JP2005057954A

JP2005057954A - 昇降圧自動切換え回路

Info

Publication number: JP2005057954A
Application number: JP2003288823A
Authority: JP
Inventors: Michiyasu Deguchi; 充康出口
Original assignee: Seiko Instruments Inc
Current assignee: Seiko Instruments Inc
Priority date: 2003-08-07
Filing date: 2003-08-07
Publication date: 2005-03-03

Abstract

【課題】昇圧動作と降圧動作が同時に発生する事や、昇圧動作及び降圧動作の両方が停止してしまう事を防ぎ、出力電圧の過度特性を劣化させる事なく、昇降圧自動切換えを行なうスイッチング電源回路。
【解決手段】誤差増幅器の出力をレベルシフト回路を用いて、三角波発振波形の振幅電圧に等しい電圧分、レベルを下げて昇圧用ＰＷＭコンパレータへ入力する。また誤差増幅器の出力をそのまま降圧用ＰＷＭコンパレータへ入力する。二つのＰＷＭコンパレータには同じ三角波電圧を入力し、またそれぞれのＰＷＭコンパレータには、三角波電圧の振幅分レベルの異なった、誤差増幅器の出力電圧を入力する。抵抗値を調整することで微調整が可能であり、昇圧動作と降圧動作が円滑に切り換わる為の前記レベルシフト量を、経験値的に簡単に求める事が可能となる。
【選択図】図５

Description

本発明は、自動的に昇降圧動作を切換えるスイッチングレギュレータＩＣに関するものである。

自動的に昇圧、降圧を切換える構成のスイッチングレギュレータにおいて、従来の回路方式を説明する。図１は従来の自動昇降圧型スイッチングレギュレータの回路である。

このスイッチングレギュレータ回路は、スイッチング素子Ｑ1と、Ｑ１のスイッチング動作により、エネルギーを蓄積し放出するコイルＬ１とＬ１のエネルギー放出時のみにおいて、負側電源との電流経路を形成する為のダイオードＤ１とから構成される降圧スイッチングレギュレータ回路と、Ｑ１と同様にスイッチング動作を行うＱ２と、Ｑ２のスイッチング動作によりエネルギーを蓄積し放電するコイルＬ１と、コイルＬ１がエネルギー放出時のみにおいて正側電源との電流経路を確保する為のダイオードＤ２から構成される昇圧スイッチングレギュレータ回路を駆動する事を目的とし、出力電圧をＲ１とＲ２により抵抗分圧した電位と基準電圧との差を増幅する誤差増幅器１と、前記誤差増幅器１の出力により第１の三角波をスライスして、降圧型スイッチングレギュレータへ供給するＰＷＭ波形を発生させるコンパレータ１と、前記第１の三角波を発生させる三角波発振回路１と、第１の三角波発振回路１とは異なった出力電圧帯を持つ第２の三角波発振回路２と、三角波発振回路２の出力を誤差増幅器１の出力でスライスして、昇圧型スイッチングレギュレータへ供給するＰＷＭ波形を発生させるコンパレータ２を有する。

図２に第１及び第２の三角波と誤差増幅器１の出力との関係を示す。第２の三角波は第１の三角波よりも高電位に設定されており、また第１の三角波の上限電圧と第２の三角波の下限電圧は、互いに重なり合うことが無く、また離れ過ぎる事も無いように設定されている。

VDD電圧がVO１の設定電圧値よりも充分に高い場合において、誤差増幅器の出力は第1の三角波の振幅範囲にあり、コンパレータ１による誤差増幅器出力と三角波１の比較が、降圧用スイッチング信号としてＱ１へ供給される。この時、第2の三角波と誤差増幅器出力との大小関係は常に一定に保たれる為、Ｑ２に供給される昇圧用PWM出力は常に一定値となり、この場合においてはＬレベルが供給され、Ｑ２は常に非道通状態となる。この結果、降圧スイッチングレギュレータ回路のみが動作し、昇圧スイッチングレギュレータ回路は停止状態となる。

