CN1061184C - 开关电源 - Google Patents

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Abstract

采用电池作为电源的电子设备中的开关电源，其目的是利用较少的电池操纵这种设备并且延长电池寿命。本发明的目的是提供一种开关电源，开关电源在电池电压低于或高于负载电压时能够有效地提供稳定的电压。由两个三角波发生器电路产生两个相互反相的三角波。来自用于降低输入电压的第一开关电路或来自用于升高输入电压的第二开关电路的与电压电平成正输的信号与两个三角波比较并且产生脉冲信号。利用这些脉冲信号控制第一和第二开关电路。

Description

开关电源
本发明涉及用于采用电池作为电源的电子设备等的一种升压／降压开关电源，它能提供高于或低于电池电压的输出电压。
基于利用较少的电池数量操作设备和延长电池寿命的目的，近年来在采用电池作为电源的电子设备中，开关电源已经得到广泛的应用。参照附图，我们现在描述一个上面提及的常规开关电源的例子。在图8中，示出了日本专利No．8-32159中所公开的一个常规开关电源的电路图，根据经由电阻R53的来自比较器7的脉冲输入，晶体管Q51导通和截止，首先，当晶体管Q51导通时，电流经由回扫线圈(fly back coil)L51的初级线圈L51a而从电池1流向晶体管Q51。这时，存储在平滑电容C3中的电荷流经二极管D51和电阻R51而对电容C51充电。然后，当Q51截止时，由于回扫线圈L51的回扫及电容C51的电压的增加，在晶体管Q51的集电极上的电压随着在次级线圈51b的另一端子上的电压的上升而变成较高的电压，并且该电压经由电阻R52流入晶体管Q52的基极。因此，晶体管Q52导通，并且在晶体管Q51导通的同时，存储在L51的初级线圈L51a中的能量流过晶体管Q52并且存储在电容C3上。这里的2极管D51用于防止电容C51上的电荷流回到电容C3，从而使这些电荷将有效地流入晶体管Q52的基极。电容C2用于吸收流入回扫线圈L51的脉动电流。电容C52用于防止在晶体管Q52中的振荡。
然后，电容C3上的电压，即施加到操作采用电池电子设备的负载电路13的电压被一串联电路分压并且被一运算放大器放大，其中的串联电路由电阻R1、可变电阻VR1和与已被反馈有相对于参考电源3的电压差的电阻R2组成，电容C1的目的是增加低频增益并减少稳态偏差，而且由电阻R3限制高通增益，使其不产生振荡。然后，运算放大器2的输出由比较器7与作为一三角波发生器电51的输出的三角波进行比较，然后进行脉宽调制(后面简称PWM)，最后用来通过电阻R53驱动晶体管Q51。
这里，电压按照下面的方式被控制。当电池1的电压低于在电容C3两端间的负载电压时，晶体管Q51被DWM驱动对应于所述电压差的负荷，并且用作一升压开关电源，反之，当电池1的电压高于在电容C3两端间的负载电压时，PWM负荷变得较小，存储在电容C51中的电荷减少，晶体管Q52的基极电流下降，并且在晶体管Q52的集电极和发射极之间出现电位差。
除此之外，在公开的专利申请No．H2-51357(1990)的说明书中公开了一种开关电源。
上面讨论了常规的开关电源，但是，由于当电池1的电压高于电容C3两端间的负载电压时，通过在晶体管Q52的集电极和发射极之间的电位差的产生而控制电压，因此，这种开关电源的问题就是其效率太低。
本发明的目的是解决上面的现有技术中所指出的问题，提供一种高效率的开关电源。而不管电池1的电压是高于还是低于电容C3两端间的负载电压。
根据本发明的第一观点，为了解决上述问题的开关电源是这样构成的一开关电源：一降压开关电路，用于使输入电压降压；一升压开关电路，用于使输入电压升压；连接到该升压和降压开关电路的多个线圈，用于存储和释放能量；一电容，用于平滑来自该降压和升压开关装置的输出。开关电源还包括一放大器，用于将该电容上的电压与一参考电压比较并且将其放大；一第一三角波发生器电路；一第二三角波发生器电路，它具有电压范围不同于该第一三角波发生器电路的电压范围的输出；一第一比较器，它根据比较所述放大器的输出和所述第一三角波发生器电路的输出的结果而驱动所述降压开关电路；以及一第二比较器，它根据比较所述放大器的输出和所述第二三角波发生器电路的输出的结果而驱动所述升压开关电路。
根据本发明的第二观点的开关电源是基于所述第一观点的开关电源，其中所述第二或者第一三角波发生器电路被配置，以便根据来自该第一或第二三角波发生器电路的输出而合成波形。
根据本发明的第三观点的开关电源是基于该第一观点的开关电源，其中所述第一或者第二三角波发生器电路被配置以便与一外部时钟同步。
根据本发明的第四观点的开关电源是基于该第一观点的开关电源，其中第一三角波发生器电路的输出和第二三角波发生器电路的输出具有相对于某一电位的相互反相的关系。
根据本发明的第五观点的开关电源是基于该第一观点的开关电源，它具有一产生脉冲的脉冲发生器电路，该电路与第一或者第二三角波发生器电路同步，并且该开关电源被配置以便一负荷限制通过来自该脉冲发生器电路的输出而施加于该升压开关电路。
根据本发明的第六观点的开关电源是基于该第一观点的开关电源，其中的降压开关电路包括：第一晶体管，串联在所述电源和所述线圈之间；以及第一二极管，联接在该第一晶体管的线圈一侧和地之间。
根据本发明的第七观点的开关电源是基于该第一观点的开关电源，其中该升压开关电路包括：一第二晶体管，联接在该线圈的负载侧和地之间；以及一第二二极管，串联在该负载和该线圈之间。
根据本发明的第八观点的开关电源是基于该第一观点的开关电源，其中该降压开关电路包括：该第一晶体管，串联在该电源和该线圈之间；以及一第三晶体管，连接在该第一晶体管的线圈侧和地之间；并且其中，该第一和第三晶体管执行相互反相的导通／截止功能。
