CN1977443A - Dc－dc转换器 - Google Patents

Dc－dc转换器 Download PDF

Info

Publication number
CN1977443A
CN1977443A CNA2004800435050A CN200480043505A CN1977443A CN 1977443 A CN1977443 A CN 1977443A CN A2004800435050 A CNA2004800435050 A CN A2004800435050A CN 200480043505 A CN200480043505 A CN 200480043505A CN 1977443 A CN1977443 A CN 1977443A
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
output
circuit
transducer
switch element
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CNA2004800435050A
Other languages
English (en)
Other versions
CN100456609C (zh
Inventor
野间隆嗣
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Murata Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Murata Manufacturing Co Ltd filed Critical Murata Manufacturing Co Ltd
Publication of CN1977443A publication Critical patent/CN1977443A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN100456609C publication Critical patent/CN100456609C/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1588—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load comprising at least one synchronous rectifier element
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

在误差放大器(IC1)的输出低于三角波信号的下限电位(va)时，即在主开关元件(Q1)的接通占空比变小的一侧误差放大器的输出偏离了三角波信号的电压范围的情况下，具备使同步整流用开关元件(Q2)变为截止状态的回生防止电路(2)。根据该结构，防止有预偏置电压时由起动时的回生动作所引起的输入侧的电压上升。此外，防止在从负载电流迅速变化时的输出电压的变动、或负载电流较小时的从软起动状态向通常动作状态的控制状态切换时输出电压降低。

