CN102684493B - 主开关管驱动损耗小的BJT型自激式Boost变换器 - Google Patents
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Abstract
主开关管驱动损耗小的BJT型自激式Boost变换器包括由输入电容Ci、电感L、主开关管NPN型BJT管Q1、二极管D和电容Co组成的Boost变换器的主回路，还包括主开关管Q1的驱动单元，所述主开关管Q1的驱动单元由电阻R1、电阻R2、稳压管Z1和PNP型BJT管Q2组成，所述PNP型BJT管Q2的发射极与电阻R1的一端相连，电阻R1的另一端与电感L的一端以及直流电压源Vi的正端相连，PNP型BJT管Q2的基极与稳压管Z1的阳极以及电阻R2的一端相连，稳压管Z1的阴极与电感L的另一端以及二极管D的阳极相连，电阻R2的另一端与直流电压源Vi的负端相连，PNP型BJT管Q2的集电极与NPN型BJT管Q1的基极相连。为提高电路的动态性能，可在直流电压源Vi的正端和PNP型BJT管Q2的基极之间并联电容C1。本发明电路结构简单，元器件数目少，主开关管驱动损耗小，轻载时电路效率高。
Description
技术领域
本发明涉及自激式直流-直流（DC-DC）变换器，应用于开关稳压或稳流电源、高亮度LED驱动电路等，尤其是一种自激式Boost变换器。
背景技术
与线性（稳压或稳流）调节器和他激式DC-DC变换器相比，自激式DC-DC变换器具有性价比高的显著优点。图1给出的是一种电路结构简单、元器件数目少的BJT（双极型晶体管）型自激式Boost变换器，包括由输入电容Ci、电感L、NPN型BJT管Q1、二极管D和输出电容Co组成的Boost变换器的主回路，输入电容Ci与直流电压源Vi并联，输出电容Co两端电压为直流输出电压Vo，负载Ro与输出电容Co并联，直流电压源Vi的负端与直流输出电压Vo的负端以及NPN型BJT管Q1的发射极相连，直流电压源Vi的正端与电感L的一端相连，电感L的另一端与NPN型BJT管Q1的集电极以及二极管D的阳极相连，二极管D的阴极与输出电压Vo的正端相连。
图1所示的BJT型自激式Boost变换器还包括主开关管Q1的驱动单元，所述主开关管Q1的驱动单元由电阻R1、电阻R2、电阻R3、电容C1和NPN型BJT管Q2组成，所述NPN型BJT管Q2的集电极和发射极分别与NPN型BJT管Q1的基极和发射极相连，NPN型BJT管Q1的基极还通过电阻R1接于直流电压源Vi的正端，电阻R2和电容C1组成并联支路，所述并联支路的一端与NPN型BJT管Q1的集电极相连，所述并联支路的另一端与NPN型BJT管Q2的基极以及电阻R3的一端相连，电阻R3的另一端与NPN型BJT管Q2的发射极以及直流电压源Vi的负端相连。图1所示的BJT型自激式Boost变换器还包括电压反馈支路，所述电压反馈支路由电阻R4、稳压管Z1和NPN型BJT管Q3组成，所述稳压管Z1的阴极与输出电压Vo的正端相连，稳压管Z1的阳极与电阻R4的一端以及NPN型BJT管Q3的基极相连，NPN型BJT管Q3的集电极和发射极分别与NPN型BJT管Q1的基极和发射极相连，电阻R4的另一端接于直流电压源Vi的负端。该电路的不足之处在于：由驱动电阻R1、NPN型BJT管Q2、电阻R2、电阻R3和电容C1组成的主开关管Q1的驱动单元，当主开关管Q1关断时仍有较大电流流过驱动电阻R1，导致Q1的驱动损耗较大，从而影响电路的效率，尤其是电路的轻载效率。
发明内容
