送线圈54的电流的测定值成为极大值的开关频率，则在该开关频率下经由栅极驱动器58控制开关元件53-1以及53-2的导通/关断，以使来自电压可变电源51的电力被供给到发送线圈54。此外，控制电路59使开关元件53-3关断。由此，控制电路59能够使非接触供电装置41进行恒定电压输出动作。此外，如上述，控制电路59控制电力供给电路50的电压可变电源51，以将具有与开关频率相应的电压的直流电压供给到发送线圈54，而使来自受电装置43的谐振电路60的输出电压的测定值处于规定的允许范围内。
根据该变形例，送电装置的控制电路通过监视流过送电装置的发送线圈的电流，能够检测非接触供电装置进行恒定电压输出动作的开关频率。
另外，在图16所示的变形例中也是，与图9所示的变形例同样，也可以是，在受电装置43的谐振电路60中，即使在进行电力传输时也不会与发送线圈54耦合的线圈63与谐振电容器62串联连接且与接收线圈61并联连接。或者，也可以是，与图11或者图13所示的变形例同样，在受电装置43的谐振电路60中，与不与发送线圈54耦合的线圈一起，或者取代设置该线圈，在送电装置42中设置与发送线圈54串联连接、且即使在进行电力传输时也不会与接收线圈61耦合的线圈。在该情况下也是，送电装置的控制电路通过监视流过送电装置的发送线圈的电流，能够检测非接触供电装置进行恒定电压输出动作的开关频率。
根据该变形例，在送电装置中，对发送线圈供给交流电力的电力供给电路若是能够可变地调节开关频率以及对发送线圈施加的电压的电路，则也可以具有与上述的实施方式以及变形例不同的电路结构。
图17A以及图17B分别是变形例的电力供给电路的电路图。
图17A所示的电力供给电路110具有电源11、功率因数改善电路12、两个开关元件13-1及开关元件13-2、以及与发送线圈14串联连接的直流阻断用的电容器15。另外，在该变形例中也是，各开关元件能够设为例如n沟道型MOSFET。此外，功率因数改善电路12例如能够设为与上述的实施方式中的功率因数改善电路12相同。
在该变形例中，开关元件13-1和开关元件13-2串联地连接在电源11的正极侧端子和负极侧端子之间。此外，开关元件13-1连接到电源11的正极侧，另一方面，开关元件13-2连接到电源11的负极侧。并且，开关元件13-1的漏极端子经由功率因数改善电路12与电源11的正极侧端子连接，开关元件13-1的源极端子与开关元件13-2的漏极端子连接。此外，开关元件13-2的源极端子经由功率因数改善电路12与电源11的负极侧端子连接。进一步，开关元件13-1的源极端子、以及开关元件13-2的漏极端子连接到发送线圈14的一端，开关元件13-2的源极端子经由电容器15连接到发送线圈14的另一端。此外，各开关元件的栅极端子连接到栅极驱动器17-2。
在该变形例中，栅极驱动器17-2基于来自控制电路的控制信号而交替地切换开关元件13-1和开关元件13-2的导通/关断即可。即，在开关元件13-1成为导通、开关元件13-2成为关断的情况下，电流从电源11经由功率因数改善电路12以及开关元件13-1流向发送线圈14，电容器15被充电。另一方面，在开关元件13-1成为关断、开关元件13-2成为导通的情况下，电容器15放电，电流从电容器15经由发送线圈14以及开关元件13-2流动。因此，在该变形例中，控制电路根据从受电装置3接收到的判定信息，经由栅极驱动器17-2控制对开关元件13-1和开关元件13-2的导通/关断进行切换的开关频率即可。
图17B所示的电力供给电路120也是与电力供给电路110同样具有电源11、功率因数改善电路12、两个开关元件13-1及开关元件13-2、以及与发送线圈14串联连接的电容器15。但是，在电力供给电路120中，与电力供给电路110相比，发送线圈14的一端经由功率因数改善电路12与电源11的正极侧端子连接，发送线圈14的另一端经由电容器15与开关元件13-1的源极端子、以及开关元件13-2的漏极端子连接。
在该变形例中也是，栅极驱动器17-2根据来自控制电路的控制信号而交替地切换开关元件13-1和开关元件13-2的导通/关断即可。
另外，关于图17A所示的电力供给电路110以及图17B所示的电力供给电路120，优选对电容器15的静电容量进行设定，以使发送线圈14和电容器15的谐振频率变得小于受电装置3的谐振电路20的谐振频率以及开关频率被调整的频率范围的下限频率，而使在开关频率被调整的频率范围内发送线圈14和电容器15不会作为谐振电路进行动作。
此外，在上述的实施方式或者图9、图11或者图13所示的变形例中，也可以省略与发送线圈14串联连接的直流阻断用的电容器15。