Description

DC-DC转换器
技术领域
本发明涉及同步整流方式的DC-DC转换器。
背景技术
图1表示同步整流方式的DC-DC转换器的两种类型的电路。在此，图1(a)表示降压型DC-DC转换器，图1(b)表示升压型DC-DC转换器。为了表示动作的概念，任一个电路都进行简单的表记。此外，关于平滑用电容器省略记载。
首先，如图1(a)所示，在降压型DC-DC转换器中，开关元件Q1的一端与电压输入端子Vin连接，另一端经由扼流线圈(choke coil)L1与电压输出端子Vout连接。开关元件Q1与扼流线圈L1的连接点经由开关元件Q2接地。在该情况下，开关元件Q1为主开关元件，开关元件Q2为起到续流二极管作用的同步整流用开关元件。
在这样构成的降压型DC-DC转换器中，将输入电压vi施加到电压输入侧端子Vin，若将开关元件Q1接通时的占空比(duty)设为D(0＜D＜1)而使开关元件Q1、Q2交替地接通、断开，则在电压输出端子Vout按照vo＝vi×D的关系式将输出电压vo输出。另外，以下，将仅称占空比的情况设为表示接通时的占空比的情况，关于断开时的占空比将明确地表示其内容。
另一方面，如图1(b)所示，在升压型DC-DC转换器中，扼流线圈L1的一端与电压输入端子Vin连接，另一端经由开关元件Q1与电压输出端子Vout连接。扼流线圈L1与开关元件Q1的连接点经由开关元件Q2接地。在该情况下，开关元件Q2成为主开关元件，开关元件Q1成为同步整流用开关元件。
在这样构成的DC-DC转换器中，向电压输入端子Vin施加输入电压vi，若将开关元件Q1的接通占空比(duty)设为D(0＜D＜1)而使开关元件Q1、Q2交替地接通、断开，则在电压输出端子Vout按照vo＝vi÷D的关系式将输出电压vo输出。
另外，假设上述的各电路的效率为100％。此外，实际上为了防止短路，需要两个开关元件均断开的期间(无效时间，dead time)，会有需要用于实现上述期间的机构的情况，但这一点并不是本发明的主要部分，所以在此省略说明。
从对图1的两种类型的DC-DC转换器的电路结构进行比较而可明确，对降压型电路从输出侧观察输入侧，虽然主开关元件和同步整流用开关元件的作用交替，但与升压型的电路相同。
另外，在采用二极管来代替同步整流用开关的二极管整流方式的情况下，由于二极管中不能流过反向的电流，因此在降压型的电路中具备二极管而代替开关元件Q2，从输出侧观察输入侧当然不会成为升压型的电路。
然而，在DC-DC转换器中，起动时按照用于对平滑用电容器(输出电容)从零开始进行充电的大电流不流过各开关元件的方式，大多进行使输出电压的设定值缓慢上升的控制。将这种控制称作软起动(soft start)控制。例如在降压型DC-DC转换器中，进行软起动控制时，进行使主开关元件(图1的DC-DC转换器时为开关元件Q1)的占空比从零开始缓缓增大到由输入输出电压确定的值的控制。
近年来，在各种IC中，随着其高性能化，需要多种电源电压的IC逐渐增多，配合该状况有将输出电压不同的多个DC-DC转换器与一个IC连接而供给电源电压的情况。在该情况下，根据各电源电压的施加顺序、即各DC-DC转换器起动的顺序，有如下情况：在现在应该起动DC-DC转换器来施加电源电压的端子上，泄漏了来自其他电源(DC-DC转换器)的漏电压。这种情况意味着在想要起动的DC-DC转换器的输出端子预先产生直流电压。将这种状况称作预偏置(pre bias)状态。此外，将在DC-DC转换器的输出端子在起动前产生的电压称作预偏置电压。
如上所述，在降压型DC-DC转换器中，在进行软起动控制时，进行使主开关元件(开关元件Q1)的接通占空比从零开始缓缓增大的控制。在该情况下，如果从输出侧看输入侧，则在升压型DC-DC转换器中，相当于使同步整流用开关元件(开关元件Q1)的占空比从零开始缓缓增大(反过来主开关元件从占空比的较大状态缓缓减小)，因此在刚刚起动之后电压输出端子的电压的1/D的电压被升压，出现在输入侧。
例如，在输入电压为5V、输出电压为2.5V的降压型DC-DC转换器中，在电压输出端子设为存在1V的预偏置电压，考虑假设刚刚起动之后的D＝0.05的状态，则通过升压动作在输入侧产生1÷0.05＝20V的电压。该电压为此时刻的输入电压的四倍的电压，因此会有DC-DC转换器被破坏、或过电压保护电路产生误动作的可能性。
另外，将这种从输出侧向输入侧返回能量的动作称作回生动作。回生动作本身是在同步整流型DC-DC转换器中，通常动作时负载电流也较小(负载轻)时等通常进行的动作，但在通常动作时主开关元件的接通占空比成为与输入输出的电压对应的值，因此不进行从输出侧向输入侧的极端的升压动作。
成为对这种软起动的起动时的回生动作的问题的解决对策的电路在专利文献1中被公开。专利文献1中公开的DC-DC转换器中，监视流过扼流线圈的电流的流向，如果检测到该电流变为反向，则断开同步整流用开关元件。由此，在同步整流用开关元件中不会流过反向的电流。即完全禁止了回生动作。因此，该DC-DC转换器虽为同步整流型，但实质上始终像二极管整流型DC-DC转换器那样发挥功能。在专利文献1中，没有直接作为问题而被提示，但通过该结构结果在起动时也不会有预偏置电压被升压后在输入侧出现的情况。
同样成为对上述问题的解决对策的电路在非专利文献1中被公开。在非专利文献1中公开的DC-DC转换器中，只在软起动的起动时，进行与专利文献1中所公开的DC-DC转换器同样的、阻止在同步整流用开关元件中流过反向的电流的控制，在经过该起动时间后，使同步整流用开关元件进行与通常的同步整流电路相同的动作。在该情况下，由于在起动时实质上也按照二极管整流型DC-DC转换器那样发挥作用，因此不会有预偏置电压被升压后在输入侧出现的情况。
专利文献1：特开2003-259627号公报
非专利文献1：Texas instrument公司，TPS40001，数据手册
由于在专利文献1中为了在通常动作时使规定的负载电流稳定地流动而假设不会引起回生动作的条件，因此认为专利文献1所公开的DC-DC转换器即使禁止回生动作也不会产生实质的问题。但是，如果在通常动作时负载电流有较大变动的条件下使用该DC-DC转换器，则会产生问题。即具有在通常动作时负载电流有变动时会有输出电压变动较大的问题。
例如，考虑从负载电流较大的状态急剧地向负载电流较小的状态转移的情况。此时，输出电压过渡性地上升。在该情况下，DC-DC转换器，如果检测到输出电压的上升，则减小主开关元件的接通占空比，增大同步整流用开关元件的接通占空比，来降低输出电压。如果为通常的同步整流型DC-DC转换器，则此时电流沿反向流经扼流线圈、同步整流用开关元件、主开关元件，在输入侧可对电力进行回生，因此能以较短的时间抑制输出电压的上升并返回到规定的电压。然而，在专利文献1中所公开的DC-DC转换器中，实质上使其作为二极管整流型DC-DC转换器发挥功能，并始终禁止反向的电流流过扼流线圈，因此会有输出电压高的状态长时间持续的问题。该问题是由于在通常工作时禁止回生动作而产生的。
另一方面，在非专利文献1所公开的DC-DC转换器中，由于在通常动作状态下，作为同步整流型DC-DC转换器发挥功能，因此可进行回生动作，不会产生专利文献1的电路的问题。
但是，根据输出电流的条件，从在软起动的起动期间的二极管整流动作状态(扼流线圈的反向电流禁止状态)切换为通常的同步整流状态(反向电流允许状态、回生动作允许状态)时，会有输出电压较大地下降的其他问题。
