CN102820785A

CN102820785A - 开关稳压器

Info

Publication number: CN102820785A
Application number: CN2012101859954A
Authority: CN
Inventors: 出口充康; 吉田宪治
Original assignee: Seiko Instruments Inc
Current assignee: Seiko Instruments Inc
Priority date: 2011-06-09
Filing date: 2012-06-07
Publication date: 2012-12-12
Also published as: JP2012257408A; US9030180B2; US20120313601A1; KR20120137243A; TW201315113A

Abstract

本发明提供一种即便在轻负载下也具有高效率的开关稳压器。本发明的开关稳压器构成为，根据振荡电路的输出信号来控制开关元件的导通、截止，从而在轻负载时将振荡频率抑制得较低以降低开关损耗，其中根据误差放大器的输出信号，所述振荡电路振荡频率得到控制。

Description

开关稳压器

技术领域

本发明涉及能提高轻负载时的效率的开关稳压器。

背景技术

开关稳压器（switching regulator）被用作各种电子设备的电路的电压供给源。开关稳压器的功能就是无论输入端子的电压变动如何都以高转换效率在输出端子输出固定的电压。进而，重要的是在作为负载的电子设备进入待机状态等低耗电模式、从输出端子供给到负载的电流减少时也将转换效率维持于高状态。

图4示出现有的升压型开关稳压器的电路图。

在输入电源20连接有线圈22。在线圈22与输出电容24之间连接有整流元件23。负载25与输出电容24并联连接。开关稳压器控制电路200控制开关稳压器的开关元件21的导通（ON）、截止（OFF）。

若将误差放大器13的输出设为电压Verr、基准电压电路10的输出设为基准电压Vref、分压电阻（bleeder resistance）11与12的连接点的电压设为分压电压Vfb，如果Vref>Vfb则电压Verr变高，反之如果Vref<Vfb则电压Verr变低。PWM比较器14对振荡电路15的输出Vramp（例如三角波）和电压Verr进行比较而输出信号。图5示出这些信号的关系。就是说，误差放大器13输出的电压Verr上下波动，从而PWM比较器14的输出信号Vpwm的脉冲宽度得到控制。这就是所谓的开关稳压器的PWM控制。

一般就开关稳压器而言，导通开关元件的时间长，则对负载供给电力的能力变高。例如，当负载电流Iout变大，开关稳压器的输出电压就下降，分压电压Vfb下降。据此，因电压Verr上升，结果PWM比较器14的输出脉冲宽度变宽，脉冲宽度以固定地保持输出电压Vout的方式得到控制。反之，当负载电流Iout变小，开关稳压器的输出电压值就上升，分压电压Vfb上升。据此，因电压Verr下降，结果PWM比较器14的输出脉冲宽度变窄，脉冲宽度以固定地保持输出电压Vout的方式得到控制。即，误差放大器13的输出电压Verr根据负载电流值而变化，以控制开关稳压器的脉冲宽度。

但是，上述PWM控制存在若负载电流Iout变小（下面称之为轻负载）则效率显著降低的缺点。这是因为相对于向输出供给的能量，为导通、截止开关元件所需要的能量的比例增加的缘故。对于电容值C[F]，在以频率f[Hz]反复进行0[V]到V[V]的充放电时流过的平均电流I成为I=CVf[A]，这广为人知。即，若设开关元件21的输入电容为Cin[F]、输入电源20为Vin[V]、开关稳压器的动作频率为Fosc[Hz]，则驱动开关元件21所需要的电流值Iop成为Iop=Cin×Vin×Fosc。

作为一例，若以Cin=500pF、Vin=5V、Fosc=1MHz这种一般的数值为例，则成为Iop=2.5mA，在输入电源侧的电功率损耗Pin成为Pin=Vin×Iop=12.5mW。此时，若输出电压Vout为10V，负载电流Iout为1mA，则向输出侧供给的电功率Pout成为Pout=Iout×Vout=10 mW。从而，仅驱动开关元件21所需要的电功率便超过向输出供给的电功率。实际上，此外还有用于驱动开关元件的缓冲电路的贯通电流等，与开关元件驱动有关的损耗就成为更大的值。