根据本发明的第九观点的开关电源是基于该第一观点的开关电源，其中该升压开关电路包括：该第二晶体管，连接在该线圈的负载侧和地之间；以及一第四晶体管，串联在该负载和该线圈之间；并且其中，该第二和第四晶体管执行相互反相的导通／截止功能。
图1是一方框图，描述了本发明第一实施例的一开关电源；
图2是一方框图，描述了图1中的第一三角波发生器电路8和第二三角波发生器电路9；
图3A、3B、3C、3D、3E、3F、3G和3H是用于图1和图2中描述的装置的各个元件的输出波形图；
图4是一方框图，描述了本发明的第二实施例的一开关电源；
图5是一方框图，描述了本发明的第三实施例的一开关电源；
图6是一方框图，描述了本发明的第四实施例的一开关电源；
图7是一方框图，描述了本发明的第五实施例的一开关电源；以及
图8是一方框图，描述了一常规开关电源。
参照附图，现在将给出本发明的第一实施例的详细描述。图1是本发明第一实施例的一开关电源的方框图、图2是第一三角波发生器电路8和第二三角波发生器电路9的方框图。
在图1中，电池1的正电压与电解电容C2并联地连接到作为主要开关器件的N型MOS晶体管Q1的漏极，Q1的源极连接到线圈L1的一端和二极管D1的负极，而D1的阳极接地。该线圈L1的另一端连接到电解电容C3的正极端，电解电容C3与操作采用电池的电子设备的一负载电路13并联。电池1的正极通过线圈L2和二极管D2也连接到电容C3的正极。从线圈L2和二极管D2的正极之间的连接点产生一个到N塑MOS晶体管Q2的漏极的连接，该晶体管Q2构成第二开关器件，其源极接地。
晶体管Q1、线圈L1和二极管D1构成一降压开关电源(降压变压器)DC，而晶体管Q2、线圈L2和二极管D2构成一升压开关电源(升压变压器)UC。如下所述，当晶体管Q2截止时，一脉冲信号S8(参见图3G)送到晶体管Q1，该降压开关电源被驱动，并且来自电池1的电流在线圈L1中存储，由电容C3平滑，并且作用于负载电路13。当电池1的电压Vo高于施加于负载电路13的电压VL时，该降压开关电源DC被驱动。
当晶体管Q1截止时，一脉冲信号S4(参见参3C)送到晶体管Q2，该升压开关电源被驱动，并且来自电池1的电流在线圈L2中存储，由电容C3平滑，并且作用于负载电路13。当电池1的电压Vo低于施加于负载电路13的电压VL时，该升压开关电源UC被驱动。
与电解电容C3并联的是，电阻R1、可变电阻VR1和电阻R2串联在一起。该可变电阻VR1的可变端连接在输出端和负输入端之间的电容C1和电阻R3的串联电路。正输入端连接到一参考电压源3的正极。运算放大器2的输出分成三路，其中第一分支连接到一第一比较器6的正输入端，该比较器6在其负输入端输入所述第一三角波发生器电路8的输出S1，第二分支连接到一第二比较器7的正输入端，该比较器7的负输入端连接到所述第二三角波发生器电路9的输出S2，而第三分支连接到一比较器4的负输入端，该比较器4的正输入端连接到一参考电压源5。比较器4的输出与第一比较器6的输出一起输入到-AND门11，而AND门11的输出连接到作为第一开关器件的晶体管Q1的栅极，第一三角波发生器电路8含有一脉冲发生器电路10，该脉冲发生器10通过一触发信号输出一脉冲信号S6。该脉冲信号S6和第二比较器7的输出一起输入到-AND门12，而AND门12的输出连接到作为第二开关器件的晶体管Q2。
来自第一三角波发生器电路8的输出是在图3A中示出的并且将在下面进一步描述的三角波S1。来自第二三角波发生器电路9的输出是也在图3A中示出的三角波S2、三角波S1和S2具有相对对电压E2线上下的对称波形。
首先，描述当电池电压Vo高于负载电压VL时的情况。如果负载电压VL增加，使得在可变电阻VR1的输出处的电压增加到大于参考电压源3的电压时，运算放大器2的输出E5(图3A)下降。因此，在比较器6的正输入端的电位也下降，并且，通过与三角波S1比较而获得的脉冲信号S8从比较器6中输出并且具有一变窄的脉冲宽度。借助于变窄的脉冲信号S8的脉冲宽度，电路的功能就是晶体管Q1导通时间变短，来自电池1的电流供给变小，从而负载电压VL降低。
如果负载电压VL降低，使得在可变电阻VR1的输出处的电压降低到小于参考电压源3的电压时，运算放大器2的输出E5(图3A)增加，但是不高于电压电平E2。因此，在比较器6的正输入端的电位也增加，并且，通过与三角波S1比较而获得的脉冲信号S8的比较器6中输出并且具有一变宽的脉宽宽度。借助于变宽的脉冲信号S8的脉冲宽度，电路的功能就是晶体管Q1导通时间变长，来自电池1的电流供给增加，从而负载电压VL上升。这样，负载电压VL就保持在一预定电平上。
这时，E5施加到比较器7的正输入端，同时三角波S2施加到其负输入端。并且，由于E5总是小于S2，因此，一L电平(低电平)信号从比较器7输出，并且晶体管Q2保持截止。
然后，描述当电池电压Vo低于负载电压VL时的情况。如果负载电压VL降低，使得在可变电阻VR1的输出处的电压降低到小于参考电压源3的电压时，运算放大器2的输出E4(图3A)增加。因此，在比较器6的正输入端的电位也增加。并且，通过与三角波S1比较而获得的脉冲信号S8从比较器6中输出并且具有一变宽的脉冲宽度。借助于变宽的脉冲信号S8的脉冲宽度，电路的功能就是晶体管Q1的导通时间变长，来自电池1的电流供给增加，从而负载电压VL上升。