例如，考虑在起动期间负载电流处于非常小的状态的情况。首先，如上所述，在起动期间由于回生动作被禁止，因此实质上作为二极管整流型DC-DC转换器动作。此时的主开关元件的接通占空比，可以不是由可进行回生动作时的输入输出电压的差所确定的占空比，而只要是能供给DC-DC转换器为了维持自身的动作所消耗的电力的占空比即可。因此，主开关元件的接通占空比非常窄，主开关元件在一个周期内的极少时间处于接通的动作。例如输入电压为5V、输出电压为2.5V时的主开关元件的接通占空比，如果在通常的同步整流动作状态下则应为D＝0.5，但在回生动作被禁止的情况下继续D＝0.01的状态。
如果从该状态变为起动状态结束而允许扼流线圈的反向电流的通常的同步整流状态，则由于主开关元件的接通占空比从非常窄的状态开始转移到本来的占空比，因此输出电压会暂时较大地下降。控制系统检测出输出电压的下降，来增大占空比直到输出电压达到规定的值，但在由此引起的响应时间的期间输出电压的下降会持续。该问题也由于仅在起动时禁止回生动作而产生的。
发明内容
本发明正是以解决上述问题点为目的，提供一种DC-DC转换器，其能够防止在有预偏置电压时的起动时输入侧的电压上升，而且能够防止在负载电流急剧变化时的输出电压的变动、或负载电流小时的控制状态切换时的输出电压降低。
为了达到上述目的，本发明的DC-DC转换器具有：主开关元件；同步整流用开关元件；扼流线圈；误差放大器，其比较与输出电压相对应的电压和基准电压，输出误差成分；和振荡器，其输出在规定的电压范围内周期性变动的振荡器信号，所述DC-DC转换器对所述误差放大器的输出和所述振荡器信号进行比较，根据比较结果使所述主开关元件和所述同步整流用开关元件交替地导通、截止，并将输出电压控制为恒定，所述DC-DC转换器具备回生防止电路，在所述主开关元件的接通占空比变小的一侧，当所述误差放大器的输出偏离了所述振荡器信号的电压范围时，所述回生防止电路使所述同步整流用开关元件变为截止状态。
此外，在本发明的DC-DC转换器中，所述基准电压被设定为：在开始起动后，从零开始在一定时间内上升，并在达到与输出设定电压相对应的规定电压后变为恒定。
此外，在本发明的DC-DC转换器中，具备回生防止电路停止电路，其当所述基准电压在起动后达到规定电压之后，停止所述回生防止电路的动作。
(发明效果)
本发明的DC-DC转换器具备回生防止电路，在主开关元件的接通占空比变小一侧，当误差放大器的输出偏离了振荡器信号的电压范围时，使同步整流用开关元件变为截止状态，因此即使软起动时在输出端子上产生预偏置电压，也能防止预偏置电压被较大地升压而出现在输入侧。另一方面，在软起动的起动时或通常动作时，在使主开关元件和同步整流用开关元件交替地导通、截止的动作状态下，由于不禁止回生动作，因此能够防止在通常动作时的负载电流变动时输出电压变动较大的问题。此外，也不会产生在从负载电流较小时的起动时的软起动状态向通常动作状态转移时输出电压较大的下降的问题。
此外，通过还具备当所述基准电压在起动后达到规定电压之后，停止所述回生防止电路的动作的回生防止电路停止电路，从而即使在通常动作时负载电流迅速变小、输出电压迅速上升、主开关元件的接通占空比变为零的情况下，由于未禁止回生动作，因此能够使上升后的输出电压快速地降低。
附图说明
图1是同步整流型DC-DC转换器的原理说明电路图。
图2是本发明的DC-DC转换器的一实施例的电路图。
图3是用于说明本发明的DC-DC转换器的动作的电路内各部的信号波形。
图4是用于说明本发明的DC-DC转换器的动作的电路内各部的信号波形。
图5是本发明的DC-DC转换器的其他实施例的电路图。
图中：1，5-DC-DC转换器；2-回生防止电路；6-回生防止电路停止电路；Q1-FET(主开关元件)；Q2-FET(同步整流用开关元件)；L1-扼流线圈；Co-平滑用电容器；IC1-误差放大器；IC2，IC6，IC7-比较器；OSC1-三角波振荡器。
具体实施方式
(第一实施例)
图2表示本发明的DC-DC转换器的一实施例的电路图。在图2中，DC-DC转换器1，作为基本结构具有主开关元件即FETQ1、同步整流用开关元件即FETQ2、扼流线圈L1、平滑电容器Co、三输入的误差放大器IC1，作为PWM控制电路用的振荡器具有一般的三角波振荡器OSC1。
FETQ1的漏极与电压输入端子Vin连接，源极经由扼流线圈L1与电压输出端子Vout连接。FETQ2的漏极与FETQ1与扼流线圈L1的连接点连接，源极接地。平滑电容器Co被连接在电压输出端子Vout与接地之间。
误差放大器IC1按照进行单电源动作的方式，在电压输入端子Vin与接地之间被供电。在误差放大器IC1的输出端子与反相输入端子之间具备由电阻R3以及电容器C1的串联电路构成的反馈电路。
作为输出电压检测电路，具备被串联连接设置在电压输出端子Vout与接地之间的电阻R1和电阻R2。电阻R1与电阻R2的连接点是得到与输出电压相对应的电压的点，与误差放大器IC1的反相输入端子连接。
作为软起动用基准电压发生电路，具备串联连接在电压输入端子Vin与接地之间的恒流源Ic和电容器C2。电容器C2的两端与在DC-DC转换器1非动作时对电容器C2进行放电的晶体管Tr1的集电极和发射极连接。恒流源Ic和电容器C2的连接点与误差放大器IC1的第一同相输入端子连接。
基准电压源Vref与误差放大器IC1的第二同相输入端子连接。基准电压源Vref输出用于设定输出电压的基准电压Vref。
误差放大器IC1的输出端子与比较器IC2的同相输入端子连接。三角波振荡器OSC1与比较器IC2的反相输入端子连接。三角波振荡器OSC1的输出信号(振荡器信号)被设定为：在位于从电压输入端子Vin输入的电位与接地电位之间的上限电位和下限电位之间变动。
比较器IC2的输出端子经由缓冲电路IC3而与FETQ1的栅极连接，并且经由反相电路IC4和AND电路IC5的第一输入端子以及输出端子而与FETQ2的栅极连接。
DC-DC转换器1还具备比较器IC6，其同相输入端子与误差放大器IC1的输出端子连接，反相输入端子与基准电压源Va连接。基准电压源Va所产生的基准电压Va与三角波振荡器OSC1的输出信号的下限电位一致。而且，比较器IC6的输出端子与AND电路IC5的第二输入端子连接。由该比较器IC6、基准电压源Va以及AND电路IC5构成回生防止电路2。
接下来，分为有无预偏压的情况来对DC-DC转换器1的动作进行说明。首先，作为前提条件，将对电压输入端子Vin施加的输入电压vi控制为5V，将从电压输出端子Vout输出的输出电压vo控制为2.5V。由于将基准电压源Vref的基准电压vref设为输出电压vo的一半1.25V，为了与其一致使输出电压检测电路的电阻R1和电阻R2确定的分压值设为1.25V，而使电阻R1和电阻R2的值相等。三角波振荡器OSC1的输出信号(以下称作三角波信号)被设定成下限电位为0.5V、上限电位为1.0V。因此，基准电压源Va所产生的基准电压va与三角波信号的下限电位相同，被设定为0.5V。另外，考虑到三角波信号的下限电位的偏差，基准电压va也可比0.5V低一些。此外，在起动前的阶段，通过使晶体管Tr1处于导通状态，被充电到电容器C2的电荷放电，之后晶体管Tr1处于截止状态。
首先，考虑没有预偏置的情况下的动作。在没有预偏置时，作为初始状态，DC-DC转换器1的电压输出端子Vout的输出电压vo为0V。因此，用电阻R1以及电阻R2对该电压进行分压后输入到误差放大器IC1的反相输入端子的电压也为0V。若在该状态下开始起动，则以规定的时间常数开始由恒流源Ic引起的电容器C2的充电。该时间常数由恒流源Ic的电流值和电容器C2的电容确定，根据软起动的条件而被确定。即使电容器C2被稍微充电，电容器C2的充电电压(输入到误差放大器IC1的第一同相输入端子的电压)也比作为反相输入端子的电压0V高，因此误差放大器IC1的输出电压开始上升。