但是，由于这些与开关元件驱动有关的损耗为当开关稳压器的动作频率变高就增加的特性，所以在轻负载下，降低其动作频率以降低上述开关元件21的驱动损耗的技术一直以来广泛得以使用。如前所述，电压Verr根据负载电流而变动以控制输出电压Vout，由此能够通过监视电压Verr来构成输出负载检测部件。这就是图4的负载检测电路100。负载检测电路100由晶体管110、111所构成。当误差放大器13的电压Verr上升，N沟道晶体管111的栅极电压就上升，因此其漏极－源极间的电流Iosc1增加。由于晶体管110与晶体管112存在电流关系，所以晶体管112的漏极－源极间的电流Iosc2也与电流Iosc1成比例地增加。电流Iosc2为振荡电路15的偏置电流，例如若振荡电路15的构成是利用以电流Iosc2对电容进行充电的时间来振荡的构成，则振荡频率依赖于电流Iosc2而变化。

例如，当负载电流Iout变大、输出电压Vout下降，电压Verr就上升，所以电流Iosc1以及电流Iosc2增加。因而振荡电路15以高频率振荡。反之如果是轻负载则电压Verr下降而电流Iosc2减少，所以振荡频率下降，上述开关元件的导通、截止的次数减少，因此驱动损耗减少，使轻负载下的效率提高（例如，参照专利文献1）。

专利文献1：日本特开平11-155281号公报。

但是，上述现有的开关稳压器存在当输出电压Vout的设定值低时振荡频率与负载电流Iout无关地变化这一缺点。在PWM控制的情况下，输出电压由开关元件的导通占空比（on duty）决定。图4的升压型开关稳压器的电流连续模式下的导通占空比的理论式为Duty=1-Vin/Vout。即，导通占空比是电压Verr相对于三角波Vramp的振幅的比例，若电压Verr低则导通占空比也变小。当电压Verr变低时，自然电流Iosc1变小，所以结果振荡频率下降。即便加大负载电流Iout，Duty的变化也微乎其微，所以振荡频率维持较低。从而，针对输出电压Vout的能量供给次数减少。即能量供给的周期变长，所以在此期间输出电压Vout的放电增进，存在输出电压Vout的脉动电压增加这一问题。

发明内容

本发明是为了解决以上课题而设计的，通过振荡频率相对于负载电流Iout变化，从而实现谋求轻负载时的效率提高和重负载下的脉动电压降低的开关稳压器。

为了解决现有的课题，本发明涉及的开关稳压器采取如下构成。

（1）一种开关稳压器，其特征在于，具备：误差放大器，将对输出电压分压而得的分压电压与基准电压之差放大而输出；振荡电路，根据所述误差放大器的输出信号而输出矩形波；以及开关元件，其导通/截止（ON/OFF）基于所述振荡电路的输出信号而被控制，根据所述误差放大器的输出信号，所述振荡电路振荡频率可变。

（2）一种开关稳压器，其特征在于，具备：误差放大器，将对输出电压分压而得的分压电压与基准电压之差放大而输出；振荡电路，根据所述误差放大器的输出信号而输出矩形波；以及开关元件，其导通/截止基于所述振荡电路的输出信号而被控制，所述振荡电路，具备：恒流源，流出恒定电流；电容，以所述恒流源的恒定电流进行充电；比较器，对所述电容的电压和基准电压进行比较而输出矩形波；以及晶体管电路，根据所述比较器的输出信号及所述误差放大器的输出信号来控制所述电容的充放电，根据所述误差放大器的输出信号，振荡频率可变。

根据本发明的开关稳压器，由于根据负载电流Iout以最适合的频率来进行开关动作，所以开关元件21的驱动损耗降低。从而，能提高轻负载下的升压效率。另外，即便在输出电压Vout的设定值低的情况下，开关频率也不会固定在低状态。从而，能够抑制输出电压Vout的脉动电压。

附图说明

图1是第一实施方式的开关稳压器的电路图；

图2是第二实施方式的开关稳压器的电路图；

图3是第二实施方式的开关稳压器的时序图；

图4是现有的开关稳压器的电路图；

图5是现有的开关稳压器的PWM动作的动作概念图。

附图标记说明

10 基准电压电路；13 误差放大器；14 PWM比较器；15 振荡电路；16 缓冲电路；20 直流电源；25 输出负载；100 负载检测电路；123 恒流源；127 比较器；128 复用器（multiplexer）。