如果负载电压VL增加，使得在可变电阻VR1的输出处的电压增加到大于参考电压源3的电压时，运算放大器2的输出E4(图3A)下降。但是不低于电压电平E2。因此，在比较器6的正输入端的电位也下降，并且，通过与三角波S1比较而获得的脉冲信号S8从比较器6中输出并且具有一变窄的脉冲宽度。借助于变窄的脉冲信号S8的脉冲宽度，电路的功能就是晶体管Q1导通时间变短，来自电池1的电流供给下降，从而负载电压VL下降。这样，负载电压VL保持在一预定电平上。
这时，E4施加到比较器4的负输入端，而E2从参考电压源5施加到其正输入端，并且，由于E4总是大于E2，因此，一L电平(低电平)信号从比较器4输出，并且晶体管Q1保持在截止状态。
在图2中，连接到电流源31的是电阻R31和R32，R31和R32在该电流源和地之间串联，而一开关35并联到电阻R32，该开关35由一晶体管等构成。上升沿检测器电路38的输出被分别输入到AND门36和37，而该检测器电路38输入一外部同步时钟信号Sc。从在电流源31和电阻R31之间的连接点产生一个到比较器34的负端的连接。比较器34的输出分成三个分支，其中一个分支对电流源33进行开／关控制，该电流源33是串联的两个电流源32、33中的一个电流源，电流源33与电容C31并联。在电流源32和33之间的连接点连接到比较器34的正输入端。比较器34的第二输出输入到AND门36的一输入端。开关35被AND门36的输出所控制。比较器34的第三输出通过一上升沿检测器电路39连接到AND门37的输入的其中之一，AND门37产生脉冲信号S6。从电流源32和33之间的连接点经由一缓冲器40产生三角波发生器电路8的输出S1。缓冲器40的输出也通过电阻器R33连接到第二三角波发生器电路8的负输入端，该第二三角波发生器电路9具有一连接在其输出端和其负输入端之间的电阻R34，并且具有连接到其正输入端的一参考电压源42。电阻R33和R34必须具有相同值。用于该参考电压源42的电压值设置为约等于由公式(电流源31的电流值)×(R31+R32)计算出的电压。上升沿检测电路39和AND门37构成脉冲发生器电路10。
然后，利用图2说明第一三角波发生器电路8和第二三角波发生器电路9的工作。上升沿检测电路38是这样的一个电路，通常处于高电平，当具有一个来自外部时钟信号Sc的上升沿时在一特定时间间隔内产生一低电平。类似地，上升沿检测39是这样的一个电路，通常处于高电平，当在来自比较器34的信号中具有一上升沿时，在一特定时间间隔内产生一低电平。
通过电容C31被重复地正向和随后的反向充电而产生三角信号S1。当比较34的输出为低时，电流源33断开，电容C31被来自电流源32的电流正向充电，因而其电压逐渐上升。这时，由于AND门36的输出为低，开关35断开，并且等于(电流源31的电流值)×(R31+R32)的电压E2施加到比较器34的负输入端。电容C31的电压输入到比较器34的正输入端，并且，当它超过电压E2时，比较器34的输出变成高电平，其中的电压E2是在该负输入端上的电平，等于(电流源31的电流值)×(R31+R32)。这里，如果在外部时钟信号Sc中没有上升沿，那么上升沿检测器电路的输出为高，使得AND门36的输出也为高，开关35接通，并且等于(电流源31的电流值)×(R31)的电压E1被施加到比较器34的负输入端。另外，比较器34的输出变成高，它引起电流源33一它产生一个大于电流源32的电流值的电流值一接通，从而使得电容C31被反向充电，于是在电容C31上的电压逐渐下降。
当该电压下降到低于电压E1时，比较器34的输出变为低，并且电流源33断开，其中的电压E1是比较器34的负输入端上的电平并且等于(电流源31的电流值)×(R31)，所以，电容C3又被来自电流源32的电流正向充电。通过这种工作的重复，就产生了三角波，象第一三角波发生器电路8的输出S1那样，与在电容器C31的两端的电压的变化相同的波形通过缓冲器40输出。
关于缓冲器40的输出，参照参考电压源42的电压E2，通过运算放大器41和R33、R34对称地反相的一波形作为第二三角波发生器电路9的输出S2而输出，其中的电阻R33、R34分别具有相同的电阻值，电压E2约等于(电流源31的电流值)×(R31+R32)求出的电压。
当比较器34从低变到高时，上升沿检测器电路39产生一信号，并且脉冲信号S6从脉冲发生器电路10通过AND门37发送。
而且，当比较器34的输出为高时，如果外部同步时钟信号Sc上升，则一LOW(低)的脉冲从上升沿检测器电路38送出，该脉冲经由AND门而使开关35断开，于是在比较器34的负输入端上的电压上升，并且比较器34的输出反相，变成HIGH(高)，结果是一三角波被外部同步时钟信号Sc同步。
然后，参照该方框图说明开关电源的工作。首先，当电池1的电压Vo高于电容C3两端间的负载电压VL时，其中的电容C3用于平滑第一和第二开关器件的输出，则一降压开关电源DC被驱动，使其用作一降压开关电源，在这个工作中，当晶体管Q1导通时，来自电池1的电流通过晶体管Q1和线圈L1流入电容C3，并且磁能在线圈L1中积累。这时电流将从电池1流向二极管D1。然后，当Q1截止时，存储在线圈L1中的能量被释放，使得电流通过二极管D1和线圈L1而从地流向电容C3。这样，存储在电容C3中的电荷，即在其两端间的电压，被减小。在电容C3上的电压被电阻R1、电阻R2和可变电阻VR1分压，并且被运算放大器2放大，其中在所分电压和参考电压源3之间的电压差被电阻R3和电容C1反馈回运算放大器2。电容C1的目的是增加低通增益并且减小稳态偏差，并且通过电阻R3限制高通增益，以便其不振荡。
然后，运算放大器2的输出E5由第一比较器6与三角波S1比较，并且脉冲信号S8从比较器6输出，其中的三角波S1从第一三角波发生器电路8输出。脉冲信号S8通过AND门11并且DWM-驱动晶体管Q1。这里，AND门11被一已经抬高的高于电池1电压的电压驱动，并且在处于HIGH时，一电压被提供且足够使晶体管Q1导通。这样，在运行中晶体管Q1根据电池1电压和负载电路13的电压之间的电压差而被PWM-驱动，因此构成一降压开关电源。