次にＶＤＤ電圧がＶＯ１の設定電位よりも低い場合を考える。ＶＯ１を設定電位に保つ為、誤差増幅器の出力は、高電位側へシフトを続け、第２の三角波の振幅範囲内に達する。この結果、コンパレータ２による、誤差増幅器出力と第２の三角波による比較結果が昇圧用スイッチング出力としてＱ２へ供給される。この時第１の三角波と誤差増幅器の大小関係は一定に保たれる為、Ｑ１に供給される降圧用PWM出力は常に一定値となり、この場合においてはＬレベルが供給され、Ｑ１は常に導通状態となり、正側電源VDDからコイルＬ１へのエネルギー供給経路が確保される。

この結果、昇圧スイッチングレギュレータ回路のみが動作し、降圧スイッチングレギュレータ回路は停止状態となる。

上記のように、従来の自動昇降圧切換え型スイッチングレギュレータ回路においては電源電圧ＶＤＤとＶＯ１の設定電圧との関係で誤差増幅器の出力電圧値が変化し、昇圧動作と降圧動作が切り換わる仕組みとなっている。
特開２００２−２３３１３８号公報

しかしながら、前記、従来型の昇降圧自動切換え型スイッチングスイッチングレギュレータ回路においては、次に上げる２つの問題点がある。

まず問題点１は、昇圧スイッチングレギュレータ回路と降圧スイッチングレギュレータ回路のスイッチング動作が同時に起こる事である。問題点１について図３を用いて説明する。この問題は図３に示すように第１の三角波の上限電圧よりも第２の三角波の下限電圧が下回る時に発生する。

第１の三角波の上限電圧以下で且つ、第２の三角波の下限電圧以上の電圧範囲に誤差増幅器の出力がある場合において、この誤差増幅器の出力は、第１の三角波並びに第２の三角波の電圧範囲を横切る事になる。その結果、降圧用スイッチング出力と昇圧用スイッチング出力が同時に出力される事になる。

よって図３に示すように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が同時に導通状態となる期間が発生し、この期間においては、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を通して、正側電源と負側電源が短絡する事となり、電力変換効率が低下する。

問題点２は昇圧スイッチングレギュレータと降圧スイッチングレギュレータのいずれもが、動作を停止する事である。問題点２を、図４を用いて説明する。

この問題は図４に示すように、第１の三角波の上限電圧よりも、第２の三角波の下限電圧が高い場合に発生する。図４に示すとおり、この条件においては、第１の三角波と第２の三角波は電位的に重なり合わない。

例えば誤差増幅器の出力が電位的に上昇を続け、第１の三角波の上限を超えた時に、直ちに第２の三角波の振幅範囲に入る事が理想的である。この理想状態において、間断なく昇圧と降圧のスイッチング動作切換えが達成される。

しかし、図４の例においては、第１の三角波と第２の三角波との間にオフセット領域が存在する為、オフセット領域内に誤差増幅器の出力がある時は、昇圧用、降圧用のいずれのスイッチング出力も出力されない。よって、スイッチング素子は、Ｑ１が常に導通状態、Ｑ２が常に非導通状態となって、スイッチングによる出力電圧の安定化動作は行われない。この非制御期間においては、負荷電流変動や電源電圧変動などが発生した場合、出力電圧が著しく影響を受ける事になり、安定化電源装置としての、信頼性が低下する。

本願発明の構成は、ＰＷＭ制御により出力電圧を安定化させているスイッチング電源回路に於いて、誤差増幅器と、三角波発振回路と、一方の入力に前記三角波発振回路出力が入力され、残る一方の入力に前記誤差増幅器の出力電圧が接続されたコンパレータと、一方の入力に前記三角波発振回路出力が入力され、残る一方の入力に前記誤差増幅器の出力電圧を三角波発振出力の振幅電圧分レベルシフトさせた電圧が接続されたコンパレータとを備え、いずれか一方のコンパレータしかＰＷＭ出力を出力させる事がないような構成とする。