为克服现有的BJT型自激式Boost变换器主开关管驱动损耗较大的不足，本发明提供一种主开关管驱动损耗小的BJT型自激式Boost变换器。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：一种主开关管驱动损耗小的BJT型自激式Boost变换器包括由输入电容Ci、电感L、NPN型BJT管Q1、二极管D和电容Co组成的Boost变换器的主回路，输入电容Ci与直流电压源Vi并联，输出电容Co两端电压为直流输出电压Vo，负载Ro与输出电容Co并联，直流电压源Vi的负端与直流输出电压Vo的负端以及NPN型BJT管Q1的发射极相连，直流电压源Vi的正端与电感L的一端相连，电感L的另一端与NPN型BJT管Q1的集电极以及二极管D的阳极相连，二极管D的阴极与输出电压Vo的正端相连；所述主开关管驱动损耗小的BJT型自激式Boost变换器还包括主开关管Q1的驱动单元，所述主开关管Q1的驱动单元由电阻R1、电阻R2、稳压管Z1和PNP型BJT管Q2组成，所述PNP型BJT管Q2的发射极与电阻R1的一端相连，电阻R1的另一端与电感L的一端以及直流电压源Vi的正端相连，PNP型BJT管Q2的基极与稳压管Z1的阳极以及电阻R2的一端相连，稳压管Z1的阴极与电感L的另一端以及二极管D的阳极相连，电阻R2的另一端与直流电压源Vi的负端相连，PNP型BJT管Q2的集电极与NPN型BJT管Q1的基极相连。为提高电路的动态性能，可在直流电压源Vi的正端和PNP型BJT管Q2的基极之间并联电容C1。
进一步，作为优选的一种方案：所述主开关管驱动损耗小的BJT型自激式Boost变换器还包括电压反馈支路，所述电压反馈支路由电阻R3、电阻R4和NPN型BJT管Q3组成，所述NPN型BJT管Q3的集电极与PNP型BJT管Q2的集电极以及NPN型BJT管Q1的基极相连，NPN型BJT管Q3的发射极与直流电压源Vi的负端相连，NPN型BJT管Q3的基极与电阻R3的一端以及电阻R4的一端相连，电阻R3的另一端与二极管D的阴极以及直流输出电压Vo的正端相连，电阻R4的另一端与直流输出电压Vo的负端相连。为提高电路的动态性能，电阻R3两端可并联电容C2。
后者，作为优选的另一种方案：所述主开关管驱动损耗小的BJT型自激式Boost变换器还包括电流反馈支路，所述电流反馈支路由电阻R3、电阻R4、二极管D1和NPN型BJT管Q3组成，所述NPN型BJT管Q3的集电极与PNP型BJT管Q2的集电极以及NPN型BJT管Q1的基极相连，NPN型BJT管Q3的发射极与直流电压源Vi的负端相连，NPN型BJT管Q3的基极与电阻R3的一端以及二极管D1的阳极相连，电阻R3的另一端与直流电压源Vi的正端以及电感L的一端相连，二极管D1的阴极与电阻R4的一端以及输出电压Vo的负端相连，电阻R4的另一端与输出电容Co的一端、NPN型BJT管Q1的发射极以及直流电压源Vi的负端相连。为提高电路的动态性能，电阻R3两端可并联电容C2。
本发明的技术构思为：在图1所示现有BJT型自激式Boost变换器的基础上，用损耗小的主开关管驱动单元代替原有损耗大的主开关管驱动单元（如图2和图3所示）。损耗小的主开关管驱动单元由电阻R1、电阻R2、PNP型BJT管Q2、稳压管Z1等组成。其特征如下：所述PNP型BJT管Q2的发射极与电阻R1的一端相连，电阻R1的另一端与电感L的一端以及直流电压源Vi的正端相连，PNP型BJT管Q2的基极与稳压管Z1的阳极以及电阻R2的一端相连，稳压管Z1的阴极与电感L的另一端以及二极管D的阳极相连，电阻R2的另一端与直流电压源Vi的负端相连，PNP型BJT管Q2的集电极与NPN型BJT管Q1的基极相连。为提高电路的动态性能，可在直流电压源Vi的正端和PNP型BJT管Q2的基极之间并联电容C1。
为获得稳定的直流输出电压，在Boost变换器主回路的输出端与主开关管驱动单元之间可增加一条电压反馈支路，由NPN型BJT管Q3、电阻R3和电阻R4组成（如图2所示）。为提高电路的动态性能，电阻R3两端可并联电容C2。
为获得稳定的直流输出电流，在Boost变换器主回路的输出端与主开关管驱动单元之间可增加一条电流反馈支路，由NPN型BJT管Q3、电阻R3、电阻R4和二极管D1组成（如图3所示）。为提高电路的动态性能，电阻R3两端可并联电容C2。