进一步，在图4所示的实施方式、以及、图9、图11、图17A以及图17B所示的变形例中，也可以取代电源和功率因数改善电路而如图16所示使用电压可变电源。反过来，在图16所示的变形例中，也可以取代电压可变电源而使用图4所示的实施方式中的电源和功率因数改善电路。进一步，在图16所示的变形例中，也可以构成电压可变电源51，以使将开关频率被调整的期间的具有规定的电压的电力供给到发送线圈54。在该情况下，也可以省略DC/DC转换器52以及开关元件53-3。
此外，在能够将送电装置2的接收器16和受电装置3的发送器33有线连接的情况下，接收器16以及发送器33分别具有能够对包含判定信息的信号进行有线通信的通信电路即可。
如上述，本领域技术人员在本发明的范围内能够与实施方式相匹配地进行各种各样的变更。
标号说明
1、41 非接触供电装置
2、42 送电装置
10、110、120 电力供给电路
11 电源
12 功率因数改善电路
51 电压可变电源
52 DC/DC转换器
13-1～13-4、53-1～53-3 开关元件
14、54 发送线圈
15、55 电容器
56 电流检测电路
16、57 接收器
17-1、17-2、58 栅极驱动器
18、59 控制电路
3、43 受电装置
20、60 谐振电路
21、61 接收线圈
22、62 谐振电容器
23、24、63、64 线圈
25、65 整流平滑电路
26、66 全波整流电路
27、67 平滑电容器
28、68 负载电路
29、69 电压检测电路
30、70 恒定电压判定电路
31、71 判定电路
32、72 开关元件
73 固定负载电路
33、74 发送器
111 交流电源

Claims (7)

1.一种非接触供电装置，具有送电装置、以及从所述送电装置以非接触方式进行电力传输的受电装置，其中，
所述受电装置具有：
谐振电路，具有接收来自所述送电装置的电力的接收线圈、与所述接收线圈并联连接的谐振电容器、以及与所述接收线圈串联或者并联连接的第一线圈；
整流电路，对从所述谐振电路输出的电力进行整流；
第二线圈，与所述接收线圈串联连接在所述谐振电路和所述整流电路之间；
电压检测电路，测定从所述整流电路输出的电力的输出电压来求该输出电压的测定值；
恒定电压判定电路，具有在与所述整流电路连接的负载电路和所述整流电路之间连接的开关元件，基于所述输出电压的测定值，判定所述非接触供电装置是否正在进行恒定电压输出动作、以及所述输出电压的测定值是否被包含于规定的电压的允许范围内；以及
发送器，将包含判定信息的信号向所述送电装置发送，所述判定信息表示所述非接触供电装置是否正在进行恒定电压输出动作、以及所述输出电压的测定值是否被包含于所述规定的电压的允许范围内，
所述送电装置具有：
发送线圈，向所述受电装置供给电力；
第三线圈，与所述发送线圈串联连接；
电力供给电路，对所述发送线圈供给交流电力，所述交流电力具有所述发送线圈不发生谐振的能够调整的开关频率，且具有能够调整的电压；
接收器，接收包含所述判定信息的信号；以及
控制电路，根据所述判定信息，控制从所述电力供给电路供给到所述发送线圈的所述交流电力的开关频率以及电压，
所述恒定电压判定电路通过一边对开关元件的导通和关断进行切换，一边判定输出电压的测定值是否成为恒定，来判定所述非接触供电装置是否正在进行所述恒定电压输出动作，
所述恒定电压输出动作是即使所述负载电路的电阻发生变化，所述输出电压也成为恒定的动作。
2.如权利要求1所述的非接触供电装置，其中，
所述第一线圈即使在从所述送电装置向所述受电装置进行电力传输的期间也不与所述发送线圈耦合。
3.如权利要求1所述的非接触供电装置，其中，
在所述判定信息表示所述非接触供电装置没有进行所述恒定电压输出动作的情况下，所述控制电路控制从所述电力供给电路供给到所述发送线圈的所述交流电力的开关频率，以使即使与所述受电装置的所述整流电路连接的所述负载电路的电阻发生变化，所述输出电压的测定值也不变化。
4.如权利要求3所述的非接触供电装置，其中，
在所述判定信息表示所述非接触供电装置正在进行所述恒定电压输出动作、且表示所述输出电压的测定值不被包含于所述规定的电压的允许范围内的情况下，所述控制电路控制从所述电力供给电路供给到所述发送线圈的所述交流电力的电压，以使所述输出电压的测定值被包含于所述规定的电压的允许范围内。
5.一种非接触供电装置，具有送电装置、以及从所述送电装置以非接触方式进行电力传输的受电装置，其中，
所述受电装置具有：
谐振电路，具有接收来自所述送电装置的电力的接收线圈、与所述接收线圈并联连接的谐振电容器、以及与所述接收线圈串联或者并联连接的第一线圈；
整流电路，对从所述谐振电路输出的电力进行整流；以及
第二线圈，与所述接收线圈串联连接在所述谐振电路和所述整流电路之间；
所述送电装置具有：
发送线圈，向所述受电装置供给电力；
第三线圈，与所述发送线圈串联连接；以及
电力供给电路，对所述发送线圈供给交流电力，所述交流电力具有所述发送线圈不发生谐振的能够调整的开关频率，且具有能够调整的电压，
所述电力供给电路能够对供给到所述发送线圈的交流电力的开关频率以及电压进行调整，