然后，当电池1的电压Vo低于电容C3两端间的负载电压VL时，当晶体管Q2导通时。来自电池1的电流通过线圈L2流入晶体管Q2，并且磁能在线圈L2中积累，这时由电容C3存储的电荷由二极管D2和C3防止回流，因而不会放电。然后，当晶体管Q2截止时，其漏极电压由于线圈L2的反馈而上升，在晶体管Q2导通的同时，积累在线圈L2中的能量通过二极管D2而流入电容C3，因而C3被充电。在电容C3上的电压被电阻R1、电阻R2和可变电阻VR1分压，并且被运算放大器2放大，其中在所分电压和参考电压源3之间的电压差被电阻R2和电容C1反馈回运算放大器2。然后，运算放大器2的输出E4由比较器7与三角波52比较，并且脉冲信号S4从比较器7输出，其中的三角波S2从第二三角波发生器电路9输出。该脉冲信号S4经过AND门11并且驱动晶体管Q2。
另外，AND门12具有一个输入为脉冲发生器电路10产生的脉冲信号S6，并且其中的低电平周期具有一常量宽度，因此，强制晶体管Q2在该三角波S2的峰值点截止。这样，就强制了一个工作极限，防止电压E2超过电压E3，防止晶体管Q2连续导通，并且防止大电流流向L2。
如前所述，在运行中晶体管Q2根据电池1电压和负载电路13的电压之间的电压差而被PWM-驱动，因此构成一升压开关电源。而且，这时，运算放大器2的输出由比较器4与参考电压源5比较，并且，由于其高于参考电压源5，因此比较器4输出-LOW信号，并且从比较器6到AND门11的输出，使得晶体管Q1截止。
图3A-3H是系统各部分的波形图。在图3A中，S1是第一三角波发生器电路8的输出波形，而S2是第二三角波发生器电路9的输出波形。在波形S1和S2中，虚线表示没有外部同步时钟信号Sc输入时的波形，而实线表示外部同步时钟信号Sc输入时的波形。图3B表示外部同步时钟信号Sc。E1和E2是使第一三角波发生器电路8的输出翻转的阈值电压电平。E1是由(电流源31的电流值)×(R31)表示的电压值，而E2是由(电流源31的电流值)×(R31+R32)表示的电压值。当没有外部时钟信号输入时，三角波在这两个值之间产生。该结构使得第二三角波发生器电路9的输出与第一三角波发生器电路8的输出波形S1对称地产生，其对称轴为参考电压源42的电压值，该电压值具有与E2电压大致相同的值，并且，当没有外部时钟信号输入时，这些三角波在电压E2和E3之间产生。当在图3B中的外部时钟信号Sc被输入时，第一三角波发生器电路8输出一类似于由实线代表的波形，该三角波形在E1电平侧由该时钟信号的上升沿反转。
图3C和3D表示该升压开关电源工作时产生的波形，图3C是比较器7的输出波形，而图3D是比较器6的输出波形。图3E是脉冲发生器电路10的输出波形。运算放大器2的输出电平位于E4，高于E2电压值，与三角波S2交叉。当三角波S2低于E4电平时，比较器7的输出变为HIGH，并且图3C的波形被输出。三角波S1总是低于E4电压电平，所以比较器6的输出总为HIGH，如图3D所示。而且，上升沿检测器电路39和上升沿检测器电路38二者的输出通过AND门37而输入到脉冲发生器电路10，使得AND门37的输出S6通常为高，如图3E中所示，当由上升沿检测器电路38和39的其中之一检测到一个边沿时，S6在一定时间间隔内变为-LOW信号。这时，比较器4的输出与参考电压源5比较，该电压源5具有与E2电压值相同的电压值，并且-LOW电平被输出，使得-LOW电平通过AND门11输入到Q1，Q1截止，将图3C和3E的信号相与(ANDing)而产生的一信号输入到晶体管Q2，并且电池1的电压上升。
图3F和3G是当该降压开关电源工作时产生的波形，图3F是比较器7的输出波形，而图3G是比较器6的输出波形。运算放大器2的输出电平位于E2，而同时三角波S2总是高于电平E5。因此，比较器7的输出总为LOW，如图3F所示，使得Q2截止并且升压电路停止工作，并且它与三角波S1交叉。当S1低于电平E5时，比较器6的输出变为高(HIGH)并且输出图3G的波形。并且，由于参考电压源5的电压较高，因此比较器4的输出变为高，所以AND门11输出如图3G的信号，并且AND门11被一抬高得高于电池1电压的电压所驱动。因此，当电平为HIGH时，一高电压提供给晶体管Q1，变成HIGH一段(高电平段)间隔导通，并且Q1被PWM-驱动。
如果实现前述的实施例，则通过改变可变电阻器VR1，在其中的电池1电压低于负载电压的升压工作中，以及在其中的电池1电压高于负载电压的降压工作中，都能够自由而容易地调节输出电压。在这两种情况下实现了高效率，而同时放大器2由该升压开关电源和降压开关电源二者使用，并且在两个三角波电平范围内工作，其中放大器2利用通过R3和C1的反馈而显示出一滤波器的特性。因此就能够构成一开关电源，当在升压开关电源和降压开关电源之间切换时，该开关电源不会表现出电压波动。
然后，描述本发明的第二实施例。图4是本发明的第二实施例的一开关电源的电路图。如图4中指出，单个线圈L21被用来作为用于升压开关电源和降压开关电源二者的一个线圈。更具体地，线圈L21被用来代替线圈L1，并且在该线圈L21之后，连接有二极管D2和晶体管Q2，其中的晶体管Q2是第二开关晶件。另外，设有比较器4、参考电源5、或者AND门11。除了这些以外，该实施例具有与在图1所描述的第一实施例中所见的那样相同的结构。降压开关电源DC由晶体管Q1、二极管D1和线圈L21构成，而升压开关电源UC由晶体管Q2、二极管D2和线圈L21构成。