本发明的有益效果主要表现在：本发明提出的BJT型自激式Boost变换器不但具有电路结构简单、元器件数目少的优点，而且还具有主开关管驱动损耗小、轻载效率高的优点，非常适合小功率（数瓦级以下）升压型的开关稳压或稳流电源、高亮度LED驱动电路等应用。
附图说明
图1是现有的一种BJT型自激式Boost变换器的电路图。
图2是主开关管驱动损耗小的BJT型自激式Boost变换器实施例1的电路图。
图3是主开关管驱动损耗小的BJT型自激式Boost变换器实施例2的电路图。
图4是主开关管驱动损耗小的BJT型自激式Boost变换器实施例1在电感电流iL临界连续工作模式下的理想波形图。
图5是主开关管驱动损耗小的BJT型自激式Boost变换器实施例2在电感电流iL临界连续工作模式下的理想波形图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步描述。
实施例1
参照图2和图4，一种主开关管驱动损耗小的BJT型自激式Boost变换器包括由输入电容Ci、电感L、NPN型BJT管Q1、二极管D和电容Co组成的Boost变换器的主回路，输入电容Ci与直流电压源Vi并联，输出电容Co两端电压为直流输出电压Vo，负载Ro与输出电容Co并联，直流电压源Vi的负端与直流输出电压Vo的负端以及NPN型BJT管Q1的发射极相连，直流电压源Vi的正端与电感L的一端相连，电感L的另一端与NPN型BJT管Q1的集电极以及二极管D的阳极相连，二极管D的阴极与输出电压Vo的正端相连。
所述主开关管驱动损耗小的BJT型自激式Boost变换器还包括主开关管Q1的驱动单元，所述主开关管Q1的驱动单元由电阻R1、电阻R2、电容C1、稳压管Z1和PNP型BJT管Q2组成，所述PNP型BJT管Q2的发射极与电阻R1的一端相连，电阻R1的另一端与电感L的一端以及直流电压源Vi的正端相连，PNP型BJT管Q2的基极与稳压管Z1的阳极以及电阻R2的一端相连，稳压管Z1的阴极与电感L的另一端以及二极管D的阳极相连，电阻R2的另一端与直流电压源Vi的负端相连，PNP型BJT管Q2的集电极与NPN型BJT管Q1的基极相连。为提高电路的动态性能，在直流电压源Vi的正端和PNP型BJT管Q2的基极之间并联电容C1。
图2是主开关管驱动损耗小的BJT型自激式Boost变换器实施例1的电路图，采用了电压反馈支路。所述电压反馈支路包括NPN型BJT管Q3、电阻R3、电阻R4和电容C2，所述NPN型BJT管Q3的集电极与PNP型BJT管Q2的集电极以及NPN型BJT管Q1的基极相连，NPN型BJT管Q3的发射极与直流电压源Vi的负端相连，NPN型BJT管Q3的基极与电阻R3的一端以及电阻R4的一端相连，电阻R3的另一端与二极管D的阴极以及直流输出电压Vo的正端相连，电阻R4的另一端与直流输出电压Vo的负端相连。为提高电路的动态性能，电阻R3两端并联电容C2。
图4是主开关管驱动损耗小的BJT型自激式Boost变换器实施例1在电感电流iL临界连续工作模式下的理想波形图。其电路工作原理具体如下：
（1）电路上电启动阶段：t=t0时刻，电路上电，直流电压源Vi（vi）从0开始上升。刚开始，Q1、Q2、Q3、D均截止，Q1的集电极电压vc1跟随vi变化，而直流输出电压Vo（vo）为0。t=t1时刻，即直流电压源vi上升至二极管D的正向导通压降时，D导通，直流电压源vi通过L和D对Co充电，直流输出电压vo开始上升。t=t2时刻，即直流电压源vi上升至一定值时，Q2导通，Z1正向导通，Q1导通。t=t3时刻，即Q1的集电极电压vc1上升至一定值时，Q2关断，Z1截止，Q1关断。Q1关断后，Q1的集电极电压vc1继续上升并超过直流电压源vi。