具体实施方式

图1是第一实施方式的开关稳压器的电路图。

第一实施方式的开关稳压器具备：输出电压分压电阻11、12；基准电压电路10；误差放大器13；振荡电路15；缓冲电路16；开关元件21；线圈22；二极管23；输出电容24；恒流源123；以及晶体管120、121、122。恒流源123流出恒定电流Ic。通过所供给的偏置电流Iosc，振荡电路15的振荡频率得以控制。

输出电压分压电阻11、12对输出电压Vout进行分压以输出分压电压Vfb。误差放大器13对基准电压电路10输出的基准电压Vref和分压电压Vfb进行比较，将其差电压放大作为电压Verr输出。由于分压电压Vfb被输入到同相输入，基准电压Vref被输入到反相输入，所以就误差放大器13而言，若输出电压Vout低于设定值则电压Verr变低，若输出电压Vout高于设定值则电压Verr变高。误差放大器13输出的电压Verr被输入到晶体管120的栅极。

这里，如果电压Verr小于等于晶体管120的阈值电压，则晶体管120截止，在晶体管121上流过恒流源123的恒定电流Ic。此时，被供给振荡电路15的偏置电流Iosc变成最大值，振荡频率变成最高。

当电压Verr变高时，晶体管120的驱动能力提高，在晶体管120上开始流过电流。因此，流向晶体管121的电流减少，被供给振荡电路15的偏置电流Iosc也减少，所以振荡频率变低。从而，振荡电路15的振荡频率由电压Verr来控制，当电压Verr低于晶体管120的阈值电压时，振荡频率变成最大振荡频率。

振荡电路15输出的矩形波的振荡信号Vosc通过缓冲电路16进行功率放大，输入到开关元件21的栅极。在开关元件21导通时对线圈22所充电的能量，在开关元件21截止时经由二极管23被供给到输出电容24。这样开关元件21进行导通/截止，开关稳压器进行升压动作。

当负载电流Iout变大时电压Verr下降，所以振荡电路15的振荡频率变高。因而，每单位时间对输出电容24的能量供给次数增加。反之，当负载电流Iout变小时电压Verr变高，所以振荡电路15的振荡频率变低。因而，每单位时间对输出电容24的能量供给次数减少。

如以上所说明那样，第一实施方式的开关稳压器根据负载电流Iout以最适合的频率进行开关动作，所以开关元件21的驱动损耗降低。从而，能提高轻负载下的升压效率。

而且，从振荡电路15所输出的振荡信号Vosc为矩形波，不需要PWM比较器。PWM比较器一般而言消耗电流为数μA～数10μA，在输出负载电流Iout为数μA程度这种轻负载下，就成为非常大的损耗。从而，在轻负载时的效率提高上极其有效。

另外，即便在输出电压Vout的设定电压低的情况下，开关频率也不会固定在低状态。从而，能够抑制输出电压Vout的脉动电压。

图2示出第二实施方式的开关稳压器的电路图。

第二实施方式的开关稳压器具备：输出电压分压电阻11、12；基准电压电路10；振荡电路150；缓冲电路16；开关元件21；线圈22；二极管23；以及输出电容24。振荡电路150具备：比较器127；电容126；恒流源123；充放电控制元件120、124、125；以及复用器128。

误差放大器13在反相输入端子输入分压电压Vfb，在同相输入端子输入基准电压Vref，输出端子连接到充放电控制元件120。恒流源123和充放电控制元件125、124、120串联连接于电源与接地之间。复用器128被输入基准电压VL以及基准电压VH。基准电压VL、基准电压VH被设定成基准电压VH＞基准电压VL。比较器127在反相输入端子连接有复用器128的输出端子，在同相输入端子连接有充放电控制元件125与124的连接点以及连接有电容126，输出端子连接到充放电控制元件125及124、复用器128和缓冲电路16。

参照附图来说明第二实施方式的开关稳压器的电路动作。

图3是第二实施方式的开关稳压器的时序图。将误差放大器13的输出设为电压Verr，恒流源123的恒定电流设为恒定电流Ic，电容126的电压设为电压Vc，比较器127的输出设为振荡信号Vosc。