それぞれのコンパレータを昇圧用、降圧用に割り振ることで、誤差増幅器の出力電圧変動により、自動的に昇圧動作と降圧動作を切換える事を特徴としたスイッチング電源回路である。

１つの三角波に対して２つの誤差増幅器出力を用いて、昇圧動作と降圧動作の切換えを行う為、三角波の電位には依存する事なく、間断なく昇圧動作と降圧動作を切り換える事が可能である。また２つの誤差増幅器出力は、元となる１つの誤差増幅器出力から、ある一定電位降圧させる事で発生させ、その降圧値を１つの抵抗値を変化させる事で簡単に調整する事が可能な事から、最適な降圧値を経験値的に求める事が容易となる。

さらに、第３の誤差増幅器出力を用いる事で、デューティーの異なったスイッチング出力を発生させ、このヂューティーが相互に異なるスイッチング出力をそれぞれのスイッチング素子に供給する事で、両スイッチング素子が同時に導通状態を防止する事が可能となる。

以下に、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。図５は本発明の昇降圧自動切換え回路の一例である。

本回路は基準電圧と出力電圧とを比較する誤差増幅器１と、三角波発振回路１と、誤差増幅器の出力と三角波とを比較しＰＷＭ波形を出力させるコンパレータ１、２、３と、コンパレータの出力をバッファリングする駆動回路１、２、３と出力電圧を分圧し誤差増幅器へ出力電圧を帰還するブリーダー抵抗とエネルギーを蓄積及び放出する為のコイルＬ１とコイルＬ１の一方の端子と正側電源との間にあり、スイッチングによってＬ１へのエネルギー蓄積、放出を制御する為のスイッチング素子Ｑ１とＱ１が非導通期間において、負側電源とＬ１の間に電流経路を確保する為のダイオードＤ１と、Ｌ１の一方の端子と負側電源との間にあり、スイッチングによってＬ１へのエネルギー蓄積、放出を制御する為のＱ２とＱ２が非導通期間において導通状態となり、Ｌ１のエネルギー放出経路を確保する為のスイッチング素子Ｑ３と、Ｑ３が非導通期間において電流経路を確保する為のダイオードＤ２を有する。

次に本発明の詳細な説明を、図６を用いて行う。図６において、誤差増幅器出力１は誤差増幅器の出力である。この誤差増幅器出力１の電圧変化に平行して変化している誤差増幅器出力２は、前記誤差増幅器１を一定電位低電位側にレベルシフトさせる事で得られる信号電圧である。誤差増幅器出力２は第２の誤差増幅器出力とも考えられる。誤差増幅器出力２を発生させる手段から誤差増幅器出力１及び誤差増幅器出力２の大小関係は、常に誤差増幅器出力１が大きくなり、またそれぞれの電位差は一定電圧となる。図５に示す実施例において，誤差増幅器出力１はコンパレータ１に入力され、三角波と比較動作が行われる。

誤差増幅器出力１が三角波１の振幅範囲のある時は、コンパレータ１によりスイッチング出力が出力され、Ｑ１へ供給される。

ここで誤差増幅器出力２と誤差増幅器出力１の電位差を三角波の振幅に等しい電圧値に設定する事で、誤差増幅器出力１が三角波の振幅範囲内にある時、誤差増幅器出力２は必ず三角波の振幅以下となる。また、図５において誤差増幅器出力２はコンパレータ２に入力されており、三角波との比較動作が行われるのだが、前記に示すとおり、コンパレータ１からスイッチング出力が出力されている期間においては、常にコンパレータ２の出力はＬレベルとなる。コンパレータ２の出力はＱ２へ供給されている。

Ｑ１は降圧動作用のスイッチング素子であり、Ｑ２は昇圧用のスイッチング素子である。以上の説明から明らかな通り、Ｑ１がスイッチング動作を行う降圧スイッチング動作期間において、昇圧スイッチング動作を行う為のＱ２は常に非導通状態となり、昇圧動作及び降圧動作が同時に起動する事は無い。