随后，Z1反向导通，但因vc1大于vi、Q2发射极－基极导通压降、Z1反向导通压降三者之和，Q2和Q1仍关断。t=t4时刻，电感电流iL下降为0，D截止。D截止后，vc1发生跌落，Q2和Q1导通。Q1导通后，vi、L、Q1形成回路，L充电，iL增加。此时，Z1正向导通。随着iL的增加，ic1和vc1也跟着增加。t=t5时刻，即vc1上升到一定值时，Q2关断，Z1截止，Q1关断。Q1关断后，D导通，vi、L、D、Co和Ro形成回路，L放电，iL减小。此时，Z1反向导通。t=t6时刻，iL又下降为0，D截止。D截止后，Q1再次导通，电路进入下一个自激工作周期。历经若干个周期，当电路的输出电压达到设定值Vo以后，电路就完成了上电启动过程，进入稳态工作阶段。
（2）电路稳态工作阶段：当电路的输出电压达到设定值Vo以后，电路的电压反馈支路就开始起作用。当输出电压高于设定值Vo时，Q3导通，导致Q1关断。通过缩短Q1的导通时间（即t8-t7）和延长Q1的关断时间（即t9-t8），实现输出电压的降低。当输出电压低于设定值Vo时，Q3关断，Q1的导通和关断时间又恢复原样，实现输出电压的提升。由此，电路可实现输出稳压。
实施例2
参照图3和图5，本实施例包括由输入电容Ci、电感L、NPN型BJT管Q1、二极管D和电容Co组成的Boost变换器的主回路和由电阻R1、电阻R2、电容C1、稳压管Z1和PNP型BJT管Q2组成的主开关管Q1的驱动单元，还包括电流反馈支路。所述电流反馈支路包括电阻R3、电阻R4、电容C2、二极管D1和NPN型BJT管Q3，所述NPN型BJT管Q3的集电极与PNP型BJT管Q2的集电极以及NPN型BJT管Q1的基极相连，NPN型BJT管Q3的发射极与直流电压源Vi的负端相连，NPN型BJT管Q3的基极与电阻R3的一端以及二极管D1的阳极相连，电阻R3的另一端与直流电压源Vi的正端以及电感L的一端相连，二极管D1的阴极与电阻R4的一端以及输出电压Vo的负端相连，电阻R4的另一端与输出电容Co的一端、NPN型BJT管Q1的发射极以及直流电压源Vi的负端相连。为提高电路的动态性能，电阻R3两端并联电容C2。
本实施例的其他电路结构与实施例1相同。
图5是主开关管驱动损耗小的BJT型自激式Boost变换器实施例2在电感电流iL临界连续工作模式下的理想波形图。其电路工作原理具体如下：
（1）电路上电启动阶段：与实施例1相同，历经若干个周期，当电路的输出电流达到设定值Io以后，电路就完成了上电启动过程，进入稳态工作阶段。
（2）电路稳态工作阶段：当电路的输出电流达到设定值Io以后，电路的电流反馈支路就开始起作用。当输出电流高于设定值Io时，Q3导通，导致Q1关断。通过缩短Q1的导通时间（即t8-t7）和延长Q1的关断时间（即t9-t8），实现输出电流的降低。当输出电流低于设定值Io时，Q3关断，Q1的导通和关断时间又恢复原样，实现输出电流的提升。由此，电路可实现输出稳流。
本说明书实施例所述的内容仅仅是对发明构思的实现形式的列举，本发明的保护范围的不应当被视为仅限于实施例所陈述的具体形式，本发明的保护范围也及于本领域技术人员根据本发明构思所能够想到的等同技术手段。
Claims (6)
1.一种主开关管驱动损耗小的BJT型自激式Boost变换器，包括由输入电容Ci、电感L、NPN型BJT管Q1、二极管D和电容Co组成的Boost变换器的主回路，输入电容Ci与直流电压源Vi并联，输出电容Co两端电压为直流输出电压Vo，负载Ro与输出电容Co并联，直流电压源Vi的负端与直流输出电压Vo的负端以及NPN型BJT管Q1的发射极相连，直流电压源Vi的正端与电感L的一端相连，电感L的另一端与NPN型BJT管Q1的集电极以及二极管D的阳极相连，二极管D的阴极与输出电压Vo的正端相连，其特征在于：所述主开关管驱动损耗小的BJT型自激式Boost变换器还包括NPN型BJT管Q1的驱动单元，所述NPN型BJT管Q1的驱动单元由电阻R1、电阻R2、稳压管Z1和PNP型BJT管Q2组成，PNP型BJT管Q2的发射极与电阻R1的一端相连，电阻R1的另一端与电感L的一端以及直流电压源Vi的正端相连，PNP型BJT管Q2的基极与稳压管Z1的阳极以及电阻R2的一端相连，稳压管Z1的阴极与电感L的另一端以及二极管D的阳极相连，电阻R2的另一端与直流电压源Vi的负端相连，PNP型BJT管Q2的集电极与NPN型BJT管Q1的基极相连；