首先，描述当电池电压Vo高于负载电压VL时的情况。如果负载电压VL上升，使得在可变电阻VR1的输出上的电压上升到大于参考电压源3的电压，那么运算放大器2的输出E5(图3A)降低。因此，在比较器6的正输入端上的电位也降低，并且，从比较器6中通过与三角波S1比较而获得的脉冲信号S8被输出且具有变窄的脉冲宽度。通过已经变窄的脉冲信号S8的脉冲宽度，电路的功能就是晶体管Q1导通的时间变短，来自电池1的电流供应减少，并且负载电压VL降低。
如果负载电压VL下降，使得在可变电阻VR1的输出上的电压下降到小于参考电压源3的电压，那么运算放大器2的输出E5(图3A)升高，但不会超过电压电平E2。因此，在比较器6的正输入端上的电位也升高，并且，从比较器6中通过与三角波S1比较而获得的脉冲信号S8被输出且具有变宽的脉冲宽度。通过已经变宽的脉冲信号S8的脉冲宽度，电路的功能就是晶体管Q1导通的时间变长，来自电池1的电流供应增加，并且负载电压VL上升。这样，负载电压VL维持在一预定电平上。
这时E5被施加到比较器7的正输入端，而同时三角波S2施加到其负输入端。并且，由于E5总是小于S2，一低电平(LOW)信号从比较器7输出，并且晶体管Q2保持在截止状态。
然后，描述当电池电压Vo低于负载电压VL时的情况，如果负载电压VL下降，使得在可变电阻VR1的输出上的电压下降到小于参考电压源3的电压，那个运算放大器2的输出E4(图3A)升高。因此，在比较器6的正输入端上的电位也升高，并且，从比较器6中通过与三角波S1比较而获得的脉冲信号S8被输出且具有变宽的脉冲宽度。通过已经变宽的脉冲信号S8的脉冲宽度，电路的功能就是晶体管Q1导通的时间变长，来自电池1的电流供应增加，并且负载电压VL上升。
如果负载电压上升，使得在可变电阻VR1的输出上的电压上升到大于参考电压源3的电压，那么运算放大器2的输出E4(图3A)下降，但不会低于电压电平E2。因此，在比较器6的正输入端上的电位也下降，并且，从比较器6中通过与三角波S1比较而获得的脉冲信号S8被输出且具有变窄的脉冲宽度。通过已经变窄的脉冲信号S8的脉冲宽度，电路的功能就是晶体管Q1导通的时间变短，来自电池1的电流供应减少，并且负载电压VL降低，这样，负载电压VL就维持在一预定电平上。
这时，E4被施加到比较器6的正输入端，而同时三角波S1施加到其负输入端。并且，由于E4总是大于S1，一高电平(HIGH)信号从比较器6输出，并且晶体管Q1保持在导通状态。
因此，第二实施例的特点就是，当运算放大器2的输出电平是图3A中的电平E4时，比较器6的输出为高(在一高于电池1电压的上升电压上)，这样，在晶体管Q1保持在导通状态，并且晶体管Q2被PWM-驱动的同时，使得电流连续地流向线圈L21。虽然该第二实施例能够利用少于第一实施例的元件而实现，但是，由于即使当升高开关电源工作时，晶体管Q1也是连续地工作，因此，由于其内部电阻，效率有稍微的损失。在图2中示出的电路也可应用于本实施例中的第一三角波发生器电路8和第二三角波发生器电路9。
下面描述本发明的第三实施例。
图5是在本发明的第三实施例中的开关电源的电路图。
在图5中，一N型MOS晶体管Q3用于替换图4中的二极管D1，并且一反相器14用于驱动晶体管Q3。到该反相器的输入是用于晶体管Q1的驱动信号。因此，晶体管Q1和Q3执行相互反向的工作。另外，在图5中，一N型MOS晶体管Q4用于替换图4中的二极管D2，并且一反相器15用于驱动该晶体管Q4。到该反相器15的输入是用于晶体管Q2的驱动信号。因此，晶体管Q2和Q4执行相互反向的工作。在其它方面，其配置与图4的相同。
这里，当运算放大器2的输出电平为图3A中的电平E4时，比较器6的输出变为高(到达一高于电池1电压的上升电压)，所以Q1保持在导通状态。当Q1导通时，其驱动信号被反相器14反相，所以Q3保持在截止状态。这时，即使在Q2被PWM-驱动导通和截止的同时，Q4也被反相器15反向地驱动，并且电流连续地流向L21。
在第三实施例中，当与第二实施例比较时由于Q1和Q2的导通电压小于D1和D2的导通电压，所以效率得到增强。
另外，在该实施例中，Q3和Q4的驱动仅仅通过应用用于Q1和Q2的反相信号而提供。但是，另一方面，为了防止Q1和Q3、或者Q2和Q4在相同的时刻瞬间导通，借此允许一直通电流流过，定时电路可以用来使它们同时截止。
下面，描述第四实施例。
图6中示出了本发明的第四实施例，其具体的特征在于提供于第一三角波发生器电路8内部的脉冲发生器电路10’。该脉冲发生的电路10’包括反相器43，其输入连接到比较器34的输出。从该反相器43输出脉冲信号S6’(图3H)。
在上述的这些实施例中，一个所谓的单触发电路用于脉冲发生器电路10，利用它产生一低电平(LOW)信号，该信号用于在检测到一边缘后的某一时刻，但是，在该实施例中，采用了一个电路，该电路在比较器34为HIGH时(即，在第一三角波发生器电路8的输出S1正在下降的期间)输出-LOW信号。
反相器43的输出波形S6’在三角波S1的上升沿期间为HIGH，而在其下降沿期间为LOW。当这样时，输入到Q2的一信号由AND门12将信号S4和S6’相与而产生，并且电池1的电压被升压。由于三角波S1的下降沿时期足够地小于其上升沿时期，所以在其下降沿期间晶体管Q2截止，并且升压开关电源UC被强制进入一关闭状态。
下面，描述第五实施例。
图7是本发明的第五实施例中的一开关电源的电路图、该电路图在图4的基础上加入了一个启动器电路。该启动器电路由一驱动电源电路DV和一启动信号发生器电路ST组成。