在振荡信号Vosc为低（L）电平时，充放电控制元件125导通，充放电控制元件124截止，所以电容126由恒定电流Ic进行充电。复用器128在振荡信号Vosc为低电平时，输出基准电压VH。

当电容126的电压Vc通过充电上升而达到基准电压VH时，比较器127的振荡信号Vosc反转为高（H）电平。其结果，充放电控制元件125截止，充放电控制元件124导通，所以电容126开始放电。与此同时，复用器128的输出切换到基准电压VL。当电容126的电压Vc达到基准电压VL时，比较器127的输出、振荡信号Vosc反转。通过反复进行此动作，振荡电路150输出矩形波的振荡信号Vosc，经由缓冲16控制开关元件21。

这里，充放电控制元件120通过电压Verr而被控制驱动能力。

在本实施方式中，电压Verr越高则充放电控制元件120的驱动能力越大。另外，当电压Verr低于阈值电压Vth时，充放电控制元件120就成为截止状态几乎不流过电流。从而，控制电容126的放电时间通过电压Verr得到控制、即振荡电路150的振荡频率得到控制。例如，当负载电流Iout变小时，分压电压Vfb变高，电压Verr变低。因而，充放电控制元件120的驱动能力下降或者完全变成截止，电容126的放电时间变长，振荡电路150的振荡频率变低。又例如，当负载电流Iout变大时，分压电压Vfb变低，电压Verr变高。因而，电容126的放电时间变短，振荡电路150的振荡频率变高。

开关元件的导通时间ton取决于恒流源123的恒定电流Ic、电容126的电容值Cosc、基准电压VH、基准电压VL，成为式1。

ton=Cosc×（基准电压VH－基准电压VL）/Ic …（1）

从而，即便振荡频率变化，开关元件的导通时间ton也是固定的。

重负载时的最大振荡频率fmax由电容126的最短放电时间tdis（min）和开关元件的导通时间ton决定，成为式2。

fmax=1/（ton+ tdis（min）） …（2）

在图3中示出fmax期间。

如以上所说明那样，就第二实施方式的开关稳压器而言，根据负载电流Iout以最适合的频率来驱动开关元件21，所以开关元件21的驱动损耗降低。特别是，能提高轻负载下的升压效率。

而且，从振荡电路150所输出的振荡信号Vosc为矩形波，不需要PWM比较器。PWM比较器一般而言消耗电流为数μA～数10μA，在输出负载电流Iout为数μA程度这种轻负载下，成为非常大的损耗。从而，在轻负载时的效率提高上极其有效。

如以上所说明那样，根据本发明的开关稳压器，由于振荡电路根据负载电流Iout来控制，所以在轻负载时振荡频率变低而开关元件21的驱动损耗降低，因此升压效率提高。而且，即便在输出电压Vout的设定值低的情况下，开关频率也不会固定于低振荡频率，所以能够抑制脉动电压。

Claims

1.一种开关稳压器，其特征在于，具备：

误差放大器，将对输出电压分压而得的分压电压与基准电压之差放大而输出；

振荡电路，根据所述误差放大器的输出信号而输出矩形波；以及

开关元件，其导通/截止基于所述振荡电路的输出信号而被控制，

根据所述误差放大器的输出信号，所述振荡电路振荡频率可变。

2.如权利要求1所述的开关稳压器，其特征在于，

所述振荡电路根据所述误差放大器的输出信号而被控制动作电流，振荡频率可变。

3.如权利要求2所述的开关稳压器，其特征在于，还包括：

恒流源，流出恒定电流；

电流镜电路，使与所述恒流源的恒定电流相应的电流流入所述振荡电路；以及

晶体管，根据所述误差放大器的输出信号，控制从所述恒流源的恒定电流流入所述电流镜电路的电流。

4.如权利要求1所述的开关稳压器，其特征在于，所述振荡电路具备：

恒流源，流出恒定电流；

电容，以所述恒流源的恒定电流进行充电；

比较器，对所述电容的电压和基准电压进行比较而输出矩形波；以及

晶体管电路，根据所述比较器的输出信号及所述误差放大器的输出信号来控制所述电容的充放电。

5.如权利要求4所述的开关稳压器，其特征在于，所述振荡电路具备：

根据所述比较器的输出信号来切换所述基准电压而输出的电路。