但是，在该电压比三角波信号的下限电位低的期间的较短期间，在比较器IC2中，反相输入端子的电压一方比同相输入端子的电压高，因此其输出为L电平。因此，对FETQ1的栅极施加L电平的信号，FETQ1维持截止状态。另一方面，误差放大器IC1的输出也比基准电压va的0.5V低，因此比较器IC6的输出也为L电平。因此，AND电路IC5的输出也为L电平，对FETQ2的栅极施加L电平的信号后，FETQ2也维持截止状态。即回生防止电路2发挥功能。因此，在该阶段，两个FETQ1、FETQ2均处于截止状态。
误差放大器IC1的输出电压迅速上升而超过三角波信号的下限电位0.5V。由此，误差放大器IC1的输出也超过基准电压va的0.5V，因此比较器IC6的输出变为H电平，AND电路IC5相对于反相电路IC4的输出信号仅作为缓冲电路工作。即在该时刻回生防止电路2停止发挥功能。
并且，比较器IC2对三角波信号与位于三角波信号的电压范围内的误差放大器IC1的输出进行比较，设为在三角波信号一方较低时周期性地输出H电平的信号，在三角波信号一方较高时周期性地输出L电平的信号。比较器IC2的输出为H电平时，将H电平的信号施加到FETQ1的栅极，FETQ1变为导通状态，对FETQ2的栅极施加通过反相电路IC4而逻辑反相后的L电平的信号，FETQ2变为截止状态。反过来，比较器IC2的输出为L电平时，FETQ1变为截止，FETQ2变为导通。由此，进行FETQ1、FETQ2的开关动作。
即使误差放大器IC1的输出处于三角波信号的电压范围内，由于在误差放大器IC1的输出比较低时三角波信号一方比误差放大器IC1的输出大的期间长，因此比较器IC2的输出为L电平的期间变长，主开关元件的占空比变小。反过来，在误差放大器IC1的输出比较高时，主开关元件的占空比变大。从而，上述的回生防止电路2发挥功能的状态、即误差放大器IC1的输出电压比三角波信号的下限电位低的状态，相当于在主开关元件的接通占空比变小一侧，误差放大器的输出偏离了振荡器信号的电压范围。由此，可知回生防止电路2在下述情况、即主开关元件的接通占空比变小一侧误差放大器IC1的输出偏离了振荡器信号的电压范围情况下发挥功能，使同步整流用开关元件处于截止状态。
若误差放大器IC1的输出电压进入三角波信号的电压范围内，FETQ1、FETQ2开始开关动作，则输出端子Vout的电压vo开始上升。由于误差放大器IC1的输出从低电压开始上升，因此FETQ1的接通占空比最初较小，但由于FETQ2进行同步整流动作，因此即使在负载电流暂时较小时也会迅速变为由输入电压和输出电压的关系确定的值。例如设某时刻施加到误差放大器的第一同相输入端子的电压(电容器C2的充电电压)是使输出电压为1V的电压，则该电压值变为使FETQ1的接通占空比为1V(输出电压)/5V(输入电压)＝0.2的值的0.6V。并且，输出电压vo变为1V。但是，由于电容器C2的充电电压还继续上升，因此输出电压vo也与其一致上升。由此实现软起动。
并且，如果电容器C2的充电电压超过1.25V，则在误差放大器IC1中，成为与施加到反相输入端子的电压进行比较的对象被切换为施加在第二同相输入端子的1.25V的基准电压vref。因此，输出电压vo也被控制为稳定在为与基准电压vref对应的值、即2.5V。
若总结上述动作，则首先在误差放大器IC1的输出电压比三角波信号的下限电位低的期间FETQ1的接通占空比为零。在该情况下，如果为通常的同步整流电路，则FETQ2导通，但在DC-DC转换器1中，通过回生防止电路2作为同步整流用开关元件的FETQ2也截止。即在该阶段，任一个开关元件都不进行开关动作。并且，若误差放大器IC1的输出电压超过三角波信号的下限电位而可进行FETQ1的开关动作时，由于回生防止电路2停止发挥功能，因此FETQ2也进行开关动作。从而，即使在软起动的起动期间内，也进行同步整流动作。并且，即使起动期间结束，只是上升后的基准电压变为恒定，同步整流动作继续被维持。因此，DC-DC转换器1中不进行二极管整流动作。
接下来，对有预偏置时的动作进行考虑。例如在输出端子Vout施加1V的预偏置。该情况下，在起动前的阶段对误差放大器IC1的反相输入端子施加由电阻R1、R2对1V进行分压后得到的0.5V。
若在该状态下开始起动，则通过恒流源Ic而电容器C2开始充电。其中，在电容器C2的充电电压达到0.5V之前的较短的一段时间，误差放大器IC1由于反相输入端子的电压一方比同相输入端子的电压高，因此其输出仍为0V。因此，比较器IC2的输出仍为L电平，FETQ1维持截止状态。由于误差放大器IC1的输出比基准电压va的0.5V低，因此比较器IC6的输出当然也为L电平。因此，回生防止电路2发挥功能，FETQ2也维持截止状态。从而，在该阶段两个FET都仍为截止状态。
如果电容器C2的充电电压超过0.5V，则输入到误差放大器IC1的第一同相输入端子的电压比施加到反相输入端子的电压高，因此其输出端子的电压与没有预偏置时的起动时相同，开始上升。但是，在该电压比三角波信号的下限电位低的期间的较短期间，比较器IC2的输出为L电平，因此对FETQ1的栅极施加L电平的信号，FETQ1维持截止状态。此外，回生防止电路2也发挥功能，因此FETQ2也维持截止状态。
然后，如果误差放大器IC1的输出电压超过0.5V，则比较器IC6的输出变为H电平，AND电路IC5对反相电路IC4的输出信号仅起到缓冲电路的作用。即回生防止电路2停止发挥作用。
并且，比较器IC2对三角波信号与误差放大器IC1的输出电压进行比较，在三角波信号低时周期性地输出H电平的信号，在三角波信号高时周期性地输出L电平的信号，FETQ1、FETQ2开始开关动作。此时由于回生防止电路2停止发挥作用，因此FETQ2进行同步整流动作。
在该情况下，在开关动作刚刚开始之后的FETQ1的接通占空比小、FETQ2的接通占空比大，有可能进行伴随从输出侧向输入侧的升压的回生动作。其中，在该时刻电容器C2被充电到与预偏置电压对应的电压，因此输出电压的设定值与预偏置电压一致。此外，可进行FETQ2的同步整流动作。因此，误差放大器IC1的输出电压急速上升，FETQ1的接通占空比急速变大，使得DC-DC转换器1的输出电压与预偏置电压0.5V相同。在该例中，输入电压vi为5V，使此时的输出电压vo与预偏置电压相同为0.5V，因此FETQ1的接通占空比迅速变为0.1。然后，输出电压vo与预偏置电压相同变为0.5V。因此，伴随着从输出侧向输入侧的升压的回生动作在非常短的期间结束，实质上几乎没有进行升压动作。
接着继续电容器C2的充电，但由于输出电压超过了预偏置电压，因此DC-DC转换器1与没有预偏置的情况同样地动作。即输出电压vo上升直至电容器C2的充电电压超过1.25V，在电容器C2的充电电压超过1.25V的时刻达到2.5V，之后稳定在2.5V。
若总结上述的动作，则首先直到基准电压变为与预偏置电压对应的值，作为主开关元件的FETQ1截止，通过回生防止电路而作为同步整流用开关元件的FETQ2也截止。此外，即使基准电压变为与预偏置电压对应的值，在误差放大器IC1的输出达到三角波信号的下限电位之前的期间，不仅作为主开关元件的FETQ1而且作为同步整流用开关元件的FETQ2也通过回生防止电路而变为截止。即在该阶段，任一个开关元件都不进行开关动作。然后，若误差放大器IC1的输出超过三角波信号的下限电位，可进行FETQ1的开关动作，则由于回生防止电路停止发挥作用，因此FETQ2也进行开关动作。即，即使在软起动的起动期间内也进行同步整流动作。而且，按照输出与预偏置电压相同的电压的方式，FETQ1的接通占空比急速地变大。因此，回生动作所引起的从输出侧向输入侧的升压动作实质上几乎没有进行。并且，即使起动期间结束，只是上升后的基准电压变为恒定，同步整流的动作继续被维持。因此，DC-DC转换器1中即使有预偏置，也不进行二极管整流动作。