次に、誤差増幅器出力１が三角波の上限電圧以上になった場合を考える。誤差増幅器出力１が三角波の上限電圧以上且つ、三角波１の上限電圧+三角波の振幅電圧以下の範囲にある時、誤差増幅器出力２は三角波の振幅範囲内にある。

って、前記の通りコンパレータ２により三角波と誤差増幅器出力２の比較動作が行われて、コンパレータ２の出力からスイッチング出力がＱ２へ供給される。

この時、誤差増幅器出力１と三角波の電位的な大小関係は、常に誤差増幅器出力１が高くなる為、コンパレータ１の出力は、常にＬレベルとなる。よってＱ１は常に導通状態となり、Ｌ１とＱ２とＤ２で構成される昇圧スイッチングレギュレータ回路と正側電源との間で電流経路が確保される。

またＱ２がスイッチング動作を行う為、この状態にあっては昇圧スイッチングレギュレータ回路のみが動作する事となり、昇圧及び降圧のスイッチングレギュレータ回路が同時に起動する事はない。

次に誤差増幅器出力１を誤差増幅器出力２とは別に、ある一定電圧、低電位側にシフトさせた電圧を発生させる。これは第３の誤差増幅器出力と考えられる為、誤差増幅器出力３として以下説明を行う。

図５に示す通り、誤差増幅器出力３はコンパレータ３へ入力され、三角波との比較動作を行い、スイッチング出力をＱ３へ供給する。誤差増幅器出力２が三角波振幅範囲にある場合を考える。前記の説明の通り、この状態においては、コンパレータ２によってスイッチング出力がＱ２へ供給され、昇圧動作が行われている。図６に示す通り、誤差増幅器出力２に対して誤差増幅器出力３の電位を若干高く設定してあったとする。この設定電位差は数ｍＶ〜数１０ｍＶの範囲に設定される事が大半であると考えられる。

誤差増幅器出力３は誤差増幅器出力２と同様に三角波を横切るが、前記の通り誤差増幅器出力３は誤差増幅器出力２に比べて若干高い電位である為、コンパレータ２とコンパレータ３の出力は、図６に示すようなデューティーの異なった波形となる。

本実施例において、Ｑ１はＰ型ＭＯＳトランジスター、Ｑ２はＮ型ＭＯＳトランジスターであるとする。

この場合、昇圧用ＰＷＭ出力がＨレベルの期間においてＱ２は導通状態となり、デットタイム設定出力がＬレベルの期間において、Ｑ３が導通状態となる。この時、図６から明らかな通り、Ｑ２とＱ３の導通領域が時間的に重なる事は無い。
そもそもＱ３は、Ｑ２がスイッチング動作を行う昇圧スイッチング動作において、Ｑ２が非導通となり、Ｌ１に蓄積されたエネルギーが放出を開始した時に、ダイオードＤ２の両端を短絡して、Ｄ２の順方向電圧に起因する電力変換効率の低下を防止するものである。この同期整流動作において、Ｑ２が非導通状態に遷移する時間とＱ３が導通状態に遷移する時間が重なった場合、出力と負側電源との間で短絡状態が一時的に発生し、電力変換効率が著しく低下する事が考えられる。この問題点を回避する手段として、本発明にあっては、前記のような誤差増幅器出力３を用いて、Ｑ２とＱ３の導通領域の間に両トランジスターの非導通領域を設ける。

次に、誤差増幅器出力１をレベルシフトさせる具体例を図７を用いて説明する。図７は、本発明に関わるレベルシフト回路の一例である。この回路はボルテージフォロア結線をされたオペアンプ１とＭＯＳトランジスターＭ１と定電流値を決定する為の抵抗Ｒ１とからなる定電流回路と、ＭＯＳトランジスターＭ２、Ｍ３、Ｍ４とからなる為のカレントミラー回路と、カレントミラー回路によって伝達された定電流を流し、実際に所望の電圧降下を発生させる為のＲ２を有する。

このレベルシフト回路の動作は、ＶＩＮ端子に印加した電圧と同電位が、オペアンプ１により、ノード１に出力される。よって、ノード１と負側電源に接続された抵抗Ｒ１により定電流Ｉが発生する。