所述送电装置还具有：
电流检测电路，测定流过所述发送线圈的电流来求该电流的测定值；以及
控制电路，根据所述电流的测定值，控制从所述电力供给电路供给到所述发送线圈的所述交流电力的开关频率以及电压。
6.如权利要求5所述的非接触供电装置，其中，
所述控制电路一边使所述开关频率变化，一边监视所述电流的测定值，检测所述电流的测定值成为极大值的开关频率，控制所述电力供给电路以使具有所检测到的开关频率的交流电力被供给到所述发送线圈。
7.一种非接触供电装置，具有送电装置、以及从所述送电装置以非接触方式进行电力传输的受电装置，其中，
所述受电装置具有：
谐振电路，具有接收来自所述送电装置的电力的接收线圈、以及与所述接收线圈并联连接的谐振电容器；
整流电路，对从所述谐振电路输出的电力进行整流；
第一线圈，与所述接收线圈串联连接在所述谐振电路和所述整流电路之间；
电压检测电路，测定从所述整流电路输出的电力的输出电压来求该输出电压的测定值；
恒定电压判定电路，具有在与所述整流电路连接的负载电路和所述整流电路之间连接的开关元件，基于所述输出电压的测定值，判定所述非接触供电装置是否正在进行恒定电压输出动作、以及所述输出电压的测定值是否被包含于规定的电压的允许范围内；以及
发送器，将包含判定信息的信号向所述送电装置发送，所述判定信息表示所述非接触供电装置是否正在进行恒定电压输出动作、以及所述输出电压的测定值是否被包含于所述规定的电压的允许范围内，
所述送电装置具有：
发送线圈，向所述受电装置供给电力；
第二线圈，与所述发送线圈串联连接，即使在从所述送电装置向所述受电装置进行电力传输的期间也不与所述接收线圈耦合；
电力供给电路，对所述发送线圈供给交流电力，所述交流电力具有所述发送线圈不发生谐振的能够调整的开关频率，且具有能够调整的电压；
接收器，接收包含所述判定信息的信号；以及
控制电路，根据所述判定信息，控制从所述电力供给电路供给到所述发送线圈的所述交流电力的开关频率以及电压，
所述恒定电压判定电路通过一边对开关元件的导通和关断进行切换，一边判定输出电压的测定值是否成为恒定，来判定所述非接触供电装置是否正在进行所述恒定电压输出动作，
所述恒定电压输出动作是即使所述负载电路的电阻发生变化，所述输出电压也成为恒定的动作。
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6399244B1 (ja) * 2017-06-02 2018-10-03 オムロン株式会社 非接触給電装置及び異常停止方法
JP2021093420A (ja) * 2019-12-09 2021-06-17 三菱パワー株式会社 信号伝送回路

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102969802A (zh) * 2012-11-01 2013-03-13 重庆大学 电流型无线供电系统负载自适应控制方法
CN103329398A (zh) * 2011-01-26 2013-09-25 株式会社村田制作所 电力输送系统
JP2014171278A (ja) * 2013-03-01 2014-09-18 Nec Tokin Corp 非接触電力伝送システム
JP2015042051A (ja) * 2013-08-21 2015-03-02 トヨタ自動車株式会社 非接触電力伝送システム
US9561730B2 (en) * 2010-04-08 2017-02-07 Qualcomm Incorporated Wireless power transmission in electric vehicles
US10250065B2 (en) * 2017-01-26 2019-04-02 Dexin Electronic Ltd. Wireless charging circuit and charging board thereof

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2730506B2 (ja) * 1995-02-27 1998-03-25 日本電気株式会社 圧電トランスを用いたｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2792536B2 (ja) * 1995-09-26 1998-09-03 日本電気株式会社 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ
TW356618B (en) * 1997-01-16 1999-04-21 Nippon Electric Co AC/DC converter with a piezoelectric transformer