在此，在图3、图4中，对DC-DC转换器1，分为没有预偏置的情况和有预偏置的情况，表示在没有回生防止电路时和有回生防止电路时的起动时的输入电压vi、输出电压vo、误差放大器输出(在此由符号ve表示)以及作为同步整流用开关元件的FETQ2的开关状态。图3为没有预偏置的情况，(a)为没有回生防止电路的情况，(b)为有回生防止电路的情况。此外，图4为有预偏置的情况，(a)为没有回生防止电路的情况，(b)为有回生防止电路的情况。
在没有预偏置的情况下，如图3(a)、(b)所示，无论有无回生防止电路，在软起动的起动期间，输出电压缓缓上述，在时刻t1达到规定的值，之后变为维持该状态的通常动作期间。误差放大器的输出从刚刚起动之后急剧上升，达到规定的值(三角波信号的下限电位)附近，该输出虽上下波动，但其平均值根据软起动的输出电压而缓缓上升，一定时间后以三角波信号的上限和下限之间的规定的值(由输入电压和输出电压的关系确定的值)作为中心而上下波动。
在有预偏置而没有回生防止电路的情况下，如图4(a)所示，起动后由于基准电压暂时比电压输出端子的电压低，因此由误差放大器输出而FETQ1被控制为截止。其间FETQ2必然导通，所以因预偏置的电压而反向的电流从电压输出端子经由扼流线圈L1流过FETQ2。通过该反向的电流流动，电压输出端子的电压降低。如果电压输出端子的电压降低，则由误差放大器控制为FETQ1导通、FETQ2截止，因此通过前面的反向电流而在扼流线圈L1中蓄积电磁能，通过该电磁能进行从输出侧向输入侧的升压动作，输入侧的电压上升。而后，与没有预偏置时同样，输出电压上升。然后，因进行了升压动作所引起的输入电压vi的较高状态暂时被持续。
另一方面，在有预偏置还有回生防止电路的情况下，如图4(b)所示，在起动开始后的一段时间，FETQ1不导通，FETQ2也不导通。然后，误差放大器的基准电压达到与预偏置的电压对应的电压之后，误差放大器输出急剧上升，达到三角波信号的下限电位，但其间由于有回生防止电路，因此FETQ1、FETQ2均不导通。所以，不会因预偏置的电压而从输出端子经由扼流线圈和FETQ2流动反向的电流。如果误差放大器输出超过三角波信号的下限电位，则通过定时而FETQ1截止，FETQ2变为导通的状态，因预偏置的电压而有反向的电流从输出端子经由扼流线圈和FETQ2流动，但由于误差放大器输出迅速上升到输出与预偏置电压相同的电压的程度，所以因预偏置电压所产生的回生动作实质上不进行，输入侧的电压也不上升。此后，输出电压比预偏置的电压高，因此进行与没有预偏置时相同的动作。由此，可知在有回生防止电路的情况下，即使有预偏置，也能防止回生动作所引起的输入侧的电压的上升。
在此，考虑在DC-DC转换器1中在通常动作时，从负载电流大的状态急剧地转移到负载电流小的状态的情况。在该情况下，由于输出电压vo上升，因此与此对应误差放大器IC1的输出电压降低，由此FETQ1的接通占空比变小。其中，此时只要误差放大器IC1的输出不低于基准电压va，则比较器IC6的输出仍为H电平，回生防止电路2停止发挥作用。由此，可进行回生动作，反向的电流可流过FETQ2。因此，可在短时间内抑制输出电压的上升，并能够稳定地控制输出电压。因此，在DC-DC转换器1中，不会产生如专利文献1那样的输出电压为高的状态长时间持续的问题。
然后，考虑在负载电流较小的状态下起动并从软起动的状态切换到通常动作状态的情况。在DC-DC转换器1中，如上所述，即使在软起动的起动期间，也进行同步整流动作。因此，在负载电流较小时或为零时，进行回生动作，流经扼流线圈L1的电流其方向交替地重复正向和反向，在FETQ1和FETQ2中也不仅流过正向的电流还流过反向的电流。并且，FETQ1的接通占空比与负载电流无关，变为由输入电压和输出电压的关系确定的值。例如在该实施例中，由于输出电压的设定值为2.5V，因此FETQ1的接通占空比朝向2.5V(输出电压)/5V(输入电压)＝0.5而缓慢上升，在0.5变得恒定。即FETQ1的接通占空比不会达到如非专利文献1那样的非常小的状态。并且，即使起动期间结束，在误差放大器IC1中，作为比较对象的基准电压只固定为vref的1.25V，FETQ2的动作也没有任何变化。同步整流动作只会继续。因此，在从起动状态向通常动作状态切换时，即使DC-DC转换器1的负载电流处于较小的状态，也不会产生输出电压下降较大的问题。
(第二实施例)
对第一实施例的DC-DC转换器1中在通常动作时从负载电流较大的状态急剧地向负载电流较小的状态转移的情况再次进行考虑。在该情况下，输出电压vo上升，因此与此对应误差放大器IC1的输出电压降低。虽然在第一实施例中没有说明，但如果此时负载电流的变动过大，则会有误差放大器IC1的输出小于基准电压va的情况。在该情况下，FETQ1的接通占空比为零，但在DC-DC转换器1中，由于回生防止电路2发挥作用，因此FETQ2也截止。在该情况下，不会吸入由FETQ2所引起的来自输出侧的电流，有可能产生上升了的输出电压不易下降的问题。这是因为在通常动作状态下，也构成为回生防止电路2根据条件来发挥作用。
图5表示作为用于解决该问题的DC-DC转换器的本发明的DC-DC转换器的另一实施例的电路图。图5中，与图2相同或同等的部分赋予相同标号，并省略其说明。
图5所示的DC-DC转换器5，相对于图2所示的DC-DC转换器1追加了回生防止电路停止电路6。在比较器IC6中设置有使能端子。回生防止电路停止电路6具备比较器IC7。比较器IC7的反相输入端子与基准电压源Vref连接，被施加基准电压vref。比较器IC7的同相输入端子与电容器C2的一端连接，被施加电容器C2的充电电压。并且，比较器IC7的输出与比较器IC6的使能端子连接。另外，比较器IC6在使能端子为L电平时进行通常动作，在使能端子变为H电平后停止动作，其输出被固定为H电平。或者输出端子成为漏极开路(open drain)或集电极开路(opencollector)结构，在与AND电路IC5之间设置有上拉电阻，如果使能端子变为H电平，则为了变为高阻抗输出，实质上输出也可固定为H电平。
在这样构成的DC-DC转换器5中，在起动时的软起动状态时，电容器C2的充电电压比基准电压vref低，因此比较器IC7的输出变为L电平，比较器IC6进行通常动作。即，回生防止电路停止电路6不发挥作用，回生防止电路2发挥期望的功能。
另一方面，若软起动结束而进入通常工作状态，则电容器C2的充电电压比基准电压vref高，因此比较器IC7的输出变为H电平，此后比较器IC6停止动作。由此，从比较器IC6向AND电路IC5输入的信号被固定为H电平。即，回生防止电路停止电路6发挥作用，由此回生防止电路2停止发挥作用。
在通常动作时，回生防止电路2不发挥作用的情况是在FETQ1截止时FETQ2变为导通的情况。即，在通常动作时，误差放大器IC1的输出小于基准电压va而FETQ1的接通占空比为零时，FETQ2处于导通状态，可流过反向的电流。因此，在通常动作时，即使在从负载电流较大的状态急剧地向负载电流较小的状态转移而输出电压上升的情况下，也能够吸入由FETQ2引起的来自输出侧的电流，使已上升的电压急速地降低而控制为原电压。
另外，在DC-DC转换器5中，回生防止电路停止电路6控制回生防止电路2的比较器6的动作和非动作，但只要是可使回生防止电路2的停止发挥功能，则也可采用其他结构。例如可采用将比较器IC6的输出和比较器IC7的输出进行与运算，施加到AND电路IC5的结构。此外，也可采用与软起动的时间常数对应的计时电路来代替比较器IC7，从起动开始后经过一定时间使回生防止电路2发挥作用的结构。
此外，在上述的第一、第二实施例中，都以降压型DC-DC转换器为前提进行了说明，但本发明的DC-DC转换器也可为升压型DC-DC转换器，因此可实现同样的动作。