该驱动电源电路DV包括一启动开关16、一保持开关22、第三三角波发生器电路24、控制器电路25、线圈L3、晶体管Q5、二极管D3、和电容C4。该保持开关通过-LOW信号的输入而断开，通过一HIGH信号的输入而闭合。
启动信号发生器电路ST包括一具有滞后特性的比较器17、一参考电压源18、电阻R4和R5、双向开关19、反相器20、和一OR门21。双向开关工作使得当来自比较器17的信号为LOW时，晶体管Q2的基极连接到第三三角波发生器电路24，并且使得当该信号为HIGH时，晶体管Q2的基极连接到AND门12的输出。
现在将描述如上所述而构成的启动器电路的工作。
当启动开关16被按下时，第三三角波发生器电路24开始振荡，控制器电路25开始工作，并且晶体管Q3开始重复导通和截止的开关工作。通过线圈L3、二极管D3、和电容C4的作用而执行升压操作，并且前述的驱动电压Vc出现在电容C4上。该驱动电压Vc提供用于C-MOS门(AND门11、开关19、OR门21、和反相器20)的电源并且Vc施加到这些器件11、19、21、和20上，其中所述C-MOS门驱动MOS晶体管Q1和Q2。
在启动时，当开关16被按下时，在电容C3上充的负载电压VL是低的。该低负载电压VL被电阻R4和R5分压并且由比较器17与一参考源18比较，当该负载电压VL是低的时，比较器17输出-LOW信号。该LOW信号由反相器20反相并且然后提供给OR门21，随后晶体管Q1导通。这时，-LOW信号也提供给开关19，该开关设置在由图中的实线显示的位置上。这样来自第三三角波发生器电路24的开关信号使晶体管Q2重复地导通和截止。晶体管Q2采用这种工作状态开始执行PWM驱动。
不久，当负载电压VL开始上升时，比较器17的输出将变为HIGH，所以开关19将切换到AND门12的触点，到OR门21的输入将变为LOW，并且，如上所述，基于来自第一和第二三角波发生器电路8和9的三角波信号的工作启动。而且，来自比较器17的HIGH信号将开关22保持在接通状态，维持驱动电源电路DV，使得即使启动开关16断开，该驱动电源电路DV也不会关闭。
根据该实施例，也可以采用需要一高的基极电压的MOS晶体管，以便能够提供高效率的开关电源。
更特别地，当实现该实施例时，通过预先启动动驱动电源电路DV而产生一高基极电压，因此就可以启动降压开关电源DC和升压开关电源VC的MOS晶体管，借此提供一高效率的开关电源系统。基至省略启动开关16时，驱动电源电路DV也将不会关闭，使得降压开关电源DC和升高开关电源UC能够连续地工作。
在前述的实施例中实现的本发明，在升压开关电源和降压开关电源二者中双重利用了作为滤波放大器的放大器、本发明的构造提供升压和降压工作在两个三角波之间根据其中的相应的滤波放大器输出电压的自动切换。因此获得了高效率，而不管电池电压比负载电压高还是低。而且，在升压开关电源和降压开关电源之间的切换过程中，工作连续地切换，而滤波放大器的工作点没有大的变化，因此获得一种具有在切换过程中输出电压不波动的开关电源结构。此外，通过比较输出电压和输入电压，升压和降压功能不会在相互之间切换，所以输出电压能够稳定而方便地调节。
另外，在图2所示的三角波发生器电路的描述中，第二三角波发生器电路9的电压被第一三角波发生器电路8的输出所合成。但是该装置可以被反向，并且，外部同步时钟信号可以用与已经描述的方式相反的方式提供给这些发生器电路。
根据前述的本发明，不管电池电压Vo是高于还是低于负载电压VL，都是有高效率，并且具有滤波器特性的放大器双重作用于升压开关电源和降压开关电源。而且，工作位于两个三角波电平的范围内，使得能够构造一种开关电源，该开关电源在升压开关电源和降压开关电源之间切换时电压不会波动。通过在一个位置上调节一可变电阻，使得电压调节也能够连续、稳定、方便地进行。因此具有高的实际效能。

Claims (15)

1、一种开关电源，包括：
一降压开关电路，用于降低输入电压；
一升压开关电路，用于升高输入电压；
连接到该升压和降压开关电路的多个线圈，用于存储和释放能量；
一电容器，用于平滑来自所述降压和升压开关电路的输出；
一放大器，用于将所述电容器上的电压与一参考电压比较并将所述电容器上的电压放大；其特征在于：
一第一三角波发生器电路，其输出处在一电压范围内；
一第二三角波发生器电路，它具有电压范围不同于所述第一三角波发生器电路输出的电压范围的输出；
一第一比较器，它根据比较所述放大器的输出和所述第一三角波发生器电路的输出的结果而驱动所述降压开关电路；以及
一第二比较器，它根据比较所述放大器的输出和所述第二三角波发生器电路的输出的结果而驱动所述升压开关电路。
2、根据权利要求1的开关电源，其特征在于所述第一和第二三角波发生器电路中至少一个被配置，使之根据来自所述第一或第二三角波发生器电路的输出而分别合成波形。
3、根据权利要求1的开关电源，其特征在于所述第一和第二三角波发生器电路中至少一个被配置，使之与一外部时钟信号同步。
4、根据权利要求1的开关电源，其特征在于所述第一三角波发生器电路和所述第二三角波发生器电路的输出具有相对于某一电位的相互反相的关系。
5、根据权利要求1的开关电源、其特征在于所述开关电源包括一用于产生脉冲的脉冲发生器电路，该电路与所述第一或者第二三角波发生器电路同步，并且该开关电源被配置以便一负荷限制通过来自所述脉冲发生器电路的输出而施加于所述升压开关电路。
6、根据权利要求1的开关电源，其特征在于所述降压开关电路包括，第一晶体管，串联在电源和其中一个所述线圈之间；以及第一二极管，连接在所述一个所述线圈、所述二极管的一侧上的所述第一晶体管和所述二极管的另一侧的地之间。
7、根据权利要求1的开关电源，其特征在于所述升压开关电路包括，一个晶体管，联接在其中一个所述线圈的负载侧和地之间；以及一个二极管，串联在该负载和所述一个线圈之间。