この時Ｉは数式１で表される
Ｉ＝ＶＩＮ／Ｒ１[A]（数式１）
この定電流ＩはＭ２、Ｍ３、Ｍ４からなるカレントミラー回路を通じて抵抗Ｒ２へ流れ込む。この時抵抗Ｒ２の両端に発生する電位差Ｖshiftは
数式２の通りである。

Ｖshift＝Ｉ×Ｒ２＝（Ｒ２/Ｒ１）ＶＩＮ[V]（数式２）
抵抗Ｒ２の一方の端子を誤差増幅器の出力に接続する事で、誤差増幅器の出力を、任意の電圧値レベルシフトさせた電圧を得る事ができる。

ここで、数式２から明らかな通り、シフトさせる電圧値は定電流を発生させる為の基準電圧ＶＩＮと、Ｒ１及びＲ２の比によって決定される事がわかる。
この為、ＶＩＮの温度特性を解消すれば、Ｒ１及びＲ２の温度特性を揃える事で、シフトする電圧値の温度特性を非常に小さなものとする事が可能となる。

本回路を採用する利点は抵抗Ｒ１もしくはＲ２によって、シフトする電圧値を調節可能な点である。本発明による自動昇降圧切り換え動作は、前記の誤差増幅器１及び誤差増幅器２の出力が三角波の出力に等しい電位差で変動する必要がある。三角波の振幅範囲は周波数によっても変動すると考えられ、外部から調整可能とする事が望ましい。

図７に示すレベルシフト回路に置いては、得にＲ１を半導体集積回路の外部に配置する事で、電圧シフト量を自由に変更する事ができる。
よって、昇圧スイッチング動作と降圧スイッチング動作の切り換えを円滑に行う事が可能となる。

従来の回路図である。従来の回路図例における動作タイミングチャートである。従来の回路図例において三角波の電圧振幅が重なった場合の例である。従来の回路図例において三角波の電圧振幅が重ならない場合の例である。本発明の実施例を示す回路図である。本発明の実施例における動作タイミングチャートである。本発明の実施例におけるレベルシフト回路である。

符号の説明

１正側電源電圧
２誤差増幅器
３基準電圧回路
４ブリーダー抵抗
５コンパレータ回路１
６コンパレータ回路２
７コンパレータ回路３
８レベルシフト回路
９レベルシフト回路
１０スイッチング素子駆動回路
１１スイッチング素子駆動回路
１２スイッチング素子駆動回路
１３三角波発振回路

Claims

ＰＷＭ制御により出力電圧を安定化させているスイッチング電源回路に於いて、誤差増幅器と、三角波発振回路と、一方の入力に前記三角波発振回路出力が入力され、残る一方の入力に前記誤差増幅器の出力電圧が接続されたコンパレータと、一方の入力に前記三角波発振回路出力が入力され、残る一方の入力に前記誤差増幅器の出力電圧を三角波発振出力の振幅電圧分レベルシフトさせた電圧が接続されたコンパレータとを備え、いずれか一方のコンパレータしかＰＷＭ出力を出力させる事がないような構成とし、それぞれのコンパレータを昇圧用、降圧用に割り振ることで、誤差増幅器の出力電圧変動により、自動的に昇圧動作と降圧動作を切換える事を特徴としたスイッチング電源回路。
誤差増幅器の出力をレベルシフトさせる電圧値を抵抗値によって決定させる事でレベルシフト量の微調整を行い、昇圧動作と降圧動作が切換わる瞬間において昇圧動作と降圧動作の同時起動または、同時停止が発生する事を抑止し、出力電圧のアンダーシュート及びオーバーシュートの発生を抑制する請求項1記載のスイッチング電源回路。
前記三角波発振出力を一方の入力とし、前記誤差増幅器の出力をさらにある一定レベル、シフトさせた電圧をもう一方の入力とした第３のコンパレータを設け、昇圧動作時において同期整流動作を行なう請求項1記載のスイッチング電源回路。