Claims (3)

1、一种DC-DC转换器，其中具有：主开关元件；同步整流用开关元件；扼流线圈；误差放大器，其比较与输出电压相对应的电压和基准电压，输出误差成分；和振荡器，其输出在规定的电压范围内周期性变动的振荡器信号，
所述DC-DC转换器对所述误差放大器的输出和所述振荡器信号进行比较，根据比较结果使所述主开关元件和所述同步整流用开关元件交替地导通、截止，并将输出电压控制为恒定，
所述DC-DC转换器具备回生防止电路，在所述主开关元件的接通占空比变小的一侧，当所述误差放大器的输出偏离了所述振荡器信号的电压范围时，所述回生防止电路使所述同步整流用开关元件变为截止状态。
2、根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其特征在于，
所述基准电压被设定为：在开始起动后，从零开始在一定时间内上升，并在达到与输出设定电压相对应的规定电压后变为恒定。
3、根据权利要求1或2所述的DC-DC转换器，其特征在于，
具备回生防止电路停止电路，其当所述基准电压在起动后达到规定电压之后，停止所述回生防止电路的动作。
CNB2004800435050A 2004-07-12 2004-09-30 Dc-dc转换器 Expired - Fee Related CN100456609C (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP205056/2004 2004-07-12
JP2004205056 2004-07-12