8、根据权利要求1的开关电源，其特征在于所述降压开关电路包括，第一晶体管，串联在电源和其中一个所述线圈之间；以及第二晶体管，连接在所述一个所述线圈、位于所述第二晶体管一侧的所述第一晶体管和所述第二晶体管的另一侧的地之间；所述第一和第二晶体管执行彼此反相的导通／截止功能。
9、根据权利要求1的开关电源，其特征在于所述升压开关电路包括，第一晶体管，连接在其中一个所述线圈的负载侧和地之间；以及第二晶体管，串联在该负载和所述一个所述线圈之间；所述第一和第二晶体管能有效执行彼此反相的导通／截止功能。
10、一种开关电源，包括：
一升压开关电路，用于升高输入电压；
连接到所述升压开关电路的多个线圈，用于存储和释放能量；
一电容器，用于平滑来自所述升压开关电路的输出；
一放大器，用于将所述电容器上的电压与一参考电压比较并将所述电容器的电压放大；其特征在于：
含有开关电路的多个三角波发生器电路，用于产生下降沿斜边和上升沿斜边，并且用于产生三角波；
一比较器，用于比较所述放大器的输出和来自所述多个三角波发生的电路的至少一个三角波，并且驱动所述升压开关电路；以及
脉冲发生器电路，用于产生与所述多个脉冲发生器电路同步的脉冲；
其中所述脉冲发生器电路有效地对所述升压开关电路施加负载限制。
11、根据权利要求10的开关电源，其特征在于所述脉冲发生器电路包括一边缘检测器电路，用于检测三角波的边缘。
12、根据权利要求10的开关电源，其特征在于所述脉冲发生器电路包括一电路，该电路用于输出与该下降沿斜边或者上升沿斜边同步的脉冲。
13、一种用于启动开关电源的启动器电路，包括：
多个主电源开关器件；
一主电源电容器，用于平滑所述主电源开关器件的输出；其特征在于：
主电源控制器电路，用于控制所述主电源开关器件，使得在所述主电源电容器上的电压变成一规定的电压；以及
驱动电源电路，具有：
一驱动开关器件；
一驱动电容器，用于平滑所述驱动开关器件的输出并且产生驱动电压；以及
驱动控制电路，用于控制所述驱动开关器件，使得在所述驱动电容器上的驱动电压变为一规定的电压；以及根据所述驱动电压驱动所述主电源控制器电路。
14、根据权利要求13的启动器电路，其特征在于还包括一个三角波发生器电路和一切换电路，用于在启动过程中用所述三角波发生器电路执行对所述主电源开关器件的控制。
15、根据权利要求14的启动器电路，其特征在于还包括一开关器件，用于在所述主电源控制电路已经被启动后将所述三角波发生器电路保持在一种工作状态。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100409553C (zh) * 2003-04-28 2008-08-06 株式会社理光 升压/降压直流-直流变流器

Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6140808A (en) * 1998-08-05 2000-10-31 Intel Corporation DC-to-DC converter with transient suppression
JP3581260B2 (ja) * 1998-09-14 2004-10-27 東芝デジタルメディアエンジニアリング株式会社 パルス発生回路
CN1079178C (zh) * 1999-04-23 2002-02-13 宁夏长河实业总公司 一种电磁阀自动调压节电模块
US6166527A (en) * 2000-03-27 2000-12-26 Linear Technology Corporation Control circuit and method for maintaining high efficiency in a buck-boost switching regulator
US6677734B2 (en) * 2001-03-29 2004-01-13 Autoliv Asp, Inc. Non-inverting dual voltage regulation set point power supply using a single inductor for restraint control module
US6737845B2 (en) * 2001-06-21 2004-05-18 Champion Microelectronic Corp. Current inrush limiting and bleed resistor current inhibiting in a switching power converter
JP2003289664A (ja) * 2002-03-28 2003-10-10 Tdk Corp スイッチング電源装置用の制御回路及びこれを用いたスイッチング電源装置
AU2003224818A1 (en) * 2002-04-04 2003-10-20 Thomson Licensing S.A. Line frequency switching regulator
EP1499165B1 (en) * 2003-07-07 2007-09-12 Rohm Co., Ltd. Load driving device and portable apparatus utilizing such driving device
CN1581624B (zh) * 2003-08-05 2011-07-06 旺宏电子股份有限公司 变频器控制电路