KR100853889B1 (ko) * 2005-07-29 2008-08-25 엘에스전선 주식회사 무 접점 충전 배터리 및 충전기, 이들을 포함하는 배터리충전 세트, 및 충전제어 방법
CN102165667B (zh) * 2008-09-26 2014-09-03 株式会社村田制作所 无接点充电系统
JP2010136464A (ja) 2008-12-02 2010-06-17 Casio Computer Co Ltd 電力伝送装置および電力伝送方法
JP5488722B2 (ja) * 2011-01-26 2014-05-14 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP5753906B2 (ja) * 2011-09-29 2015-07-22 株式会社日立パワーソリューションズ 充電制御装置および充電制御方法
US9761370B2 (en) * 2012-01-23 2017-09-12 United States Department Of Energy Dual side control for inductive power transfer
JP5696681B2 (ja) 2012-04-04 2015-04-08 株式会社Ihi 電力伝送システム並びにその送電装置及び受電装置
WO2014038379A1 (ja) 2012-09-07 2014-03-13 シャープ株式会社 ワイヤレス給電システム、およびワイヤレス受電装置
CN103746462B (zh) * 2013-07-11 2016-01-20 重庆米亚车辆技术有限公司 一种用于无线电能传输的双边lcc补偿网络及其调谐方法
JP5889249B2 (ja) 2013-07-12 2016-03-22 東芝テック株式会社 電力伝送装置、電力伝送装置用の送電装置
EP3032698B1 (en) * 2013-07-31 2018-10-24 Panasonic Corporation Wireless power-transfer system and power-transmission device
US20160226312A1 (en) * 2013-08-30 2016-08-04 Pioneer Corporation Wireless power reception system, wireless power transmission system, control method, computer program, and recording medium
US9831684B2 (en) * 2014-08-08 2017-11-28 Texas Instruments Incorporated Adaptive rectifier and method of operation
CN107148712A (zh) * 2014-08-11 2017-09-08 奥克兰联合服务有限公司 谐振频率补偿
JP2017005790A (ja) 2015-06-05 2017-01-05 Tdk株式会社 ワイヤレス電力伝送システム
US11322983B2 (en) * 2016-12-05 2022-05-03 Auckland Uniservices Limited Polyphase hybrid IPT system

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9561730B2 (en) * 2010-04-08 2017-02-07 Qualcomm Incorporated Wireless power transmission in electric vehicles
CN103329398A (zh) * 2011-01-26 2013-09-25 株式会社村田制作所 电力输送系统
CN102969802A (zh) * 2012-11-01 2013-03-13 重庆大学 电流型无线供电系统负载自适应控制方法
JP2014171278A (ja) * 2013-03-01 2014-09-18 Nec Tokin Corp 非接触電力伝送システム
JP2015042051A (ja) * 2013-08-21 2015-03-02 トヨタ自動車株式会社 非接触電力伝送システム
US10250065B2 (en) * 2017-01-26 2019-04-02 Dexin Electronic Ltd. Wireless charging circuit and charging board thereof

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