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1977443A true CN1977443A (zh) 2007-06-06
CN100456609C CN100456609C (zh) 2009-01-28

Family

ID=35783622

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB2004800435050A Expired - Fee Related CN100456609C (zh) 2004-07-12 2004-09-30 Dc-dc转换器

Country Status (5)

Country Link
US (1) US7362595B2 (zh)
EP (1) EP1775826A4 (zh)
JP (1) JP4400618B2 (zh)
CN (1) CN100456609C (zh)
WO (1) WO2006006257A1 (zh)

Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101860187A (zh) * 2010-05-27 2010-10-13 艾默生网络能源有限公司 一种同步整流变换器的软启动方法及装置
CN102033560A (zh) * 2009-09-15 2011-04-27 精工电子有限公司 电压调节器
CN101682256B (zh) * 2008-03-07 2013-06-12 株式会社理光 电流模式控制型切换调节器
CN103166442A (zh) * 2013-03-27 2013-06-19 华为技术有限公司 防止降压buck电路电流反向的装置、变换器及电源
CN103546031A (zh) * 2012-07-09 2014-01-29 晶豪科技股份有限公司 具有缓启动电路的电压转换器
CN104113196A (zh) * 2014-07-04 2014-10-22 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 辅助启动方法及辅助启动电路及应用其的降压变换器
CN104836192A (zh) * 2015-04-16 2015-08-12 何邦君 用于pwm调制型音频功放的输入短路保护电路
CN107078643A (zh) * 2014-10-11 2017-08-18 德克萨斯仪器股份有限公司 转换器的预偏置启动
CN107305402A (zh) * 2016-04-20 2017-10-31 精工半导体有限公司 带隙基准电路以及具有该带隙基准电路的dcdc转换器
CN109417350A (zh) * 2017-05-10 2019-03-01 株式会社Lg化学 控制dc-dc电压转换器电路的控制系统

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4650947B2 (ja) * 2006-03-30 2011-03-16 住友電工デバイス・イノベーション株式会社 電子装置およびその制御方法並びに光半導体モジュール
JP5046566B2 (ja) * 2006-06-12 2012-10-10 ローム株式会社 起動回路及び半導体集積回路
WO2008041666A1 (fr) * 2006-10-02 2008-04-10 Panasonic Corporation Convertisseur cc/cc
JP4703628B2 (ja) * 2007-11-20 2011-06-15 三菱電機株式会社 電力変換器
US8253403B2 (en) * 2008-12-16 2012-08-28 Green Solution Technology Co., Ltd. Converting circuit and controller for controlling the same
TWI384734B (zh) * 2009-03-12 2013-02-01 Anpec Electronics Corp 用於一直流轉換器之控制裝置及其相關直流轉換器
US8378655B2 (en) * 2009-11-10 2013-02-19 Maxim Integrated Products, Inc. Determining initial pre-bias in a switch-mode controller for a buck converter device
US8803495B2 (en) * 2010-07-29 2014-08-12 Texas Instruments Incorporated Pre-bias control for switched mode power supplies
JP2012090387A (ja) * 2010-10-18 2012-05-10 Panasonic Corp Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2015162918A (ja) * 2014-02-26 2015-09-07 富士電機株式会社 起動回路および電源回路
JP6382020B2 (ja) * 2014-08-18 2018-08-29 ローム株式会社 ソフトスタート回路