所述主开关管驱动损耗小的BJT型自激式Boost变换器在电感L的电流iL临界连续工作模式下，当PNP型BJT管Q2和NPN型BJT管Q1导通后，直流电压源Vi、电感L、NPN型BJT管Q1形成回路，稳压管Z1正向导通，NPN型BJT管Q1的集电极电压vc1增加；当NPN型BJT管Q1的集电极电压vc1上升到一定值时，PNP型BJT管Q2关断，稳压管Z1截止，NPN型BJT管Q1关断；当NPN型BJT管Q1关断后，二极管D导通，直流电压源Vi、电感L、二极管D、电容Co和负载Ro形成回路，稳压管Z1反向导通，因NPN型BJT管Q1的集电极电压vc1大于直流电压源Vi、PNP型BJT管Q2发射极－基极导通压降、稳压管Z1反向导通压降三者之和，PNP型BJT管Q2和NPN型BJT管Q1仍关断，电感电流iL减小；当电感电流iL下降为0时，二极管D截止；当二极管D截止后，PNP型BJT管Q2和NPN型BJT管Q1再次导通。
2.如权利要求1所述的主开关管驱动损耗小的BJT型自激式Boost变换器，其特征在于：所述直流电压源Vi的正端和PNP型BJT管Q2的基极之间并联电容C1。
3.如权利要求1和2之一所述的主开关管驱动损耗小的BJT型自激式Boost变换器，其特征在于：所述自激式Boost变换器还包括电压反馈支路，所述电压反馈支路由电阻R3、电阻R4、NPN型BJT管Q3组成，所述NPN型BJT管Q3的集电极与PNP型BJT管Q2的集电极以及NPN型BJT管Q1的基极相连，NPN型BJT管Q3的发射极与直流电压源Vi的负端相连，NPN型BJT管Q3的基极与电阻R3的一端以及电阻R4的一端相连，电阻R3的另一端与二极管D的阴极以及直流输出电压Vo的正端相连，电阻R4的另一端与直流输出电压Vo的负端相连。
4.如权利要求3所述的主开关管驱动损耗小的BJT型自激式Boost变换器，其特征在于：所述电阻R3两端并联电容C2。
5.如权利要求1和2之一所述的主开关管驱动损耗小的BJT型自激式Boost变换器，其特征在于：所述自激式Boost变换器还包括电流反馈支路，所述电流反馈支路由电阻R3、电阻R4、二极管D1和NPN型BJT管Q3组成，所述NPN型BJT管Q3的集电极与PNP型BJT管Q2的集电极以及NPN型BJT管Q1的基极相连，NPN型BJT管Q3的发射极与直流电压源Vi的负端相连，NPN型BJT管Q3的基极与电阻R3的一端以及二极管D1的阳极相连，电阻R3的另一端与直流电压源Vi的正端以及电感L的一端相连，二极管D1的阴极与电阻R4的一端以及输出电压Vo的负端相连，电阻R4的另一端与输出电容Co的一端、NPN型BJT管Q1的发射极以及直流电压源Vi的负端相连。
6.如权利要求5所述的主开关管驱动损耗小的BJT型自激式Boost变换器，其特征在于：所述电阻R3两端并联电容C2。
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Legal Events
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| C14 | Grant of patent or utility model | ||
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