WO2005060023A2 (en) * 2003-12-17 2005-06-30 Exide Technologies Battery energy storage modules
TW200525869A (en) * 2004-01-28 2005-08-01 Renesas Tech Corp Switching power supply and semiconductor IC
JP4252485B2 (ja) * 2004-03-29 2009-04-08 富士通マイクロエレクトロニクス株式会社 スイッチングレギュレータ制御回路、スイッチングレギュレータ、およびスイッチングレギュレータ制御方法
JP4704099B2 (ja) * 2004-05-21 2011-06-15 ローム株式会社 電源装置およびそれを用いた電子機器
JP4381327B2 (ja) * 2005-03-02 2009-12-09 富士通マイクロエレクトロニクス株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ、ｄｃ−ｄｃコンバータ制御装置、電源装置、電子装置及びｄｃ−ｄｃコンバータ制御方法
JP4835009B2 (ja) * 2005-03-15 2011-12-14 ミツミ電機株式会社 発振回路及び発振制御方法
US7372397B2 (en) * 2005-06-03 2008-05-13 Rosemount Tank Radar Ab Energy storage in a radar level gauge
US7800456B2 (en) * 2008-05-23 2010-09-21 Semiconductor Components Industries, Llc Method of forming an oscillator circuit and structure therefor
JP5100719B2 (ja) * 2009-08-07 2012-12-19 シャープ株式会社 照明装置
KR20120080908A (ko) * 2011-01-10 2012-07-18 페어차일드코리아반도체 주식회사 블리드 스위치의 제어 장치, 전원 장치 및 구동 방법
US8717097B2 (en) * 2011-06-28 2014-05-06 Qualcomm Incorporated Amplifier with improved noise reduction
WO2014087609A1 (ja) 2012-12-03 2014-06-12 パナソニック株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP5979124B2 (ja) 2013-12-06 2016-08-24 株式会社デンソー スイッチング電源装置、電子装置及び車載装置
FR3082959A1 (fr) * 2018-06-26 2019-12-27 Stmicroelectronics (Rousset) Sas Commande cyclique de cellules d'un circuit integre

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1111771A (zh) * 1993-12-17 1995-11-15 日本普罗电源会社 开关调节器

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS60215222A (ja) * 1984-04-11 1985-10-28 Fuji Photo Film Co Ltd 直流電源回路
JPH0832159A (ja) * 1994-07-11 1996-02-02 Toshiba Corp パルスレーザ発振装置
JPH0832158A (ja) * 1994-07-13 1996-02-02 Toshiba Corp パルスレーザ発振装置
US5565761A (en) * 1994-09-02 1996-10-15 Micro Linear Corp Synchronous switching cascade connected offline PFC-PWM combination power converter controller
US5642267A (en) * 1996-01-16 1997-06-24 California Institute Of Technology Single-stage, unity power factor switching converter with voltage bidirectional switch and fast output regulation

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1111771A (zh) * 1993-12-17 1995-11-15 日本普罗电源会社 开关调节器

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100409553C (zh) * 2003-04-28 2008-08-06 株式会社理光 升压/降压直流-直流变流器

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MY138780A (en) 2009-07-31

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