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3175227B2 (ja) * 1991-09-13 2001-06-11 モトローラ株式会社 Ｄｃ／ｄｃ電圧変換装置
US5177676A (en) * 1991-09-27 1993-01-05 Exide Electronics Corporation Voltage source with enhanced source impedance control
US5414341A (en) * 1993-12-07 1995-05-09 Benchmarq Microelectronics, Inc. DC-DC converter operable in an asyncronous or syncronous or linear mode
US5457624A (en) * 1994-06-13 1995-10-10 Texas Instruments Incorporated Efficient switched mode power converter circuit and method
JP3370201B2 (ja) * 1994-12-09 2003-01-27 新電元工業株式会社 同期整流コンバ−タ
US5627460A (en) 1994-12-28 1997-05-06 Unitrode Corporation DC/DC converter having a bootstrapped high side driver
EP0741447A3 (en) * 1995-05-04 1997-04-16 At & T Corp Method and device for controlling a synchronous rectifier converter circuit
JP3957019B2 (ja) * 1998-01-30 2007-08-08 富士通株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ制御回路
JP2000092824A (ja) * 1998-09-10 2000-03-31 Matsushita Electric Ind Co Ltd スイッチングレギュレータおよびｌｓｉシステム
JP4462734B2 (ja) * 2000-08-10 2010-05-12 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 駆動信号供給回路
JP3501226B2 (ja) * 2001-08-29 2004-03-02 トヨタ自動車株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP3961812B2 (ja) * 2001-10-31 2007-08-22 富士通株式会社 電源装置及びその制御方法
JP4174999B2 (ja) * 2002-02-27 2008-11-05 富士電機デバイステクノロジー株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP3742780B2 (ja) * 2002-05-09 2006-02-08 松下電器産業株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP3614156B2 (ja) * 2002-07-24 2005-01-26 セイコーエプソン株式会社 電源回路
JP2004312913A (ja) * 2003-04-09 2004-11-04 Fuji Electric Device Technology Co Ltd 降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ

Cited By (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101682256B (zh) * 2008-03-07 2013-06-12 株式会社理光 电流模式控制型切换调节器
CN102033560B (zh) * 2009-09-15 2014-08-13 精工电子有限公司 电压调节器
CN102033560A (zh) * 2009-09-15 2011-04-27 精工电子有限公司 电压调节器
CN101860187A (zh) * 2010-05-27 2010-10-13 艾默生网络能源有限公司 一种同步整流变换器的软启动方法及装置
CN103546031B (zh) * 2012-07-09 2016-04-20 晶豪科技股份有限公司 具有缓启动电路的电压转换器
CN103546031A (zh) * 2012-07-09 2014-01-29 晶豪科技股份有限公司 具有缓启动电路的电压转换器
CN103166442A (zh) * 2013-03-27 2013-06-19 华为技术有限公司 防止降压buck电路电流反向的装置、变换器及电源
CN103166442B (zh) * 2013-03-27 2016-05-25 华为技术有限公司 防止降压buck电路电流反向的装置、变换器及电源
CN104113196B (zh) * 2014-07-04 2016-10-05 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 辅助启动方法及辅助启动电路及应用其的降压变换器
CN104113196A (zh) * 2014-07-04 2014-10-22 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 辅助启动方法及辅助启动电路及应用其的降压变换器
CN107078643A (zh) * 2014-10-11 2017-08-18 德克萨斯仪器股份有限公司 转换器的预偏置启动
CN107078643B (zh) * 2014-10-11 2019-12-31 德克萨斯仪器股份有限公司 转换器的预偏置启动
CN104836192A (zh) * 2015-04-16 2015-08-12 何邦君 用于pwm调制型音频功放的输入短路保护电路
CN104836192B (zh) * 2015-04-16 2018-02-09 深圳市一生微电子有限公司 用于pwm调制型音频功放的输入短路保护电路
CN107305402A (zh) * 2016-04-20 2017-10-31 精工半导体有限公司 带隙基准电路以及具有该带隙基准电路的dcdc转换器
CN107305402B (zh) * 2016-04-20 2020-09-18 艾普凌科有限公司 带隙基准电路以及具有该带隙基准电路的dcdc转换器
CN109417350A (zh) * 2017-05-10 2019-03-01 株式会社Lg化学 控制dc-dc电压转换器电路的控制系统
CN109417350B (zh) * 2017-05-10 2020-09-11 株式会社Lg化学 控制dc-dc电压转换器电路的控制系统

Also Published As

Publication number Publication date
EP1775826A1 (en) 2007-04-18
US7362595B2 (en) 2008-04-22
JP4400618B2 (ja) 2010-01-20
EP1775826A4 (en) 2012-06-27
JPWO2006006257A1 (ja) 2008-04-24
CN100456609C (zh) 2009-01-28
WO2006006257A1 (ja) 2006-01-19
US20070195565A1 (en) 2007-08-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1977443A (zh) Dc－dc转换器
CN100530916C (zh) 升压型dc-dc变换器及其控制方法
US8193853B2 (en) Efficiency and thermal improvement of a charge pump by mixing different input voltages
CN100550588C (zh) 电源电路、电源控制电路和电源控制方法
CN1274084C (zh) 电荷泵电路
CN1956306A (zh) Dc－dc变换器和用于控制dc－dc变换器的方法
CN1700572A (zh) 具备调整功能的电源装置
CN101064473A (zh) 多输出型dc/dc转换器
CN1449099A (zh) 电源装置以及包括该装置的便携式机器
CN1905340A (zh) 控制非同步型dc－dc转换器的自举电容器充电的方法及装置
CN1061184C (zh) 开关电源
CN1622438A (zh) 电源电路
CN1603996A (zh) 多相合成脉动电压稳压器同步法
CN1453762A (zh) 高效液晶显示器驱动电压发生电路及其方法
CN1893246A (zh) 多输出降压转换器
CN1812235A (zh) 用于电源的电子部件和电源装置
CN1783678A (zh) 多输出电源电路
CN1781237A (zh) 升压/降压直流－直流变流器
CN1758516A (zh) 功率因子提高电路以及功率因子提高电路的控制电路
US20140327421A1 (en) Switching regulator and method for controlling the switching regulator
CN102820785A (zh) 开关稳压器
CN100352155C (zh) 电流模式pwm直流－直流变换器芯片内的锯齿波发生装置
CN109245528B (zh) 智能电源管理系统及电压管理方法
CN1627616A (zh) 电源电路
JP6490565B2 (ja) 昇降圧電源および電源回路

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20090128

Termination date: 20210930

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee